JPWO2019186913A1

JPWO2019186913A1 - 切替回路及び可変減衰器

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Publication number: JPWO2019186913A1
Application number: JP2018547487A
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Inventors: 健吾川▲崎▼; 津留　正臣; 正臣津留; 充弘下澤
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Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
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Filing date: 2018-03-29
Publication date: 2020-04-30
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Abstract

回路素子（３）に並列に第１のスイッチ（４）を接続する。回路素子（３）と第１のスイッチ（４）で構成された並列回路に対して第２のスイッチ（５）を直列に接続する。第１のスイッチ（４）と第２のスイッチ（５）は交互にオンオフ動作を行う。

Description

本発明は、回路素子に対して第１のスイッチと第２のスイッチを並列と直列に接続し、これら第１及び第２のスイッチを交互にオンオフ制御する切替回路と、これを用いた可変減衰器に関する。

従来の切替回路は切り替え時に寄生素子により生じる位相変化を補償するために、例えば誘導素子を装荷して容量性の寄生素子と共振させ、寄生素子の影響を相殺していた（例えば特許文献１参照）。

特開２００３−３０９４５４号公報

しかしながら、上記従来の切替回路では、誘導素子と寄生容量による共振を利用しているために、狭帯域となってしまう問題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、切替時における位相変化を広帯域にわたって抑圧することのできる切替回路を提供することを目的とする。

この発明に係る可変減衰器は、回路素子に並列に接続された第１のスイッチと、回路素子と第１のスイッチで構成された並列回路に対して直列に接続された第２のスイッチとを備え、第１のスイッチと第２のスイッチとが交互にオンオフ動作するようにしたものである。

この発明の可変減衰器は、回路素子にスイッチを直列と並列にそれぞれ接続し、交互にオンオフ動作するようにしたものである。これにより、切替時における位相変化を広帯域にわたって抑圧することができる。

この発明の実施の形態１による切替回路を示す構成図である。図２Ａはこの発明の実施の形態１による切替回路の第１の状態の動作、図２Ｂは第２の状態の動作を示す等価回路図である。この発明の実施の形態２による切替回路を示す構成図である。図４Ａはこの発明の実施の形態２による切替回路の第１の状態の動作、図４Ｂは第２の状態の動作を示す等価回路図である。この発明の実施の形態３による可変減衰器を示す構成図である。図６Ａはこの発明の実施の形態３による可変減衰器の第１の状態の動作、図６Ｂは第２の状態の動作を示す等価回路図である。図７Ａはこの発明の実施の形態３による可変減衰器の通過特性、図７Ｂは通過位相を示す説明図である。この発明の実施の形態４による可変減衰器を示す構成図である。この発明の実施の形態５による可変減衰器を示す構成図である。図１０Ａはこの発明の実施の形態５による可変減衰器の第１の状態の動作、図１０Ｂは第２の状態の動作を示す等価回路図である。図１１Ａはこの発明の実施の形態５による可変減衰器の通過特性、図１１Ｂは通過位相を示す説明図である。この発明の実施の形態６による可変減衰器を示す構成図である。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
図１は、本実施の形態による切替回路を示す構成図である。
図１に示す切替回路は、第１の端子１、第２の端子２、回路素子３、第１のスイッチ４、第２のスイッチ５を備える。第１の端子１には内部インピーダンスＺ_０の信号源が接続され、第２の端子２にはインピーダンスＺ_０の負荷が接続される。なお、これら信号源と負荷の図示は省略している。回路素子３には第１のスイッチ４が並列に接続され、第２のスイッチ５が直列に接続されている。回路素子３と第１のスイッチ４の並列回路は第２の端子２に接続され、第２のスイッチ５は第１の端子１に接続されている。第１のスイッチ４及び第２のスイッチ５は交互にオンオフ制御されるスイッチであり、ＭＯＳＦＥＴやＨＥＭＴといったＦＥＴ、またはＭＥＭＳスイッチ等からなり、オン状態ではオン抵抗、オフ状態ではオフ容量で表されるとする。

次に、このように構成された切替回路の動作について説明する。
第１の端子１から信号が入力されると、第１の状態では第２のスイッチ５がオン、第１のスイッチ４がオフとなるように制御する。一方、第２の状態では第２のスイッチ５がオフ、第１のスイッチ４がオンとなるよう制御する。第１のスイッチ４と第２のスイッチ５のオン抵抗はＲ_ｏｎ４，Ｒ_ｏｎ５≒０として無視できるとし、オフ容量４ａ，５ａはＣ_４，Ｃ_５とする。図１の第１の状態の等価回路を図２Ａに示し、第２の状態の等価回路を図２Ｂに示す。

回路素子３のインピーダンスＺ_３が抵抗Ｒ_３のとき図２Ａの第１の状態の場合の通過特性Ｓ２１の位相を計算すると、

である。図２Ｂの第２の状態において、同様に通過特性Ｓ２１の位相を計算すると、

となる。第１の状態と第２の状態の位相変動を抑えられる条件は、ｔａｎθ_１＝ｔａｎθ_２であり、これを実現する条件は、式（１）と式（２）より、

となる。高周波やＲ_３の値が大きい場合にはＣ_４＝Ｃ_５となり、この条件を満たすようにすれば周波数に関係なく広帯域にわたって位相変動を抑圧することができる。

同様に、Ｚ_３が容量Ｃ_３の場合は、位相変動を抑える条件を求めると、
Ｃ_５＝Ｃ_３＋Ｃ_４（４）
となり、式（４）を満たすようにすることで周波数に関係なく広帯域にわたって位相変動を抑圧することができる。

同様に、Ｚ_３が誘導素子Ｌ_３の場合は、位相変動を抑える条件を求めると、

となる。高周波やＬ_３の値が大きい場合はＣ_４＝Ｃ_５とすることで、周波数に関係なく広帯域にわたって位相変動を抑圧することができる。

なお、本実施の形態では、第１のスイッチ４及び第２のスイッチ５としてＦＥＴ等を用いており、スイッチの一端をドレイン、他端をソースとすることが考えられるが、反対に、一端をソース、他端をドレインとしてもよい。

以上説明したように、実施の形態１の切替回路によれば、回路素子に並列に接続された第１のスイッチと、回路素子と第１のスイッチで構成された並列回路に対して直列に接続された第２のスイッチとを備え、第１のスイッチと第２のスイッチとが交互にオンオフ動作するようにしたので、切替時における位相変化を広帯域にわたって抑圧することができる。

また、実施の形態１の切替回路によれば、第１のスイッチと第２のスイッチは、オン時に短絡、オフ時に容量として動作するようにしたので、切替回路を簡素な構成で実現することができる。

実施の形態２．
実施の形態２は、第１のスイッチ及び第２のスイッチとして、オン状態では抵抗、オフ状態では誘導性の寄生素子で表されるスイッチとしたものである。

図３は、実施の形態２の切替回路を示す構成図である。図示の切替回路は、第１の端子１、第２の端子２、回路素子３、第１のスイッチ６、第２のスイッチ７を備える。第１のスイッチ６及び第２のスイッチ７は、オン状態で抵抗、オフ状態で誘導性の寄生素子であり、他の構成は実施の形態１と同様である。これら第１のスイッチ６及び第２のスイッチ７は、ＭＯＳＦＥＴやＨＥＭＴ、ＭＥＭＳスイッチなどで構成される。

次に、実施の形態２の切替回路の動作について説明する。
第１の状態では、第２のスイッチ７をオン、第１のスイッチ６をオフとなるよう制御する。一方、第２の状態では、第２のスイッチ７をオフ、第１のスイッチ６をオンとなるよう制御する。第１のスイッチ６と第２のスイッチ７のオン抵抗はＲ_ｏｎ６，Ｒ_ｏｎ７≒０と無視できるとし、オフ時の誘導性の寄生素子６ｂ，７ｂはそれぞれＬ６，Ｌ７とする。図３における第１の状態の等価回路を図４Ａに示し、第２の状態の等価回路を図４Ｂに示す。

回路素子３のインピーダンスＺ_３が抵抗Ｒ_３のとき図４Ａに示す第１の状態において、通過特性Ｓ２１の位相を計算すると、

である。図４Ｂに示す第２の状態において、同様に通過特性Ｓ２１の位相を計算すると、

となる。位相変動を抑制するには、

となればよく、これを満たす条件は、式（６）（７）より、

である。低周波またはＲ_３が十分大きいときはＬ_６＝Ｌ_７とすることで周波数に関係なく位相変動を抑圧することができる。

同様にＺ_３が容量（Ｃ_３）のとき位相変動で抑制できる条件は、

であり、低周波またはＣ_３が十分小さいときＬ_６＝Ｌ_７となって、周波数に関係なく位相変動を抑制できる。

同様にＺ_３が誘導素子（Ｌ_３）のとき位相変動を抑制できる条件は、

であり、周波数に関係なく位相変動を抑圧できる。

本実施の形態ではスイッチとして、ＦＥＴなどを用いており、スイッチの一端をドレイン、他端をソースとすることが考えられるほか、逆に一端をソース、他端をドレインとしてもよい。

以上説明したように、実施の形態２の切替回路によれば、第１のスイッチと第２のスイッチは、オン時に短絡、オフ時にインダクタとして動作するようにしたので、切替回路を簡素な構成で実現することができる。

実施の形態３．
実施の形態３は、実施の形態１または実施の形態２の切替回路を、π型減衰器の二つのシャント回路に用いたものである。

図５は、実施の形態３の可変減衰器を示す構成図である。図示の可変減衰器は、第１の端子１１、第２の端子１２、抵抗１３、第３のスイッチ１４、第２のスイッチ１５，１８、抵抗１６，１９、第１のスイッチ１７，２０を備える。第１の端子１１は可変減衰器の入力端子であり、第２の端子１２は出力端子である。抵抗１３はπ型減衰器のシリーズ抵抗であり第１の端子１１と第２の端子１２間に接続される。第３のスイッチ１４は、抵抗１３と並列接続されたスイッチである。第２のスイッチ１５は第１の端子１１からシャントに直列接続されたスイッチであり、実施の形態１の第２のスイッチ５に相当する。抵抗１６は第２のスイッチ１５に直列接続され、実施の形態１の回路素子３に相当する抵抗である。第１のスイッチ１７は第２のスイッチ１５と抵抗１６の接続点からシャントに抵抗１６に対して並列接続されたスイッチであり、実施の形態１の第１のスイッチ４に相当する。第２のスイッチ１８は、第２の端子１２からシャントに直列接続されたスイッチであり、実施の形態１の第２のスイッチ５に相当する。抵抗１９は第２のスイッチ１８に直列接続され、実施の形態１の回路素子３に相当する抵抗である。第１のスイッチ２０は第２のスイッチ１８と抵抗１９の接続点からシャントに抵抗１９に対して並列接続されたスイッチであり、実施の形態１の第１のスイッチ４に相当する。このように、実施の形態３の可変減衰器では、π型減衰器の二つのシャント回路に、第２のスイッチ１５、抵抗１６、第１のスイッチ１７からなる切替回路と、第２のスイッチ１８、抵抗１９、第１のスイッチ２０からなる切替回路を用いている。

第３のスイッチ１４、第２のスイッチ１５，１８、第１のスイッチ１７，２０はＦＥＴを用いており、オン状態では抵抗、オフ状態では容量性の寄生素子で表されるとする。オン状態のオン抵抗は無視できるとし、オフ状態の寄生容量を１４ａ，１５ａ，１８ａ，１７ａ，２０ａと表し、その容量値をＣ_１４，Ｃ_１５，Ｃ_１８，Ｃ_１７，Ｃ_２０とする。また、抵抗１３，１６，１９の抵抗値をＲ_１３，Ｒ_１６，Ｒ_１９とする。なおＦＥＴを用いたスイッチはドレイン端子とソース端子間をスイッチとして用いており図５に示す接続のドレイン端子、ソース端子を逆にしてもよい。

次に、このように構成された実施の形態３の可変減衰器の動作について説明する。
実施の形態３のπ型減衰器は、入力信号を抵抗１３、抵抗１６、抵抗１９により減衰させる第１の状態と、抵抗１３を短絡し、抵抗１６と抵抗１９をそれぞれ第１の端子１１と第２の端子１２から切り離して入力信号を減衰させない第２の状態に切り替えることができる。
第１の状態では、第２のスイッチ１５，１８をオン、第３のスイッチ１４及び第１のスイッチ１７，２０をオフ状態にする。第２の状態では第２のスイッチ１５，１８をオフ、第３のスイッチ１４及び第１のスイッチ１７，２０をオン状態とする。また、π型減衰器では、一般に抵抗１３は低抵抗となるため、スイッチのオフ容量との関係はＲ_１３＜＜１／ｊωＣ_１４となる。
第１の状態時の等価回路を図６Ａに示し、第２の状態の等価回路を図６Ｂに示す。実施の形態１の式（３）より高周波やＲ_１６，Ｒ_１９の値が大きい場合は、周波数に依存することなく第１の状態と第２の状態の位相変動を抑えることができる。また、容量は本π型減衰器の減衰量の絶対値には影響を与えない。これにより第１の状態と第２の状態で通過位相の変動を抑えた、通過振幅の異なる特性を得ることができる。

図７に図６で示した等価回路で減衰量を３ｄＢに設定した時の計算結果を示す。図７Ａが通過特性、図７Ｂが通過位相を示している。図７Ａにおいて、特性７０１ａが第１の状態、特性７０２ａが第２の状態を示し、図７Ｂにおいて、特性７０１ｂが第１の状態、特性７０２ｂが第２の状態を示している。
計算では抵抗１３の素子値を１８Ω、抵抗１６と抵抗１９の素子値を２７４Ω、第３のスイッチ１４のオフ容量を０．０５ｐＦ、第２のスイッチ１５，１８及び第１のスイッチ１７，２０のオフ容量をそれぞれ０．１ｐＦとした。第２の状態と第１の状態の通過特性は、２ＧＨｚで３．０４ｄＢ、１０ＧＨｚで２．９５ｄＢであり、通過特性の差は０．１ｄＢ以下である。同様に通過位相は、２ＧＨｚでは第２の状態が−３．４ｄｅｇ、第１の状態が−３．６ｄｅｇであり、１０ＧＨｚで第２の状態が−１７．６ｄｅｇ、第１の状態が−１６．８ｄｅｇであり、両状態の位相差は１ｄｅｇ以下に抑えることができる。実施の形態３の構成により５倍帯域で位相変動を抑制できる。

以上説明したように、実施の形態３の可変減衰器によれば、π型減衰器の二つのシャント回路を実施の形態１の切替回路に置き換えると共に、切替回路の回路素子に抵抗を用い、かつ、π型減衰器のシリーズ抵抗と並列に第３のスイッチを接続し、第３のスイッチを第１の状態でオフ、第２の状態でオンに制御し、第１のスイッチを第１の状態でオフ、第２の状態でオンに制御し、第２のスイッチを第１の状態でオン、第２の状態でオフに制御したので、π型減衰器においても切替時における位相変化を広帯域にわたって抑圧することができる。

実施の形態４．
実施の形態４は、低減衰なπ型可変減衰器の例である。図８に実施の形態４の可変減衰器を示す。
図示の可変減衰器は、第１の端子１１、第２の端子１２、抵抗１３、第２のスイッチ１５，１８、抵抗１６，１９、第１のスイッチ１７，２０を備える。すなわち、実施の形態４の可変減衰器は、第１の端子１１と第２の端子１２との間に直列に接続された抵抗１３に対して並列に第３のスイッチ１４が接続されていないことを除き、実施の形態３に示すπ型可変減衰器と同一の構成である。

次に実施の形態４の可変減衰器の動作について説明する。
実施の形態４のπ型可変減衰器は入力信号を抵抗１３、抵抗１６、抵抗１９により減衰させる第１の状態と、入力信号を減衰させない第２の状態に切り替えることができる。第１の状態では、第２のスイッチ１５，１８をオン状態にし、第１のスイッチ１７，２０をオフ状態にする。第２の状態では第２のスイッチ１５，１８をオフ状態にし、第１のスイッチ１７，２０をオン状態にする。第１の状態の減衰量が低減衰のときは抵抗１３の抵抗値が数Ωになるため、実施の形態３の様に抵抗１３を短絡しなくてもよい。第１の状態と第２の状態の等価回路は、第３のスイッチ１４におけるオフ状態の寄生容量１４ａが存在しないことを除いて図６Ａ及び図６Ｂと同等になるため、実施の形態１に示したシャントに接続された回路構成の原理との式（３）により周波数に依存することなく第１の状態と第２の状態の位相変動を抑えることができる。

以上説明したように、実施の形態４の可変減衰器によれば、π型減衰器の二つのシャント回路を実施の形態１の切替回路に置き換えると共に、切替回路の回路素子に抵抗を用い、第１のスイッチを第１の状態でオフ、第２の状態でオンに制御し、第２のスイッチを第１の状態でオン、第２の状態でオフに制御したので、低減衰なπ型可変減衰器においても、切替時における位相変化を広帯域にわたって抑圧することができる。

なお、上記実施の形態３及び実施の形態４では、切替回路として実施の形態１の構成を用いたが、実施の形態２の構成を用いてもよい。

実施の形態５．
実施の形態５は、Ｔ型可変減衰器に実施の形態１の切替回路を用いたものである。
図９は、実施の形態５の可変減衰器を示す構成図である。
図示の可変減衰器は、第１の端子１１、第２の端子１２、抵抗２１，２２、第４のスイッチ２３、第５のスイッチ２４、抵抗２５、第２のスイッチ２６、第１のスイッチ２７を備える。抵抗２１と抵抗２２は第１の端子１１と第２の端子１２の間に直列に接続され、抵抗２１には第４のスイッチ２３が並列接続され、抵抗２２には第５のスイッチ２４が並列接続されている。抵抗２１と抵抗２２との接続点には第２のスイッチ２６の一端側が接続され、第２のスイッチ２６の他端側には抵抗２５が接続されていると共に、第１のスイッチ２７が接続されている。また、これら抵抗２５及び第１のスイッチ２７の他端側は接地されている。これら第２のスイッチ２６と第１のスイッチ２７は、実施の形態１の第２のスイッチ５と第１のスイッチ４に相当するスイッチである。すなわち、実施の形態５の可変減衰器は、Ｔ型可変減衰器のシャント回路に、抵抗２５、第２のスイッチ２６、第１のスイッチ２７からなる切替回路を用いている。

第４のスイッチ２３、第５のスイッチ２４、第２のスイッチ２６、第１のスイッチ２７はＦＥＴを用いており、オン状態では抵抗、オフ状態では容量性の寄生素子で表される。オン状態のオン抵抗は無視できるとし、オフ状態の寄生容量を２３ａ，２４ａ，２６ａ，２７ａと表し、その容量値をＣ_２３，Ｃ_２４，Ｃ_２６，Ｃ_２７とする。また、抵抗２１，２２，２５の抵抗値をＲ_２１，Ｒ_２２，Ｒ_２５とする。なおＦＥＴを用いたスイッチはドレイン端子とソース端子間をスイッチとして用いており図９に示す接続のドレイン端子、ソース端子を逆にしてもよい。

次に、実施の形態５の可変減衰器の動作について説明する。
実施の形態５のＴ型可変減衰器は、入力信号を抵抗２１、抵抗２２、抵抗２５により減衰させる第１の状態と、抵抗２１と抵抗２２を短絡し、抵抗２５を第１の端子１１と第２の端子１２から切り離して、入力信号を減衰させない第２の状態に切り替えることができる。第１の状態では、第２のスイッチ２６をオン状態にし、第４のスイッチ２３と第５のスイッチ２４、第１のスイッチ２７をオフ状態にする。第２の状態では、第２のスイッチ２６をオフ状態にし、第４のスイッチ２３と第５のスイッチ２４、第１のスイッチ２７をオン状態にする。また、Ｔ型減衰器では一般に抵抗２１と抵抗２２が低抵抗となるため、スイッチのオフ容量との関係はＲ_２１＜＜１／ｊωＣ_２３，Ｒ_２２＜＜１／ｊωＣ_２４となる。

第１の状態時の等価回路を図１０Ａに示し、第２の状態の等価回路を図１０Ｂに示す。実施の形態１の式（３）より高周波やＲ_２５の値が大きい場合は、周波数に依存することなく第１の状態と第２の状態の位相変動を抑えることができる。また、容量は本Ｔ型可変減衰器の減衰量の絶対値には影響を与えない。これにより第１の状態と第２の状態で通過位相の変動を抑えた、通過振幅の異なる特性を得ることができる。

図１１に図９で示した等価回路で減衰量を３ｄＢに設定した時の計算結果を示す。図１１Ａが通過特性、図１１Ｂが通過位相を示している。図１１Ａにおいて、特性１１０１ａが第１の状態、特性１１０２ａが第２の状態を示し、図１１Ｂにおいて、特性１１０１ｂが第１の状態、特性１１０２ｂが第２の状態を示している。
計算では抵抗２１と抵抗２２の素子値を９Ω、抵抗２５の素子値を１３２Ω、第４のスイッチ２３と第５のスイッチ２４のオフ容量を０．０５ｐＦ、第２のスイッチ２６と第１のスイッチ２７のオフ容量をそれぞれ０．１ｐＦとした。第２の状態と第１の状態の通過特性は、２ＧＨｚで３．０２ｄＢ、１０ＧＨｚで３．０１ｄＢであり、通過特性の差は０．１ｄＢ以下である。同様に通過位相は、２ＧＨｚで第２の状態が−１．８ｄｅｇ、第１の状態が−１．６ｄｅｇであり、１０ＧＨｚで第２の状態が−９．１ｄｅｇ．第１の状態が−８．２ｄｅｇであり、両状態の位相差は１ｄｅｇ以下に抑えることができる。このように、実施の形態５の構成により５倍帯域で位相変動を抑制できる。

以上説明したように、実施の形態５の可変減衰器によれば、Ｔ型減衰器のシャント回路を実施の形態１の切替回路に置き換えると共に、切替回路の回路素子に抵抗を用い、かつ、Ｔ型減衰器の二つのシリーズ抵抗にそれぞれ並列になるよう第４のスイッチと第５のスイッチを接続し、第４のスイッチと第５のスイッチを第１の状態でオフ、第２の状態でオンに制御し、第１のスイッチを第１の状態でオフ、第２の状態でオンに制御し、第２のスイッチを第１の状態でオン、第２の状態でオフに制御したので、Ｔ型減衰器においても、切替時における位相変化を広帯域にわたって抑圧することができる。

実施の形態６．
実施の形態６は、低減衰なＴ型可変減衰器の例である。図１２に実施の形態６の可変減衰器を示す。
図示の可変減衰器は、第１の端子１１、第２の端子１２、抵抗２１，２２、抵抗２５、第２のスイッチ２６、第１のスイッチ２７を備える。すなわち、実施の形態６の可変減衰器は、第１の端子１１と第２の端子１２との間に直列に接続された抵抗２１，２２に対してそれぞれ並列接続された第４のスイッチ２３と第５のスイッチ２４がないことを除き、実施の形態５に示すＴ型可変減衰器と同一の構成である。

次に、実施の形態６の可変減衰器の動作について説明する。
実施の形態６のＴ型可変減衰器は、入力信号を抵抗２１、抵抗２２、抵抗２５により減衰させる第１の状態と、入力信号を減衰させない第２の状態に切り替えることができる。第１の状態では、第２のスイッチ２６をオン状態にし、第１のスイッチ２７をオフ状態にする。第２の状態では、第２のスイッチ２６をオフ状態にし、第１のスイッチ２７をオン状態にする。
第１の状態の減衰量が低減衰のときは抵抗２１，２２の抵抗値が低いため、実施の形態５の様に抵抗２１，２２を短絡しなくてもよい。第１の状態と第２の状態の等価回路は、第４のスイッチ２３のオフ状態の寄生容量２３ａと第５のスイッチ２４のオフ状態の寄生容量２４ａが存在しないことを除いて図１０Ａ及び図１０Ｂと同等になる。実施の形態１の式（３）により、高周波やＲ_２５の値が大きい場合は、周波数に依存することなく第１の状態と第２の状態の位相変動を抑えることができる。また、容量は本Ｔ型可変減衰器の減衰量の絶対値には影響を与えない。これにより第１の状態と第２の状態で通過位相の変動を抑えた、通過振幅の異なる特性を得ることができる。

以上説明したように、実施の形態６の可変減衰器によれば、Ｔ型減衰器のシャント回路を実施の形態１の切替回路に置き換えると共に、切替回路の回路素子に抵抗を用い、第１のスイッチを第１の状態でオフ、第２の状態でオンに制御し、第２のスイッチを第１の状態でオン、第２の状態でオフに制御したので、低減衰なＴ型可変減衰器においても、切替時における位相変化を広帯域にわたって抑圧することができる。

なお、上記実施の形態５及び実施の形態６では、切替回路として実施の形態１の構成を用いたが、実施の形態２の構成を用いてもよい。

本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

以上のように、この発明に係る切替回路及び可変減衰器は、回路素子に寄生成分が同一のスイッチを直列と並列にそれぞれ接続し、交互にオンオフ制御する構成に関するものであり、例えば、可変減衰器において広帯域にわたって切換時の位相変化を抑圧することが必要な回路に対して適用することが特に有効である。

１，１１第１の端子、２，１２第２の端子、３回路素子、４，６，１７，２０，２７第１のスイッチ、５，７，１５，１８，２６第２のスイッチ、１３，１６，１９，２１，２２，２５抵抗、１４第３のスイッチ、２３第４のスイッチ、２４第５のスイッチ。

この発明に係る切替回路は、回路素子に並列に接続された第１のスイッチと、回路素子と第１のスイッチで構成された並列回路に対して直列に接続された第２のスイッチとを備え、第１のスイッチと第２のスイッチとが交互にオンオフ動作するように構成され、前記第２のスイッチは、前記第１のスイッチがオフ、当該第２のスイッチがオンに制御された第１の状態において前記並列回路に生じる寄生容量と、前記第１のスイッチがオン、当該第２のスイッチがオフに制御された第２の状態において当該第２のスイッチに生じる寄生容量とが等しくなるように、その寄生容量が設定されたものである。

Claims

回路素子に並列に接続された第１のスイッチと、
前記回路素子と前記第１のスイッチで構成された並列回路に対して直列に接続された第２のスイッチとを備え、
前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとが交互にオンオフ動作することを特徴とする切替回路。
前記第１のスイッチと前記第２のスイッチは、オン時に短絡、オフ時に容量として動作することを特徴とする請求項１記載の切替回路。
前記第１のスイッチと前記第２のスイッチは、オン時に短絡、オフ時にインダクタとして動作することを特徴とする請求項１記載の切替回路。
π型減衰器の二つのシャント回路を請求項１から請求項３のうちのいずれか１項に記載の切替回路に置き換えると共に、当該切替回路の前記回路素子に抵抗を用い、かつ、当該π型減衰器のシリーズ抵抗と並列に第３のスイッチを接続し、
前記第３のスイッチを第１の状態でオフ、第２の状態でオンに制御し、
前記第１のスイッチを前記第１の状態でオフ、前記第２の状態でオンに制御し、
前記第２のスイッチを前記第１の状態でオン、前記第２の状態でオフに制御したことを特徴とする可変減衰器。
π型減衰器の二つのシャント回路を請求項１から請求項３のうちのいずれか１項に記載の切替回路に置き換えると共に、当該切替回路の前記回路素子に抵抗を用い、
前記第１のスイッチを前記第１の状態でオフ、前記第２の状態でオンに制御し、
前記第２のスイッチを前記第１の状態でオン、前記第２の状態でオフに制御したことを特徴とする可変減衰器。
Ｔ型減衰器のシャント回路を請求項１から請求項３のうちのいずれか１項に記載の切替回路に置き換えると共に、当該切替回路の前記回路素子に抵抗を用い、かつ、当該Ｔ型減衰器の二つのシリーズ抵抗にそれぞれ並列になるよう第４のスイッチと第５のスイッチを接続し、
前記第４のスイッチと前記第５のスイッチを第１の状態でオフ、第２の状態でオンに制御し、
前記第１のスイッチを前記第１の状態でオフ、前記第２の状態でオンに制御し、
前記第２のスイッチを前記第１の状態でオン、前記第２の状態でオフに制御したことを特徴とする可変減衰器。
Ｔ型減衰器のシャント回路を請求項１から請求項３のうちのいずれか１項に記載の切替回路に置き換えると共に、当該切替回路の前記回路素子に抵抗を用い、
前記第１のスイッチを前記第１の状態でオフ、前記第２の状態でオンに制御し、
前記第２のスイッチを前記第１の状態でオン、前記第２の状態でオフに制御したことを特徴とする可変減衰器。