JPWO2010137128A1 - コンバータの制御装置およびそれを備える電動車両 - Google Patents

Abstract

電圧制御演算部（１０６）は、電圧指令値（ＶＲ）から電圧（Ｖｍ）の検出値を減算した値を減算部（１０４）から受け、電圧（Ｖｍ）を電圧指令値（ＶＲ）に一致させるための制御演算を実行する。電圧制御演算部（１０６）は、算出された制御量を電流指令値（ＩＲ）として出力する。電流制御演算部（１１０）は、電流指令値（ＩＲ）から電流（ＩＬ）の検出値を減算した値を減算部（１０８）から受け、電流（ＩＬ）を電流指令値（ＩＲ）に一致させるための制御演算を実行する。駆動信号生成部（１１２）は、電流制御演算部（１１０）から受けるデューティー指令値（ｄ）に基づいて、昇圧コンバータを駆動するための信号（ＰＷＣ）を生成する。

Description

この発明は、コンバータの制御装置およびそれを備える電動車両に関し、特に、直流電源と電気負荷装置との間に設けられ、直流電源の電圧以上に出力電圧を昇圧するコンバータの制御装置およびそれを備える電動車両に関する。

二つのスイッチング素子とリアクトルとから成る、いわゆるチョッパ型のコンバータにおいては、二つのスイッチング素子のスイッチング状態を切替えるときに、二つのスイッチング素子が同時にオン状態（導通状態）になるのを防止するために、両スイッチング素子を一時的にオフとするデッドタイムが一般的に設けられる。ところが、このデッドタイムの影響により、リアクトルに流れる電流の向きが変化するとき、コンバータの出力電圧が変動するという問題がある。

この問題に対して、特開２００７−３２５４３５号公報（特許文献１）は、昇圧コンバータの出力電圧が予期せずに高くなるのを抑制可能な電源装置を開示する。この電源装置においては、昇圧コンバータのリアクトルに流れる電流がデッドタイム時に値０で停滞する現象がスイッチング素子のスイッチング周期で生じると、周期的ゼロ電流停滞状態に至ったと判定され、昇圧コンバータの電圧指令値が所定電圧だけ下方修正される。これにより、デッドタイムの影響により昇圧コンバータの出力電圧が予期せずに高くなるのを抑制する（特許文献１参照）。

特開２００７−３２５４３５号公報 特開２００４−１１２９０４号公報 特開２００４−１３５４６５号公報 特開平７−１４７７７５号公報 特開平１１−３０８８７１号公報

上記公報に開示される電源装置では、昇圧コンバータの下アームの電圧検出値やリアクトル電流の検出値に基づいてゼロ電流停滞状態か否かを判定し、その判定結果に基づいて昇圧コンバータを制御するので、下アームの電圧やリアクトル電流を検出するセンサの誤差等によりゼロ電流停滞状態か否かを誤判定する可能性があり、その結果電圧変動を抑制できない可能性がある。

また、上記公報に開示される手法は、ゼロ電流停滞状態に至ったと判定されると、昇圧コンバータの電圧指令値を所定電圧だけ下方修正することによって、デッドタイムの影響により昇圧コンバータの出力電圧が予期せずに高くなるのを抑制するものであるが、昇圧コンバータの出力電圧の変動自体を抑制するものではない。

それゆえに、この発明の目的は、デッドタイムの影響によるコンバータ出力電圧の変動を抑制可能なコンバータの制御装置およびそれを備えた電動車両を提供することである。

この発明によれば、コンバータの制御装置は、直流電源と電気負荷装置との間に設けられ、かつ、直流電源の電圧以上に出力電圧を昇圧するコンバータの制御装置である。コンバータは、リアクトルと、第１および第２のスイッチング素子と、第１および第２のダイオードとを含む。リアクトルは、直流電源の正極に一端が接続される。第１のスイッチング素子は、リアクトルの他端と電気負荷装置との間に接続される。第２のスイッチング素子は、リアクトルの他端と直流電源の負極との間に接続される。第１および第２のダイオードは、第１および第２のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続される。第１および第２のスイッチング素子の動作には、第１および第２のスイッチング素子が同時に導通状態になるのを防止するためのデッドタイムが設けられる。制御装置は、電圧制御部と、電流制御部と、信号生成部とを備える。電圧制御部は、出力電圧を目標電圧に調整するための制御演算を実行する。電流制御部は、電圧制御部の制御出力を目標電流として、リアクトルに流れる電流を目標電流に調整するための制御演算を実行する。信号生成部は、電流制御部の制御出力に基づいて、第１および第２のスイッチング素子を駆動するための信号を生成する。

好ましくは、電気負荷装置は、電動機を含む。制御装置は、電圧制御周期設定部をさらに備える。電圧制御周期設定部は、電動機の回転に伴ない発生する周期的な電力変動に基づいて、電圧制御部の演算周期を設定する。

さらに好ましくは、電圧制御周期設定部は、電圧制御部の演算周期を電力変動の周期の１／４以下に設定する。

好ましくは、電気負荷装置は、第１の電動機を含む。制御装置は、第１の変動推定部をさらに備える。第１の変動推定部は、第１の電動機のトルクおよび回転数に基づいて、第１の電動機の回転に伴ない発生する周期的な電力変動量を示す第１の変動量を推定する。電流制御部は、電圧制御部の制御出力に第１の変動量を加算した値を目標電流として制御演算を実行する。

さらに好ましくは、電気負荷装置は、第２の電動機をさらに含む。制御装置は、第２の変動推定部をさらに備える。第２の変動推定部は、第２の電動機のトルクおよび回転数に基づいて、第２の電動機の回転に伴ない発生する周期的な電力変動量を示す第２の変動量を推定する。電流制御部は、電圧制御部の制御出力に第１および第２の変動量を加算した値を目標電流として制御演算を実行する。

また、この発明によれば、電動車両は、直流電源と、直流電源から供給される電力を用いて車両の駆動力を発生する駆動力発生部と、直流電源と駆動力発生部との間に設けられ、駆動力発生部の入力電圧を直流電源の電圧以上に昇圧する上述のコンバータと、上述したいずれかのコンバータの制御装置とを備える。

このコンバータの制御装置においては、出力電圧を目標電圧に調整するための制御演算を実行する電圧制御部の制御出力を目標電流として、リアクトルに流れる電流を目標電流に調整するための制御演算を実行する電流制御部が設けられるので、コンバータのリアクトルに流れる電流がデッドタイム時に値０で停滞する現象の発生を抑制できる。したがって、このコンバータの制御装置によれば、デッドタイムの影響によるコンバータ出力電圧の変動を抑制することができる。

この発明の実施の形態１によるコンバータの制御装置が適用される電動車両の電気システムを示した図である。 図１に示す制御装置の、昇圧コンバータの制御に関する部分の機能ブロック図である。 図２に示すサンプル／ホールド回路による電流のサンプリングタイミングを説明するための図である。 リアクトルに流れる電流の向きが変化するときの電圧および電流を示した図である。 仮に実施の形態１における電流制御が設けられていない場合の電圧および電流を示した図である。 図４の時刻ｔ１近傍におけるスイッチング素子の動作および電流の挙動を示した図である。 図４の時刻ｔ３近傍におけるスイッチング素子の動作および電流の挙動を示した図である。 図４の時刻ｔ５近傍におけるスイッチング素子の動作および電流の挙動を示した図である。 図５の時刻ｔ２近傍におけるスイッチング素子の動作および電流の挙動を示した図である。 図５の時刻ｔ４近傍におけるスイッチング素子の動作および電流の挙動を示した図である。 実施の形態２における制御装置の、昇圧コンバータの制御に関する部分の機能ブロック図である。 制御装置により実行される電圧制御の演算周期設定処理を説明するためのフローチャートである。 モータジェネレータの回転に伴ない発生する電力リプルおよび実施の形態３の制御効果を示した図である。 モータジェネレータの回転に伴ない発生する電力リプルが直流電源で吸収されない場合を示した図である。 実施の形態３における制御装置の、昇圧コンバータの制御に関する部分の機能ブロック図である。 制御装置により実行される電流補正量の算出処理を説明するためのフローチャートである。 実施の形態４によるコンバータの制御装置が適用される電動車両の電気システムを示した図である。 実施の形態４における制御装置の、昇圧コンバータの制御に関する部分の機能ブロック図である。 実施の形態４の制御効果を示した図である。 電流補正が実施されない場合を示した図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１によるコンバータの制御装置が適用される電動車両の電気システムを示した図である。図１を参照して、電動車両１００は、直流電源Ｂと、昇圧コンバータ１０と、インバータ２０と、モータジェネレータＭ１と、正極線ＰＬ１，ＰＬ２と、負極線ＮＬと、平滑コンデンサＣとを備える。また、電動車両１００は、制御装置３０と、電圧センサ５２，５６と、電流センサ５４，５８，６０と、回転角センサ６２とをさらに備える。

昇圧コンバータ１０は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する。）Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。リアクトルＬ１の一方端は、直流電源Ｂの正極に接続される正極線ＰＬ１に接続され、他方端は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との中間点、すなわち、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、正極線ＰＬ２と直流電源Ｂの負極に接続される負極線ＮＬとの間に直列に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ１のコレクタは正極線ＰＬ２に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは負極線ＮＬに接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続される。

なお、上記のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および後述のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６，Ｑ２１〜Ｑ２６として、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ等を用いることができる。

インバータ２０は、Ｕ相アーム２２と、Ｖ相アーム２４と、Ｗ相アーム２６とを含む。Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に並列に接続される。Ｕ相アーム２２は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を含む。Ｖ相アーム２４は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４を含む。Ｗ相アーム２６は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１６を含む。また、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１１〜Ｄ１６がそれぞれ接続される。そして、各相アームの中間点は、モータジェネレータＭ１の各相コイルにそれぞれ接続されている。

直流電源Ｂは、再充電可能な蓄電装置であり、たとえばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池である。なお、直流電源Ｂとして、二次電池に代えて、電気二重層キャパシタや、大容量のコンデンサ、フライホイール等を用いてもよい。

昇圧コンバータ１０は、制御装置３０からの信号ＰＷＣに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬ間の電圧（以下「システム電圧」とも称する。）を直流電源Ｂの出力電圧以上に昇圧する。なお、システム電圧が目標電圧よりも低い場合、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティーを大きくすることによって正極線ＰＬ１から正極線ＰＬ２へ電流を流すことができ、システム電圧を上昇させることができる。一方、システム電圧が目標電圧よりも高い場合、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティーを大きくすることによって正極線ＰＬ２から正極線ＰＬ１へ電流を流すことができ、システム電圧を低下させることができる。

インバータ２０は、制御装置３０からの信号ＰＷＩ１に基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬから供給される直流電力を三相交流に変換してモータジェネレータＭ１へ出力し、モータジェネレータＭ１を駆動する。これにより、モータジェネレータＭ１は、トルク指令値ＴＲ１によって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ２０は、車両の制動時、モータジェネレータＭ１により発電された三相交流電力を信号ＰＷＩ１に基づいて直流に変換し、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬへ出力する。

平滑コンデンサＣは、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に接続される。平滑コンデンサＣは、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬにおけるリプルを低減する。

モータジェネレータＭ１は、交流電動機であり、たとえば、永久磁石が埋設されたロータを備える三相交流電動機である。モータジェネレータＭ１は、図示されない駆動輪に機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生する。また、モータジェネレータＭ１は、車両の制動時、車両の運動エネルギーを駆動輪から受けて発電する。なお、この電動車両１００がハイブリッド車両であれば、モータジェネレータＭ１は、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力を用いて発電し、かつ、エンジンの始動も行なうものとして、ハイブリッド車両に組み込まれてもよい。

電圧センサ５２は、直流電源Ｂの電圧Ｖｂを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。電流センサ５４は、昇圧コンバータ１０のリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。電圧センサ５６は、平滑コンデンサＣの端子間電圧、すなわち正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間の電圧Ｖｍを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。電流センサ５８，６０は、それぞれＶ相の電流Ｉｖ１およびＷ相の電流Ｉｗ１を検出し、それらの検出値を制御装置３０へ出力する。回転角センサ６２は、モータジェネレータＭ１のロータの回転角θ１を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

制御装置３０は、電圧センサ５２，５６からの電圧Ｖｂ，Ｖｍおよび電流センサ５４からの電流ＩＬの各検出値に基づいて、昇圧コンバータ１０を駆動するための信号を生成し、その生成した信号を信号ＰＷＣとして昇圧コンバータ１０へ出力する。また、制御装置３０は、電流センサ５８，６０からの電流Ｉｖ１，Ｉｗ１、回転角センサ６２からの回転角θ１および電圧Ｖｍの各検出値、ならびに図示されない外部ＥＣＵから受けるモータジェネレータＭ１のトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいて、モータジェネレータＭ１を駆動するための信号ＰＷＩ１を生成し、その生成した信号ＰＷＩ１をインバータ２０へ出力する。

図２は、図１に示した制御装置３０の、昇圧コンバータ１０の制御に関する部分の機能ブロック図である。図２を参照して、制御装置３０は、電圧指令生成部１０２と、減算部１０４，１０８と、電圧制御演算部１０６と、電流制御演算部１１０と、駆動信号生成部１１２と、キャリア生成部１１４と、サンプル／ホールド（以下「Ｓ／Ｈ」と称する。）回路１１６とを含む。

電圧指令生成部１０２は、昇圧コンバータ１０の出力電圧である電圧Ｖｍの目標値を示す電圧指令値ＶＲを生成する。たとえば、電圧指令生成部１０２は、モータジェネレータＭ１のトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１から算出されるモータジェネレータＭ１のパワーに基づいて電圧指令値ＶＲを生成する。

減算部１０４は、電圧Ｖｍの検出値を電圧指令値ＶＲから減算し、その演算結果を電圧制御演算部１０６へ出力する。電圧制御演算部１０６は、電圧指令値ＶＲから電圧Ｖｍの検出値を減算した値を減算部１０４から受け、電圧Ｖｍを電圧指令値ＶＲに一致させるための制御演算（たとえば比例積分制御）を実行する。そして、電圧制御演算部１０６は、算出された制御量を電流指令値ＩＲとして出力する。

一方、キャリア生成部１１４は、後述の駆動信号生成部１１２においてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成するための、三角波から成るキャリア信号を生成し、その生成したキャリア信号を駆動信号生成部１１２およびＳ／Ｈ回路１１６へ出力する。Ｓ／Ｈ回路１１６は、キャリア生成部１１４から受けるキャリア信号の山および谷のタイミングで電流ＩＬのサンプリングを実施する。

減算部１０８は、電圧制御演算部１０６から出力される電流指令値ＩＲから、Ｓ／Ｈ回路１１６によってサンプリング／ホールドされた電流ＩＬの検出値を減算し、その演算結果を電流制御演算部１１０へ出力する。電流制御演算部１１０は、電流指令値ＩＲから電流ＩＬの検出値を減算した値を減算部１０８から受け、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるための制御演算（たとえば比例積分制御）を実行する。なお、電流制御演算部１１０の演算周期は、電圧制御演算部１０６の演算周期よりも短く設定される。そして、電流制御演算部１１０は、算出された制御量をデューティー指令値ｄとして駆動信号生成部１１２へ出力する。

駆動信号生成部１１２は、電流制御演算部１１０から受けるデューティー指令値ｄを、キャリア生成部１１４から受けるキャリア信号と大小比較し、その比較結果に応じて論理状態が変化する信号ＰＷＣを生成する。そして、駆動信号生成部１１２は、その生成された信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２へ出力する。

この制御装置３０においては、電圧Ｖｍを電圧指令値ＶＲに一致させるための制御演算が電圧制御演算部１０６により実行される（電圧制御）。そして、電圧制御演算部１０６の制御出力を電流ＩＬの電流指令値ＩＲとして、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるための制御演算が電流制御演算部１１０により実行される（電流制御）。これにより、電圧指令値ＶＲに対する電圧Ｖｍの偏差が発生すると、その偏差をなくすように電流指令値ＩＲが修正され、電流ＩＬが電流指令値ＩＲに一致するように電流制御が実行されるので、リアクトル電流（電流ＩＬ）がデッドタイム時に値０で停滞する現象の発生を抑制できる。その結果、電圧Ｖｍの変動が抑制される。

なお、減算部１０４、電圧制御演算部１０６、減算部１０８および電流制御演算部１１０は、電圧Ｖｍを電圧指令値ＶＲに一致させるためのメインループ１１８を形成し、減算部１０８および電流制御演算部１１０は、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるためのマイナーループ１２０を形成する。

図３は、図２に示したＳ／Ｈ回路１１６による電流ＩＬのサンプリングタイミングを説明するための図である。図３を参照して、Ｓ／Ｈ回路１１６は、キャリア生成部１１４（図２）により生成されるキャリア信号ＣＲの山および谷で電流ＩＬのサンプリングを実施する。これにより、電流ＩＬのリプル変動の中間値をサンプリングすることができ、原理的に電流ＩＬの平均値を取得することができる。そして、このような電流ＩＬの平均値を用いることによって、電流制御演算部１１０により実行される電流制御の応答性を高めることができる。

図４は、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬの向きが変化するときの電圧Ｖｍおよび電流ＩＬを示した図である。上述のように、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬの向きが変化するとき、デッドタイムの影響により昇圧コンバータの出力電圧が変動し得る。比較のために、この実施の形態１における電流制御が設けられていない場合（すなわち、電圧制御演算部１０６による電圧制御のみであり、従来技術に相当する。）の電圧Ｖｍおよび電流ＩＬを図５に示す。また、この図４，５では、一例として、電流ＩＬが正（直流電源ＢからリアクトルＬ１へ電流が流れる。）から負（リアクトルＬ１から直流電源Ｂへ電流が流れる。）に変化するときの電圧Ｖｍおよび電流ＩＬが示されている。

図４，５を参照して、電流ＩＬの向きが正から負へ変化するとき、デッドタイムの影響によりコンバータの出力電圧が上昇し得る。電圧制御演算部１０６による電圧制御のみの場合（図５）、電圧指令値ＶＲ（図示せず）と電圧Ｖｍとの偏差がある程度大きくならないとデューティー指令値ｄが変化しないので、電圧Ｖｍの上昇を抑えきれていない。電流ＩＬについては、後ほど詳しく見るように、デッドタイムの影響により電流ＩＬが一時的に値０に停滞する現象が発生し、これが原因となって電圧Ｖｍの変動が発生している。

一方、図４に示されるように、電流制御が設けられるこの実施の形態１では、電圧偏差をなくすように電流ＩＬの電流指令値ＩＲが生成され、その生成された電流指令値ＩＲに電流ＩＬが一致するように電流制御が実行されるので、電流ＩＬが値０で停滞する現象の発生が抑制される。したがって、図５に示されるような電圧Ｖｍの変動は発生しない。その結果、この実施の形態１では、平滑コンデンサＣ（図１）を小型化し、システムを低コスト化できる。

図６〜図１０は、図４，５に示した電流ＩＬの挙動をより詳細に説明するための図である。図６〜図８は、それぞれ図４の時刻ｔ１，ｔ３，ｔ５の近傍におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作および電流ＩＬの挙動を示す。図６を参照して、たとえば、時刻ｔ１１において、キャリア信号ＣＲがデューティー指令値ｄよりも大きくなると、上アームのスイッチング素子Ｑ１がオフされる。ここで、下アームのスイッチング素子Ｑ２は直ちにオンされず、デッドタイムＤＴをおいた時刻ｔ１２において、スイッチング素子Ｑ２がオンされる。

そして、時刻ｔ１３において、キャリア信号ＣＲがデューティー指令値ｄよりも小さくなると、スイッチング素子Ｑ２がオフされる。ここで、スイッチング素子Ｑ１は直ちにオンされず、デッドタイムＤＴをおいた時刻ｔ１４において、スイッチング素子Ｑ１がオンされる。

なお、図７，図８についても図６と同様の説明ができるので、図７，図８については説明を繰返さない。

一方、図９，図１０は、それぞれ図５の時刻ｔ２，ｔ４の近傍におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作および電流ＩＬの挙動を示す。図９を参照して、たとえば、時刻ｔ２１において、キャリア信号ＣＲがデューティー指令値ｄよりも大きくなると、上アームのスイッチング素子Ｑ１がオフされる。このとき、下アームのスイッチング素子Ｑ２が直ちにオンされれば電流ＩＬは直ちに増加するけれども、電流制御されていない状況下では、デッドタイムＤＴにより電流ＩＬは零となる（電流停滞）。

そして、デッドタイムＤＴ経過後の時刻ｔ２２において、スイッチング素子Ｑ２がオンされ、電流ＩＬが流れ始める。

また、図１０を参照して、たとえば、時刻ｔ４３において、キャリア信号ＣＲがデューティー指令値ｄよりも小さくなると、下アームのスイッチング素子Ｑ２がオフされる。このとき、上アームのスイッチング素子Ｑ１が直ちにオンされれば負の電流ＩＬが直ちに流れるけれども、電流制御されていない状況下では、デッドタイムＤＴにより電流ＩＬは零となる（電流停滞）。

そして、デッドタイムＤＴ経過後の時刻ｔ４４において、スイッチング素子Ｑ１がオンされ、負の電流ＩＬが流れ始める。

このように、電流ＩＬの向きが変化するとき（電流ＩＬの絶対値が小さくなるとき）、デッドタイムＤＴの影響により電流ＩＬが値０となる電流停滞が発生し、これにより電圧Ｖｍが変動し得る。そこで、この実施の形態１では、電流ＩＬが電流指令値ＩＲに一致するように電流制御が実行されるので、デッドタイムの影響により電流停滞が発生すると、電流指令値ＩＲと電流ＩＬとの偏差に基づきデューティー指令値ｄが速やかに変更され、電流停滞が解消される。

なお、電圧制御演算部１０６（図２）の出力側にリミッタを設け、電流指令値ＩＲに上限を設けてもよい。これにより、昇圧コンバータ１０に過電流が流れるのを防止することができる。

以上のように、この実施の形態１においては、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬを電流指令値ＩＲに制御する電流制御演算部１１０が設けられるので、デッドタイム時に電流ＩＬが値０で停滞する現象の発生を抑制できる。したがって、この実施の形態１によれば、デッドタイムの影響による電圧Ｖｍの変動を抑制することができる。

その結果、平滑コンデンサＣを小型化でき、装置の小型化・低コスト化を実現できる。また、電圧Ｖｍが安定するので、インバータ２０によるモータジェネレータＭ１の制御を高応答化できる。さらに、デッドタイムの影響による電圧Ｖｍの変動を抑制するためにキャリア周波数を下げる等の対応も不要であるので、キャリア周波数の変更に伴なう騒音等を懸念する必要もない。

［実施の形態２］
この実施の形態２では、モータジェネレータＭ１の回転に伴ない発生する電力リプルを直流電源Ｂで吸収可能なように昇圧コンバータ１０を動作させることによって、電圧Ｖｍの変動をさらに抑制する。

再び図１を参照して、この実施の形態２によるコンバータの制御装置３０Ａが適用される電動車両の電気システムの全体構成は、図１に示した実施の形態１と同じである。

図１１は、実施の形態２による制御装置３０Ａの、昇圧コンバータ１０の制御に関する部分の機能ブロック図である。図１１を参照して、制御装置３０Ａは、図２に示した制御装置３０の構成において、モータリプル周波数算出部１２２と、電圧制御周期設定部１２４とをさらに含む。

モータリプル周波数算出部１２２は、モータジェネレータＭ１のトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいて、モータジェネレータＭ１の回転に伴ない発生する電力リプルの周波数ｆｍｘを算出する。たとえば、モータリプル周波数算出部１２２は、モータジェネレータＭ１のトルクおよび回転数とモータジェネレータＭ１の回転に伴ない発生する電力リプルの周波数との関係について予め求められたマップを用いて、トルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいて周波数ｆｍｘを算出する。

あるいは、モータジェネレータＭ１の制御モードが矩形波制御モードのとき、電気６次成分（モータジェネレータＭ１の交流周波数の第６次成分）の電力リプルが発生することが知られているところ、制御モードが矩形波制御モードであれば、次式により算出されるモータジェネレータＭ１の電気６次成分を周波数ｆｍｘとしてもよい。

ｆｍｘ＝（ＭＲＮ１×ｐ／６０）×６ …（１）
ここで、ｐはモータ極対数である。

電圧制御周期設定部１２４は、モータリプル周波数算出部１２２により算出された周波数ｆｍｘに基づいて、電圧制御演算部１０６により実行される電圧制御の周期Ｔｖｃｏｎｔを設定する。具体的には、電圧制御周期設定部１２４は、次式に示されるように、電圧制御の周期Ｔｖｃｏｎｔを、周波数ｆｍｘに対応する周期（１／ｆｍｘ）の１／４以下に設定する。

Ｔｖｃｏｎｔ≦１／ｆｍｘ／４ …（２）
ここで、電圧制御の周期Ｔｖｃｏｎｔを、周波数ｆｍｘに対応する周期（１／ｆｍｘ）の１／４以下に設定するのは、周波数ｆｍｘで発生するリプルを確実に検出するためである。ちなみに、たとえば電圧制御の周期Ｔｖｃｏｎｔが周期（１／ｆｍｘ）の１／２では、周波数ｆｍｘで発生するリプルを検知できない可能性がある。なお、電圧制御の制御演算を実行する制御装置３０Ａの負荷を考慮すると、周期Ｔｖｃｏｎｔを１／ｆｍｘ／４に設定するのが好ましい。

そして、電圧制御周期設定部１２４により設定された周期Ｔｖｃｏｎｔは、電圧制御演算部１０６へ出力され、電圧制御演算部１０６は、周期Ｔｖｃｏｎｔで制御演算を実行する。

図１２は、制御装置３０Ａにより実行される電圧制御の演算周期設定処理を説明するためのフローチャートである。なお、このフローチャートに示される処理は、一定時間毎または所定の条件が成立する毎にメインルーチンから呼び出されて実行される。

図１２を参照して、制御装置３０Ａは、モータジェネレータＭ１のトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１を入力する（ステップＳ１０）。次いで、制御装置３０Ａは、予め求められたマップを用いる等して、トルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいて、モータジェネレータＭ１の回転に伴ない発生する電力リプルの周波数ｆｍｘを算出する（ステップＳ２０）。

次いで、制御装置３０Ａは、上記の式（２）を用いて、ステップＳ２０において算出された周波数ｆｍｘに基づいて電圧制御の周期Ｔｖｃｏｎｔを設定する（ステップＳ３０）。たとえば、制御装置３０Ａは、周期Ｔｖｃｏｎｔを１／ｆｍｘ／４に設定する。そして、制御装置３０Ａは、設定された周期Ｔｖｃｏｎｔで昇圧コンバータ１０の電圧制御を実行する。

図１３は、モータジェネレータＭ１の回転に伴ない発生する電力リプルおよび実施の形態３の制御効果を示した図である。なお、比較のために、モータジェネレータＭ１の回転に伴ない発生する電力リプルが直流電源Ｂで吸収されない場合を図１４に示す。

図１３を参照して、電力Ｐｍは、モータジェネレータＭ１の電力であり、モータジェネレータＭ１の回転に伴ないリプルが発生する。この実施の形態２では、電力Ｐｍのリプルに応じて昇圧コンバータ１０の電圧制御が動作し、電力Ｐｍのリプルが直流電源Ｂによって吸収される（直流電源Ｂの電力Ｐｂがモータ電力Ｐｍのリプルに同期して変動）。これにより、昇圧コンバータ１０の出力側に設けられた平滑コンデンサＣの電力Ｐｃの変動および電圧Ｖｍの変動が抑制される。

一方、図１４を参照して、モータジェネレータＭ１の回転に伴ない発生する電力リプルが直流電源Ｂで吸収されないと、電力Ｐｍのリプルが平滑コンデンサＣの電力Ｐｃにそのまま表われ、その結果、電圧Ｖｍが大きく変動する。

なお、上記においては、平滑コンデンサＣの容量が従来レベルであることを前提に電圧Ｖｍの変動を抑制できるとしたが、電圧Ｖｍの変動を従来レベルまで許容できる場合には、平滑コンデンサＣの容量を低減させることが可能である。

以上のように、この実施の形態２においては、電力Ｐｍのリプルに応じて昇圧コンバータ１０の電圧制御が動作するように電圧制御の演算周期を設定するので、電力Ｐｍのリプルが直流電源Ｂで吸収される。したがって、この実施の形態２によれば、電圧Ｖｍの変動をさらに抑制できる。その結果、平滑コンデンサＣを小型化でき、装置の小型化・低コスト化を実現できる。また、平滑コンデンサＣの充放電電流が低減されるので、平滑コンデンサＣの発熱も低減される。

［実施の形態３］
この実施の形態３では、モータジェネレータＭ１の回転に伴ない発生する電力リプルを推定し、その推定した電力リプルに応じて昇圧コンバータ１０の電流を変化させることによって電圧Ｖｍの変動を抑制する。

再び図１を参照して、この実施の形態３によるコンバータの制御装置３０Ｂが適用される電動車両の電気システムの全体構成は、図１に示した実施の形態１と同じである。

図１５は、実施の形態３による制御装置３０Ｂの、昇圧コンバータ１０の制御に関する部分の機能ブロック図である。図１５を参照して、制御装置３０Ｂは、図２に示した制御装置３０の構成において、モータ電力リプル推定部１２６と、電流補正量算出部１２８とをさらに含み、減算部１０８に代えて演算部１０８Ａを含む。

モータ電力リプル推定部１２６は、モータジェネレータＭ１のトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいて、モータジェネレータＭ１の回転に伴ない発生する電力リプルの振幅および位相を推定する。たとえば、モータ電力リプル推定部１２６は、モータジェネレータＭ１のトルクおよび回転数とモータジェネレータＭ１の回転に伴ない発生する電力リプルの６次成分の振幅および位相との関係について予め求められたマップを用いて、トルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいて電力リプルの６次成分の振幅Ｐｍｘ１および位相α１を推定する。

電流補正量算出部１２８は、モータ電力リプル推定部１２６により推定された電力リプルの振幅Ｐｍｘ１および位相α１ならびに回転角センサ６２からの回転角θ１の検出値に基づいて、電力リプルに相当する電流補正量Ｉｍｘ１を次式に基づいて算出する。

Ｉｍｘ１＝｛Ｐｍｘ１×ｓｉｎ（６×θ１＋α１）｝／Ｖｍ …（３）
そして、演算部１０８Ａは、電圧制御演算部１０６から出力される電流指令値ＩＲに電流補正量Ｉｍｘ１を加算し、Ｓ／Ｈ回路１１６によってサンプリング／ホールドされた電流ＩＬの検出値をさらに減算し、その演算結果を電流制御演算部１１０へ出力する。

図１６は、制御装置３０Ｂにより実行される電流補正量の算出処理を説明するためのフローチャートである。なお、このフローチャートに示される処理も、一定時間毎または所定の条件が成立する毎にメインルーチンから呼び出されて実行される。

図１６を参照して、制御装置３０Ｂは、モータジェネレータＭ１のトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１を入力する（ステップＳ１１０）。次いで、制御装置３０Ｂは、予め求められたマップを用いて、トルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいて、モータジェネレータＭ１の回転に伴ない発生する電力リプルの６次成分の振幅Ｐｍｘ１および位相α１を推定する（ステップＳ１２０）。

次いで、制御装置３０Ｂは、上記の式（３）を用いて、ステップＳ１２０において推定された振幅Ｐｍｘ１および位相α１に基づいて電流補正量Ｉｍｘ１を算出する（ステップＳ１３０）。

なお、上記においては、電気６次成分のリプルが大きいことから、一例として、モータジェネレータＭ１の回転に伴ない発生する電力リプルの６次成分を推定し、その推定値に基づいて電流補正を行なうものとしたが、電力リプルの発生状況に応じてその他の次数成分を推定し、その推定値に基づいて電流補正を行なってもよい。

以上のように、この実施の形態３においては、モータジェネレータＭ１の回転に伴ない発生する電力リプルを推定し、その推定した電力リプルに応じて電流制御の指令値を補正するので、電力リプルが直流電源Ｂで吸収される。したがって、この実施の形態３によっても実施の形態２と同様の効果が得られる。

さらに、この実施の形態３によれば、電圧制御の演算周期を変更し、あるいは速める必要がないので、制御装置３０Ｂの処理負荷を抑えることが可能である。

［実施の形態４］
この実施の形態４では、実施の形態３における制御を２モータシステムに適用した場合の実施例が示される。

図１７は、実施の形態４によるコンバータの制御装置が適用される電動車両の電気システムを示した図である。図１７を参照して、電動車両１００Ａは、図１に示した電動車両１００の構成において、インバータ３１と、モータジェネレータＭ２と、電流センサ６４，６６と、回転角センサ６８とをさらに備え、制御装置３０に代えて制御装置３０Ｃを備える。

インバータ３１は、Ｕ相アーム３２と、Ｖ相アーム３４と、Ｗ相アーム３６とを含む。Ｕ相アーム３２、Ｖ相アーム３４およびＷ相アーム３６は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に並列に接続される。Ｕ相アーム３２は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２を含む。Ｖ相アーム３４は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４を含む。Ｗ相アーム３６は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ２５，Ｑ２６を含む。スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２６のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ２１〜Ｄ２６がそれぞれ接続される。そして、各相アームの中間点は、モータジェネレータＭ２の各相コイルにそれぞれ接続されている。

インバータ３１は、制御装置３０Ｃからの信号ＰＷＩ２に基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬから供給される直流電力を三相交流に変換してモータジェネレータＭ２へ出力し、モータジェネレータＭ２を駆動する。これにより、モータジェネレータＭ２は、トルク指令値ＴＲ２によって指定されたトルクを発生するように駆動される。

モータジェネレータＭ２も、モータジェネレータＭ１と同様に交流電動機であり、たとえば、永久磁石が埋設されたロータを備える三相交流電動機である。電流センサ６４，６６は、それぞれＶ相の電流Ｉｖ２およびＷ相の電流Ｉｗ２を検出し、それらの検出値を制御装置３０Ｃへ出力する。回転角センサ６８は、モータジェネレータＭ２のロータの回転角θ２を検出し、その検出値を制御装置３０Ｃへ出力する。

制御装置３０Ｃは、昇圧コンバータ１０を駆動するための信号ＰＷＣおよびモータジェネレータＭ１を駆動するための信号ＰＷＩ１を生成するほか、電流センサ６４，６６からの電流Ｉｖ２，Ｉｗ２、回転角センサ６８からの回転角θ２および電圧Ｖｍの各検出値、ならびに図示されない外部ＥＣＵから受けるモータジェネレータＭ２のトルク指令値ＴＲ２およびモータ回転数ＭＲＮ２に基づいて、モータジェネレータＭ２を駆動するための信号ＰＷＩ２を生成し、その生成した信号ＰＷＩ２をインバータ３１へ出力する。

図１８は、実施の形態４における制御装置３０Ｃの、昇圧コンバータ１０の制御に関する部分の機能ブロック図である。図１８を参照して、制御装置３０Ｃは、図１５に示した制御装置３０Ｂの構成において、モータ電力リプル推定部１３０と、電流補正量算出部１３２と、加算部１３４とをさらに含む。

モータ電力リプル推定部１３０は、モータジェネレータＭ２のトルク指令値ＴＲ２およびモータ回転数ＭＲＮ２に基づいて、モータジェネレータＭ２の回転に伴ない発生する電力リプルの振幅および位相を推定する。たとえば、モータ電力リプル推定部１３０は、モータジェネレータＭ２のトルクおよび回転数とモータジェネレータＭ２の回転に伴ない発生する電力リプルの６次成分の振幅および位相との関係について予め求められたマップを用いて、トルク指令値ＴＲ２およびモータ回転数ＭＲＮ２に基づいて電力リプルの６次成分の振幅Ｐｍｘ２および位相α２を推定する。

電流補正量算出部１３２は、モータ電力リプル推定部１３０により推定された電力リプルの振幅Ｐｍｘ２および位相α２ならびに回転角センサ６８からの回転角θ２の検出値に基づいて、電力リプルに相当する電流補正量Ｉｍｘ２を次式に基づいて算出する。

Ｉｍｘ２＝｛Ｐｍｘ２×ｓｉｎ（６×θ２＋α２）｝／Ｖｍ …（４）
加算部１３４は、電流補正量算出部１２８によって算出された電流補正量Ｉｍｘ１に、電流補正量算出部１３２によって算出された電流補正量Ｉｍｘ２を加算し、その加算値を演算部１０８Ａへ出力する。

そして、演算部１０８Ａは、電圧制御演算部１０６から出力される電流指令値ＩＲに電流補正量Ｉｍｘ１，Ｉｍｘ２を加算し、Ｓ／Ｈ回路１１６によってサンプリング／ホールドされた電流ＩＬの検出値をさらに減算し、その演算結果を電流制御演算部１１０へ出力する。

図１９は、実施の形態４の制御効果を示した図である。なお、この図１９では、モータジェネレータＭ１の回転に伴ない発生する電力リプルとモータジェネレータＭ２の回転に伴ない発生する電力リプルとが丁度重なる場合が示されている。なお、比較のために、電流補正量Ｉｍｘ１，Ｉｍｘ２による電流補正が実施されない場合を図２０に示す。

図１９，図２０を参照して、この実施の形態４によれば、電流補正量Ｉｍｘ１，Ｉｍｘ２による電流補正が行なわれることにより、電圧Ｖｍの変動が抑制される（図１９）。

また、モータジェネレータＭ１，Ｍ２の電力リプルが干渉（丁度重なった状態）することにより、電流補正量Ｉｍｘ１，Ｉｍｘ２による電流補正が実施されない場合には、相関電圧（図１９，２０では、一例としてモータジェネレータＭ２のｕ−ｖ相間電圧Ｖｕｖ２が示されている。）が目標電圧Ｖ１，−Ｖ１に対してオフセットを有するところ（図２０）、この実施の形態４によれば、モータジェネレータＭ１，Ｍ２の各々のリプル電力に応じて電流補正が実施されるので、上記のような電圧オフセットは生じない（図１９）。

以上のように、この実施の形態４によれば、実施の形態３と同様の効果が得られる。さらに、この実施の形態４によれば、モータジェネレータＭ１，Ｍ２の相互干渉を抑制することができる。

なお、上記の各実施の形態において、電動車両１００，１００Ａは、モータジェネレータＭ１またはＭ２を唯一の走行用動力源とする電気自動車であってもよいし、走行用動力源としてエンジンをさらに搭載したハイブリッド車両であってもよく、さらには、直流電源Ｂに加えて燃料電池をさらに搭載した燃料電池車であってもよい。

なお、上記において、昇圧コンバータ１０は、この発明における「コンバータ」に対応し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、それぞれこの発明における「第１のスイッチング素子」および「第２のスイッチング素子」に対応する。また、モータ電力リプル推定部１２６および電流補正量算出部１２８は、この発明における「第１の変動推定部」を形成し、モータ電力リプル推定部１３０および電流補正量算出部１３２は、この発明における「第２の変動推定部」を形成する。また、さらに、インバータ２０およびモータジェネレータＭ１は、この発明における「駆動力発生部」を形成する。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ 昇圧コンバータ、２０，３１ インバータ、２２，３２ Ｕ相アーム、２４，３４ Ｖ相アーム、２６，３６ Ｗ相アーム、３０，３０Ａ〜３０Ｃ 制御装置、５２，５６ 電圧センサ、５４，５８，６０，６４，６６ 電流センサ、６２，６８ 回転角センサ、１００，１００Ａ 電動車両、１０２ 電圧指令生成部、１０４，１０８ 減算部、１０８Ａ 演算部、１０６ 電圧制御演算部、１１０ 電流制御演算部、１１２ 駆動信号生成部、１１４ キャリア生成部、１１６ サンプル／ホールド回路、１１８ メインループ、１２０ マイナーループ、１２２ モータリプル周波数算出部、１２４ 電圧制御周期設定部、１２６，１３０ モータ電力リプル推定部、１２８，１３２ 電流補正量算出部、１３４ 加算部、Ｂ 直流電源、ＰＬ１，ＰＬ２ 正極線、ＮＬ 負極線、Ｌ１ リアクトル、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６，Ｑ２１〜Ｑ２６ スイッチング素子、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６ ダイオード、Ｃ 平滑コンデンサ、Ｍ１，Ｍ２ モータジェネレータ。

Claims (6)

1. 直流電源（Ｂ）と電気負荷装置（２０，Ｍ１）との間に設けられ、前記直流電源の電圧以上に出力電圧を昇圧するコンバータ（１０）の制御装置であって、
   前記コンバータは、
   前記直流電源の正極に一端が接続されるリアクトル（Ｌ１）と、
   前記リアクトルの他端と前記電気負荷装置との間に接続される第１のスイッチング素子（Ｑ１）と、
   前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に接続される第２のスイッチング素子（Ｑ２）と、
   前記第１および第２のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続される第１および第２のダイオード（Ｄ１，Ｄ２）とを含み、
   前記第１および第２のスイッチング素子の動作には、前記第１および第２のスイッチング素子が同時に導通状態になるのを防止するためのデッドタイムが設けられ、
   前記制御装置は、
   前記出力電圧を目標電圧に調整するための制御演算を実行する電圧制御部（１０６）と、
   前記電圧制御部の制御出力を目標電流として、前記リアクトルに流れる電流を前記目標電流に調整するための制御演算を実行する電流制御部（１１０）と、
   前記電流制御部の制御出力に基づいて、前記第１および第２のスイッチング素子を駆動するための信号を生成する信号生成部（１１２）とを備える、コンバータの制御装置。
2. 前記電気負荷装置は、電動機（Ｍ１）を含み、
   前記制御装置は、前記電動機の回転に伴ない発生する周期的な電力変動に基づいて、前記電圧制御部の演算周期を設定する電圧制御周期設定部（１２４）をさらに備える、請求の範囲１に記載のコンバータの制御装置。
3. 前記電圧制御周期設定部は、前記演算周期を前記電力変動の周期の１／４以下に設定する、請求の範囲２に記載のコンバータの制御装置。
4. 前記電気負荷装置は、第１の電動機（Ｍ１）を含み、
   前記制御装置は、前記第１の電動機のトルクおよび回転数に基づいて、前記第１の電動機の回転に伴ない発生する周期的な電力変動量を示す第１の変動量を推定する第１の変動推定部（１２６，１２８）をさらに備え、
   前記電流制御部は、前記電圧制御部の制御出力に前記第１の変動量を加算した値を前記目標電流として制御演算を実行する、請求の範囲１に記載のコンバータの制御装置。
5. 前記電気負荷装置は、第２の電動機（Ｍ２）をさらに含み、
   前記制御装置は、前記第２の電動機のトルクおよび回転数に基づいて、前記第２の電動機の回転に伴ない発生する周期的な電力変動量を示す第２の変動量を推定する第２の変動推定部（１３０，１３２）をさらに備え、
   前記電流制御部は、前記電圧制御部の制御出力に前記第１および第２の変動量を加算した値を前記目標電流として制御演算を実行する、請求の範囲４に記載のコンバータの制御装置。
6. 直流電源（Ｂ）と、
   前記直流電源から供給される電力を用いて車両の駆動力を発生する駆動力発生部（２０，Ｍ１）と、
   直流電源と前記駆動力発生部との間に設けられ、前記駆動力発生部の入力電圧を前記直流電源の電圧以上に昇圧する、請求の範囲１に記載のコンバータ（１０）と、
   請求の範囲１から５のいずれかに記載のコンバータの制御装置（３０，３０Ａ〜３０Ｃ）とを備える電動車両。

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