JPWO2010082557A1

JPWO2010082557A1 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ及び複合磁気回路

Info

Publication number: JPWO2010082557A1
Application number: JP2010546617A
Authority: JP
Inventors: 茂樹寺谷
Original assignee: SHINTO HOLDINGS Co Ltd
Current assignee: SHINTO HOLDINGS Co Ltd
Priority date: 2009-01-13
Filing date: 2010-01-12
Publication date: 2012-07-05
Also published as: WO2010082557A1

Abstract

占有体積が小さく小型化可能なＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、Ｎ相モード（Ｎは３以上の自然数）で動作し、巻線がそれぞれ巻回されるＮ個の脚（４２〜４４）と、エァギャップが形成されている１つの脚（４５）とを有すると共に閉磁路を形成する単一のコア（４１）により構成される複合磁気回路（４０）と、コアの各脚にそれぞれ巻回され、一端が直流電源の正電極に接続され、他端がそれぞれスイッチング素子を介して直流電源の負電極にそれぞれ接続されているＮ個の巻線（ｎ１１〜ｎ１３）と、Ｎ個の巻線の各他端と前記直流電源の負電極の間にそれぞれ接続され、ダイオード（Ｄ１〜Ｄ３）と平滑コンデンサ（Ｃ）とを含むＮ個の直列回路と、Ｎ個のスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ３）を１／Ｎ周期の位相差で順次オン／オフさせる制御回路（１０）とを有する。

Description

本発明は、多相モードで動作する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
さらに、本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに用いられる複合磁気回路に関するものである。

ハイブリッド車や電気自動車においては、直流電源の出力電圧を所定の電圧に昇圧させる昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータが用いられている。昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして、チョッパ方式のＤＣ／ＤＣコンバータが既知である（例えば、特許文献１参照）。この既知のＤＣ／ＤＣコンバータでは、直流電源に対して複数の昇圧回路が並列に接続され、各昇圧回路は、昇圧チョークと、昇圧ダイオードと、スイッチング素子とで構成されている。そして、昇圧回路の出力側に平滑コンデンサが接続され、平滑コンデンサに並列に負荷が接続されている。昇圧回路を構成する各スイッチング素子は、制御回路から供給される制御信号パルスによりパルス幅変調制御されている。

特開２００２−１０６３２公報

上述した既知のＤＣ／ＤＣコンバータでは、各昇圧回路は、リアクトルと、昇圧ダイオードとスイッチング素子とで構成されている。また、２個の昇圧回路を用い、スイッチング素子は１８０°の位相差でオン／オフ制御されている。この既知のＤＣ／ＤＣコンバータは、２相モードで動作するが、３相モードで動作する場合、３個のリアクトルが必要であり、リアクトルは大きな占有体積を必要とするため、３相モードで動作するＤＣ／ＤＣコンバータを構成しようとすると、ＤＣ／ＤＣコンバータの占有体積が大型化する欠点である。

一方、ハイブリッド車においては、車載用の直流電源の直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータについて小型化を図ることが強く要請されており、上述したチョッパ方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、小型化の要請に適応できないものである。さらに、ハイブリッド車においては、３相モードで動作するＤＣ／ＤＣコンバータの開発が急務の課題であり、小型で且つ３相モードで動作するＤＣ／ＤＣコンバータの開発が強く要請されている。

本発明の目的は、占有体積が小さく小型化可能なＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
本発明の別の目的は、３相モードで動作するＤＣ／ＤＣコンバータに用いられ、占有体積を小さくすることが可能な複合磁気回路を実現することにある。

本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、Ｎ相モード（Ｎは３以上の自然数）で動作し、直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
各１次巻線が前記直流電源の正電極に接続されているＮ個のトランスと、
各トランスの１次巻線と直流電源の負電極との間にそれぞれ接続したＮ個のスイッチング素子と、
第１のトランスの２次巻線とｉ番目のトランスの２次巻線との間に接続したリアクトルと、
前記Ｎ個のトランスの各１次巻線と前記直流電源の負電極との間にそれぞれ接続され、ダイオードとコンデンサとを含むＮ個の直列回路と、
前記Ｎ個のスイッチング素子を１／Ｎ周期の位相差で順次オン／オフさせる制御回路とを含み、
前記Ｎ個のトランスの２次巻線とリアクトルは、閉ループを形成するように互いに直列に接続され、
前記Ｎ個の直列回路に含まれる各コンデンサは、単一の平滑コンデンサを共用することを特徴とする。

本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスリンク方式を利用しているので、各トランスの２次巻線及びリアクトルの巻線を取り除いた構造の磁気回路を用いることが可能になる。この結果、磁気回路が小型化され、ＤＣ／ＤＣコンバータが占める体積を一層小さくすることが可能である。

本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、３相モードで動作し、直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
巻線がそれぞれ巻回される第１〜第３の脚と、エアギャップが形成されている第４の脚とを有すると共に閉磁路を形成する単一のコアにより構成される複合磁気回路と、
前記コアの第１の脚に巻回され、一端が直流電源の正電極に接続され、他端が第１のスイッチング素子を介して直流電源の負電極に接続されている第１の巻線と、
前記コアの第２の脚に巻回され、一端が前記直流電源の正電極に接続され、他端は第２のスイッチング素子を介して直流電源の負電極に接続されている第２の巻線と、
前記コアの第３の脚に巻回され、一端が前記直流電源の正電極に接続され、他端は第３のスイッチング素子を介して直流電源の負電極に接続されている第３の巻線と、
前記第１の巻線の他端と前記直流電源の負電極の間に接続され、ダイオードと平滑コンデンサとを含む第１の直列回路と、
前記第２の巻線の他端と前記直流電源の負電極との間に接続され、ダイオードと前記平滑コンデンサとを含む第２の直列回路と、
前記第３の巻線の他端と前記直流電源の負電極との間に接続され、ダイオードと前記平滑コンデンサとを含む第３の直列回路と、
前記第１〜第３のスイッチング素子を１／３周期の位相差で順次オン／オフさせる制御回路とを有することを特徴とする。

本発明による３相モードで動作するＤＣ／ＤＣコンバータは、３個のトランスと１個のリアクトルの代りに、４個の脚を有する単一のコアにより構成される磁気回路を用いているので、ＤＣ／ＤＣコンバータの占有体積を相当小さくすることができる。

本発明による磁気回路は、３相モードで動作する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに用いられ、第１〜第３の３個のトランスと１個のリアクトルとして機能する複合磁気回路であって、
当該複合磁気回路は、閉磁路を形成する単一のコアにより構成され、
当該コアは、第１の巻線が巻回されている第１の脚と、第２の巻線が巻回されている第２の脚と、第３の巻線が巻回されている第３の脚と、エアギャップが形成されている第４の脚とを有することを特徴とする。

本発明では、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する磁気回路は、Ｎ個（Ｎは３以上の自然数）の脚とエアギャップが形成されている１個の脚とを有すると共に閉磁路を形成する単一のコアで構成されるため、小型で大容量出力のＤＣ／ＤＣコンバータが実現される。

本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイミングチャートである。本発明による複合磁気回路を示す図である。本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す図である。デューティ比とコア体積との関係のシミュレーション結果を示す図である。

図１は本発明による昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。本例では、３相モードで昇圧動作を行うＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。本例の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、３個のトランスＴ１〜Ｔ３を有し、各トランスによりコンバータ出力を合成する。そして、周波数を３倍にしてリアクトルに加えることにより、エネルギー蓄積素子として機能するリアクトルの小型化を図る。

直流電源Ｖdc1の出力電圧を所定の電圧に昇圧する。直流電源Ｖdc1の正電極には、３個のトランスＴ１〜Ｔ３の１次巻線の一端（巻き始め端）をそれぞれ接続する。第１〜第３のトランスＴ１〜Ｔ３は共に同一構成とする。第１のトランスＴ１は、１次巻線１ａと２次巻線１ｂを有し、１次巻線１ａの他端と直流電源Ｖdc1の負電極との間に、第１のスイッチング素子Ｑ１を接続する。スイッチング素子として、MOSFET等の各種スイッチング素子を用いることができる。第２のトランスＴ２は１次巻線２ａと２次巻線２ｂとを有し、１次巻線の２ａの他端と直流電源の負電極との間に、第２のスイッチング素子Ｑ２を接続する。また、第３のトランスＴ３は１次巻線３ａと２次巻線３ｂとを有し、１次巻線３ａの他端と直流電源１の負電極との間に第３のスイッチング素子Ｑ３を接続する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３は、制御回路１０により、１／３周期の位相差で順次オン／オフ制御される。

本例では、第１のトランスＴ１の２次巻線１ｂと第３のトランスＴ３の２次巻線３ｂとの間にリアクトルＬを接続する。第１〜第３のトランスＴ１〜Ｔ３の２次巻線１ｂ〜３ｂ及びリアクトルＬは、閉ループを形成するように直列に接続する。

第１のトランスＴ１の１次巻線１ａと直流電源Ｖdc1の負電極との間に、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣとの直列回路を接続する。第２のトランスＴ２の１次巻線２ａと直流電源の負電極との間に、ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣとの直列回路を接続する。第３のトランスＴ３の１次巻線３ａと直流電源の負電極との間に、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣとの直列回路を接続する。平滑コンデンサＣと並列に負荷ＲLを接続する。

第１のトランスＴ１と、第１のダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣとは第１のコンバータを構成する。第２のトランスＴ２と、第２のダイオードＤ２と、平滑コンデンサＣとは、第２のコンバータを構成する。第３のトランスＴ３と、第３のダイオードＤ３と、平滑コンデンサＣとは第３のコンバータを構成する。

次に、上述したＤＣ／ＤＣコンバータの動作を図２に示すタイミングチャートを参酌しながら説明する。時刻ｔ０で制御回路から第１のスイッチング素子Ｑ１に制御パルス信号Ｑ１ｇが供給され、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンする。第１のスイッチング素子Ｑ１がオンすると、電流は、直流電源Ｖdc1の正電極→第１トランスの１次巻線１ａ→Ｑ１→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。このため、第１のスイッチング素子Ｑ１を流れる電流は直線的に増加する。同時に、第１のトランスＴ１の２次巻線１ｂに電圧が発生し、１ｂ→Ｌ→３ｂ→２ｂ→１ｂの経路に沿って電流Ｌｉが流れる。この電流Ｌｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れ、リアクトルＬにエネルギーを蓄積する。また、第２及び第３のトランスの２次巻線２ｂ及び３ｂにも同一の電流が流れるため、第２及び第３のトランスの１次巻線２ａ及び３ａには、巻数に応じた電圧が誘導される。

ここで、第２のトランスの巻き上げ比をＡ２＝ｎ３／ｎ４とした場合、第２のダイオードＤ２には、第１のスイッチング素子を流れる電流Ｑ１ｉの１／Ａ２の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→２ａ→Ｄ２→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第２のダイオードＤ２を流れる電流Ｄ２ｉは、第２のスイッチング素子Ｑ２をオンに切り替えるまで流れる。また、第３のトランスの巻き上げ比をＡ３＝ｎ５／ｎ６とした場合、第３のダイオードＤ３には、第１のスイッチング素子を流れる電流Ｑ１ｉの１／Ａ３の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→３ａ→Ｄ３→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第３のダイオードＤ３を流れる電流Ｄ３ｉは、第３のスイッチング素子Ｑ３をオンに切り替えるまで流れる。この結果、平滑コンデンサＣの出力電圧Ｖ０は、直流電源Ｖdc1の電圧（入力電圧）に、第２及び第３のトランスの１次巻線２ａ及び３ａにそれぞれ誘導される電圧が加算された電圧となる。

第２のトランスＴ２に誘導される電圧は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のデューティ比をＤとした場合、Ａ２×Ｖdc1×Ｄとなる。また、第３のトランスＴ３に誘導される電圧は、Ａ３×Ｖdc1×Ｄとなる。従って、スイッチング素子のデューティ比を制御することにより、平滑コンデンサＣの出力電圧を制御することができる。

時刻ｔ１において、制御回路１０からの制御信号Ｑ１ｇの立下がりにより第１のスイッチング素子Ｑ１がオフに切り替わる。このとき、直流電源Ｖdc1の正電極→１ａ→Ｄ１→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って電流Ｄ１ｉが流れる。この第１のダイオードＤ１を流れる電流Ｄ１ｉは、時刻ｔ１から時刻ｔ６まで流れる。

次に、時刻ｔ２において、制御回路１０から供給される制御信号Ｑ２ｇにより第２のスイッチング素子Ｑ２がオンする。このとき、電流は、直流電源Ｖdc1の正電極→２ａ→Ｑ２→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れ、第２のスイッチング素子Ｑ２を流れる電流は直線的に増加する。同時に、第２のトランスＴ２の２次巻線２ｂに電圧が発生し、２ｂ→３ｂ→Ｌ→１ｂ→２ｂの経路に沿って電流Ｌｉが増加しながら流れる。この電流Ｌｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れ、リアクトルＬにエネルギーを蓄積すると共に、第１及び第３のトランスの２次巻線１ｂ及び３ｂにも同一の電流が流れるため、第１及び第３のトランスの１次巻線１ａ及び３ａには、巻数に応じた電圧が誘導される。

ここで、第１のトランスの巻き上げ比をＡ１＝ｎ１／ｎ２とした場合、第１のダイオードＤ１には、第２のスイッチング素子を流れる電流Ｑ２ｉの１／Ａ１の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→１ａ→Ｄ１→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第１のダイオードＤ１を流れる電流Ｄ１ｉは、第３のスイッチング素子Ｑ３がオンに切り替わるまで流れる。また、第３のダイオードＤ３には、第１のスイッチング素子を流れる電流Ｑ１ｉの１／Ａ３の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→３ａ→Ｄ３→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第３のダイオードＤ３を流れる電流Ｄ３ｉは、第３のスイッチング素子Ｑ３をオンに切り替えるまで流れる。この結果、平滑コンデンサＣの出力電圧Ｖ０は、直流電源Ｖdc1の電圧（入力電圧）に、第１及び第３のトランスの１次巻線１ａ及び３ａにそれぞれ誘導される電圧が加算された電圧となる。

次に、時刻ｔ４において、制御回路１０から供給される制御信号Ｑ３ｇにより第３のスイッチング素子Ｑ３がオンする。このとき、電流は、直流電源Ｖdc1の正電極→３ａ→Ｑ３→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。第３のスイッチング素子Ｑ３を流れる電流は直線的に増加する。同時に、第３のトランスＴ３の２次巻線３ｂに電圧が発生し、３ｂ→Ｌ→１ｂ→２ｂ→３ｂの経路に沿って電流Ｌｉが増加しながら流れる。この電流Ｌｉは、リアクトルＬにエネルギーを蓄積する。また、第１及び第２のトランスの２次巻線１ｂ及び２ｂにも同一の電流が流れるため、第１及び第２のトランスの１次巻線１ａ及び２ａには、巻数に応じた電圧が誘導される。

第１のダイオードＤ１には、第３のスイッチング素子を流れる電流Ｑ３ｉの１／Ａ１の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→１ａ→Ｄ１→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第１のダイオードＤ１を流れる電流Ｄ１ｉは、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンに切り替わるまで流れる。また、第２のダイオードＤ２には、第３のスイッチング素子を流れる電流Ｑ３ｉの１／Ａ２の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→２ａ→Ｄ２→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第２のダイオードＤ２を流れる電流Ｄ２ｉは、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンに切り替わるまで流れる。この結果、平滑コンデンサＣの出力電圧Ｖ０は、直流電源Ｖdc1の電圧（入力電圧）に、第１及び第２のトランスの１次巻線１ａ及び２ａにそれぞれ誘導される電圧が加算された電圧となる。

以後、上述した動作を順次繰り返す。

次に、上述した３相モードで動作する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの磁気回路について説明する。図３は本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの複合磁気回路の構成を示す図である。図３（ａ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータの磁気回路の構成を示す。当該磁気回路は、図３（ｂ）に示すように、３個のトランスＴ１〜Ｔ３と１個のリアクトルＬとで構成される。第１のトランスＴ１は、閉磁路を形成するコア２１を有し、その１次側脚には１次巻線ｎ１が巻回され、２次側の脚は２次巻線ｎ２が巻回される。第２のトランスＴ２も閉磁路を形成するコア２２を有し、その１次側の脚には１次巻線ｎ３が巻回され、２次側脚には２次巻線ｎ４が巻回される。第３のトランスＴ３のコア２３の１次側脚には１次巻線ｎ５が巻回され、２次側脚には２次巻線ｎ６が巻回される。また、リアクトルＬはコア２４を有し、当該コアは、巻線ｎ７が巻回された第１の脚と、エアギャップ２５が形成された第２の脚とを有する。

上述した３個のトランスと１個のリアクトルは、図３（ｃ）に示すように、複数の脚を有する単一のコア３０を用いて構成することが可能である。コア３０の第１の脚３１には第１のトランスの１次巻線ｎ１を巻回し、第２の脚３２には第１のトランスの２次巻線ｎ２を巻回し、第３の脚３３には第２のトランスの１次巻線ｎ３を巻回し、第４の脚３４には第２のトランスの２次巻線ｎ４を巻回し、第５の脚３５には第３のトランスの１次巻線ｎ５を巻回し、第６の脚３６には第３のトランスの２次巻線ｎ６を巻回し、第７の脚にはリアクトルの巻線ｎ７を巻回し、第８の脚３８にはリアクトルのエアキャップ３９を形成する。

図３（ａ）に示すように、第１〜第３のトランスの２次巻線及びリアクトルの巻線は閉ループを形成するように互いに直列に接続されている。従って、第１〜第３のトランスの２次巻線の両端間電圧をＶ１〜Ｖ３とし、リアクトルの巻線の両端間電圧をＶａとすると、Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＋Ｖａ＝０となる。また、第１のトランスの２次巻線ｎ２を貫く磁束をφ２とし、第２のトランスの２次巻線ｎ４を貫く磁界をφ４とし、第３のトランスの２次巻線ｎ６を貫く磁界をφ６とし、リアクトルの巻線ｎ７を貫く磁界をφ７とすると、磁束変化の総和が零となることより、以下の式が成立する。

ｎ２（ｄφ２／ｄｔ）＋ｎ４（ｄφ４／ｄｔ）＋ｎ６（ｄφ６／ｄｔ）＋ｎ７（ｄφ７／ｄｔ）＝０

ここで、各トランスの２次巻線の巻数及びリアクトルの巻線を同一の巻数Ｎに設定すると、以下の式が成立する。

ｄφ２／ｄｔ＋ｄφ４／ｄｔ＋ｄφ２／ｄｔ＋ｄφ７／ｄｔ＝０

従って、各トランスの２次巻線を貫く磁束は、ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作に影響を与えないことになる。この結果、図３（ｃ）に示すコアから第１〜第３のトランスの２次巻線及びリアクトルの巻線を取り除いても、昇圧動作に影響を与えることはない。従って、図３（ａ）に示す磁気回路は、図３（ｄ）に示す単一のコアで置換することが可能となる。従って、３個のトランスと１個のリアクトルで構成される磁気回路の代りに、４個の脚を有する単一のコアで構成される磁気回路を用いることができる。

図４は、図３（ｄ）に示す磁気回路を有する本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す線図である。尚、図１で用いた構成要素と同一の構成要素には同一符号を付して説明する。直流電源Ｖdc1の直流電圧を昇圧する。磁気回路４０は、閉磁路を形成する単一のコア４１により構成する。コア４１は、第１〜第４の脚４２〜４５を有し、第１の脚４２には第１の巻線ｎ１１を巻回し、第２の脚４３には第２の巻線ｎ１２を巻回し、第３の脚４４には第３の巻線ｎ１３を巻回する。第４の脚４５にはエアギャップ４６を形成する。尚、エアギャップが形成されている第４の脚の配置位置は、第１の脚と第２の脚の間や第２の脚と第３の脚との間に設けることも可能である。

第１〜第３の巻線ｎ１１〜ｎ１３の各一端は直流電源Ｖdc1の正電極にそれぞれ接続し、各他端はそれぞれスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３を介して直流電源の負電極にそれぞれ接続する。第１の巻線ｎ１１の他端と直流電源の負電極との間に、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣとを含む第１の直列回路を接続する。第２の巻線ｎ１２の他端と直流電源の負電極との間に、第２のダイオードＤ２と平滑コンデンサＣを含む第２の直列回路を接続する。第３の巻線ｎ１３の他端と直流電源の負電極との間に、第３のダイオードＤ３と平滑コンデンサＣを含む第３の直列回路を接続する。平滑コンデンサＣに並列に負荷ＲLを接続する。

第１の巻線ｎ１１と、第１のダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣとは第１のコンバータを構成する。第２の巻線ｎ１２と、第２のダイオードＤ２と、平滑コンデンサＣとは第２のコンバータを構成する。また、第３の巻線ｎ１３と、第３のダイオードＤ３と、平滑コンデンサＣとは第３のコンバータを構成する。

第１〜第３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３は、制御回路１０から順次供給される駆動パルスで順次動作し、それぞれ１２０°の位相差で順次動作する。尚、当該ＤＣ／ＤＣコンバータは、図２に示すタイミングチャートに基づいて動作するため、その動作説明は省略する。

本発明による３相モードＤＣ／ＤＣコンバータは、３個のトランスと１個のリアクトルの代わりに、４個の脚を有する単一のコアで構成される複合磁気回路を用いているので、一層小型のＤＣ／ＤＣコンバータが実現される。

図５は、デューティ比と磁気回路のコア体積との関係について行ったシミュレーション結果を示すグラフである。横軸は、デューティ比を示し、縦軸は、３個のトランスと１個のリアクトルを有する磁気回路（図３（ｂ）に示す）のリアクトルが占める体積に対する３の個別リアクトルを有する従来のリアクトルの１個の磁気回路の体積との比率を示す。例えば、デューティ比が０．５の場合、２倍の昇圧電圧が得られるが、この場合、リアクトル部のコアの占める体積は０．３６倍であり、本発明によればリアクトル部分のコア体積は１／９に低減される。また、実用的なデューティ比の範囲は、０．２〜０．８程度であるから、実用的な範囲で使用するリアクトル部のコア体積は従来の１個のリアクトルの１／２程度以下に低減される。コアを簡素化した磁気回路（図３（ｄ））の場合には、各コイルの容量は、従来の１／２であるから、１／３程度以下に低減される。このシミュレーション結果から明らかなように、本発明による複合磁気回路を用いることにより、チョッパ方式のＤＣ／ＤＣコンバータと比較して、磁気回路の容積が大幅に低減されるので、小型で大出力のＤＣ／ＤＣコンバータが実現される。

本発明は上述した実施例だけに限定されず、種々の変更や変形が可能である。例えば、上述した実施例では、３相モードで動作する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータについて記述したが、４相、５相等のマルチモードで動作するＤＣ／ＤＣコンバータについても適用される。この場合、磁気回路として、Ｎ個の脚と、エアギャップが形成されている１個の脚とを有する単一のコアで構成する。

図４に示す磁気回路を構成するコアに関して、４個の脚の配置構成は種々の形態とすることができ、４個の脚を直線上に沿って並列に配置することができる。或いは、別の配置形態として、中心にエアギャップが形成されている第４の脚を配置し、第４の脚の周りに第１〜第３の脚を等間隔で配置することも可能である。

Ｖdc1 直流電源
１０制御回路
Ｔ１〜Ｔ３トランス
Ｑ１〜Ｑ３スイッチング素子
Ｌリアクトル
Ｃ平滑コンデンサ
ＲL 負荷
２１〜２４コア
２５，３９エアギャップ
３１〜３８脚
４０磁気回路
４１コア
４２〜４５脚
４６エアギャップ

Claims

Ｎ相モード（Ｎは３以上の自然数）で動作し、直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
各１次巻線が前記直流電源の正電極に接続されているＮ個のトランスと、
各トランスの１次巻線と直流電源の負電極との間にそれぞれ接続したＮ個のスイッチング素子と、
第１のトランスの２次巻線とｉ番目のトランスの２次巻線との間に接続したリアクトルと、
前記Ｎ個のトランスの各１次巻線と前記直流電源の負電極との間にそれぞれ接続され、ダイオードとコンデンサとを含むＮ個の直列回路と、
前記Ｎ個のスイッチング素子を１／Ｎ周期の位相差で順次オン／オフさせる制御回路とを含み、
前記Ｎ個のトランスの２次巻線とリアクトルは、閉ループを形成するように互いに直列に接続され、
前記Ｎ個の直列回路に含まれる各コンデンサは、単一の平滑コンデンサを共用することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記Ｎ個のトランス及びリアクトルは、閉磁路を形成する単一のコアにより構成され、当該コアは、前記Ｎ個のトランスの１次巻線がそれぞれ巻回されているＮ個の脚と、エアギャップが形成された単一の脚とにより構成されることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
Ｎ相モード（Ｎは３以上の自然数）で動作し、直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
巻線がそれぞれ巻回されるＮ個の脚と、エアギャップが形成されている１つの脚とを有すると共に閉磁路を形成する単一のコアにより構成される複合磁気回路と、
前記コアの各脚にそれぞれ巻回され、一端が直流電源の正電極に接続され、他端がそれぞれスイッチング素子を介して直流電源の負電極にそれぞれ接続されているＮ個の巻線と、
前記Ｎ個の巻線の各他端と前記直流電源の負電極の間にそれぞれ接続され、ダイオードと平滑コンデンサとを含むＮ個の直列回路と、
前記Ｎ個のスイッチング素子を１／Ｎ周期の位相差で順次オン／オフさせる制御回路とを有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
３相モードで動作し、直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
各１次巻線が直流電源の正電極にそれぞれ接続されている第１、第２及び第３のトランスと、
第１のトランスの１次巻線と前記直流電源の負電極との間に接続した第１のスイッチング素子と、
第２のトランスの１次巻線と前記直流電源の負電極との間に接続した第２のスイッチング素子と、
第３のトランスの１次巻線と前記直流電源の負電極との間に接続した第３のスイッチング素子と、
前記第１のトランスの２次巻線と第２又は第３のトランスの２次巻線との間に接続したリアクトルと、
前記第１のトランスの１次巻線と前記直流電源の負電極の間に接続され、ダイオードと平滑コンデンサとを含む第１の直列回路と、
前記第２のトランスの１次巻線と前記直流電源の負電極との間に接続され、ダイオードと前記平滑コンデンサとを含む第２の直列回路と、
前記第３のトランスの１次巻線と前記直流電源の負電極との間に接続され、ダイオードと前記平滑コンデンサとを含む第３の直列回路と、
前記第１〜第３のスイッチング素子を１／３周期の位相差で順次オン／オフさせる制御回路とを有し、
前記第１〜第３のトランスの各２次巻線とリアクトルは、閉ループを形成するように互いに直列に接続され、
前記第１〜第３のトランス及びリアクトルは、閉磁路を形成する単一のコアにより構成され、当該コアは、第１のトランスの１次巻線が巻回された第１の脚と、第２のトランスの１次巻線が巻回された第２の脚と、第３のトランスの１次巻線が巻回された第３の脚と、エアギャップが形成された第４の脚とを有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
３相モードで動作し、直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
巻線がそれぞれ巻回される第１〜第３の脚と、エアギャップが形成されている第４の脚とを有すると共に閉磁路を形成する単一のコアにより構成される複合磁気回路と、
前記コアの第１の脚に巻回され、一端が直流電源の正電極に接続され、他端が第１のスイッチング素子を介して直流電源の負電極に接続されている第１の巻線と、
前記コアの第２の脚に巻回され、一端が前記直流電源の正電極に接続され、他端は第２のスイッチング素子を介して直流電源の負電極に接続されている第２の巻線と、
前記コアの第３の脚に巻回され、一端が前記直流電源の正電極に接続され、他端は第３のスイッチング素子を介して直流電源の負電極に接続されている第３の巻線と、
前記第１の巻線の他端と前記直流電源の負電極の間に接続され、ダイオードと平滑コンデンサとを含む第１の直列回路と、
前記第２の巻線の他端と前記直流電源の負電極との間に接続され、ダイオードと前記平滑コンデンサとを含む第２の直列回路と、
前記第３の巻線の他端と前記直流電源の負電極との間に接続され、ダイオードと前記平滑コンデンサとを含む第３の直列回路と、
前記第１〜第３のスイッチング素子を１／３周期の位相差で順次オン／オフさせる制御回路とを有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
３相モードで動作する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに用いられ、第１〜第３の３個のトランスと１個のリアクトルとして機能する複合磁気回路であって、
当該複合磁気回路は、閉磁路を形成する単一のコアにより構成され、
当該コアは、第１の巻線が巻回されている第１の脚と、第２の巻線が巻回されている第２の脚と、第３の巻線が巻回されている第３の脚と、エアギャップが形成されている第４の脚とを有することを特徴とする複合磁気回路。
請求項６に記載の複合磁気回路において、前記第１の巻線は第１のトランスの１次巻線に相当し、前記第２の巻線は第２のトランスの１次巻線に相当し、前記第３の巻線は第３のトランスの１次巻線に相当することを特徴とする複合磁気回路。
請求項６又は７に記載の複合磁気回路において、前記第１〜第３の巻線は、互いに同一の巻数を有することを特徴とする複合磁気回路。
請求項６から８までのいずれか１項に記載の複合磁気回路において、前記第１〜第４の脚は互いに平行に延在し、脚の延在方向から見た場合、中心に第４の脚が位置し、第４の脚の周りにほぼ等間隔で第１〜第３の脚が配置されていることを特徴とする複合磁気回路。