CN114696618A - 功率变换装置的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本公开提供一种功率变换装置的控制方法，功率变换装置包含第一桥臂、第二桥臂及两个变压器。第一桥臂包含串接的第一至第三开关管，第二桥臂包含串接的第四至第六开关管。两变压器的绕组串接于两桥臂的节点之间。控制方法包含：控制第一及第四开关管以占空比运行且开关时序相互错相180度；控制第三与第四开关管的控制信号互补，第六与第一开关管的控制信号互补；以及在该占空比小于等于0.5时，控制第二与第四开关管同步开关，第五与第一开关管同步开关，在该占空比大于0.5时，控制第二与第六开关管同步开关，第五与第三开关管同步开关。

Description

功率变换装置的控制方法
技术领域
本公开涉及一种控制方法，尤指一种功率变换装置的控制方法。
背景技术
随着互联网和人工智能的快速发展，对高效率和高功率密度的电源需求越来越高。因应所需功率的提升，现有作法是将母线电压从12V提高至54V，以减少母线损耗并降低成本，再增设母线变换器将母线电压降压至12V而进行供电。
为了得到较高的系统变换效率，对于输入40V～60V输出12V的电压转换应用场合，现有技术中母线变换器多采用以下两种方案。方案一选用两个错相180度的磁集成BUCK降压变换器，以通过调节占空比来实现输出电压调节。方案一的电路实现简单，但占空比过小，且开关管电压应力高，磁性元件体积较大，使得变换器的性能较差。方案二选用磁集成的硬开关全桥变换器，通过调节变压器原副边匝比以及占空比来实现输出电压调节。方案二的电路实现简单，可靠性高，但其占空比被限制在0.5以内，且磁性元件的体积及副边开关管的电压应力无法进一步下降，限制了变换器的性能。再者，于方案二中，因变压器匝数较多，使得所需的PCB的层数较多，进而导致变换器成本大幅上升。
因此，如何发展一种可改善上述现有技术的功率变换装置的控制方法，实为目前迫切的需求。
发明内容
本公开的目的在于提供一种功率变换装置的控制方法，可使功率变换装置中的变压器电感伏秒较低，故开关管电压应力低，且磁性元件体积较小。因此，可对应采用较小体积的磁性元件及低耐压的开关管，从而降低成本及提升功率密度。
为达上述目的，本公开提供一种控制方法，架构于控制功率变换装置，功率变换装置包含第一桥臂、第二桥臂及两个变压器。第一桥臂包含串联耦接的第一开关管、第二开关管及第三开关管。第一开关管、第二开关管与第三开关管之间分别具有第一初级侧节点和第一次级侧节点。第二桥臂包含串联耦接的第四开关管、第五开关管及第六开关管。第四开关管、第五开关管与第六开关管之间分别具有第二初级侧节点和第二次级侧节点。每一变压器包含初级侧绕组及次级侧绕组。该两个变压器的两个初级侧绕组串联耦接于第一初级侧节点与第二初级侧节点之间，该两个变压器的两个次级侧绕组串联耦接于第一次级侧节点与第二次级侧节点之间。控制方法包含：控制第一及第四开关管以一占空比运行，并控制第一及第四开关管的开关时序相互错相180度；控制第三开关管与第四开关管的控制信号互补，并控制第六开关管与第一开关管的控制信号互补；以及在该占空比小于等于0.5时，控制第二开关管与第四开关管同步导通及关断，并控制第五开关管与第一开关管同步导通及关断，而在该占空比大于0.5时，控制第二开关管与第六开关管同步导通及关断，并控制第五开关管与第三开关管同步导通及关断。
附图说明
图1为本公开优选实施例的功率变换装置的电路结构示意图。
图2例示出图1中的功率变换装置的变压器的励磁电感。
图3为图1的功率变换装置在占空比小于等于0.5时的主要波形示意图。
图4A、图4B、图4C及图4D为图1的功率变换装置在占空比小于等于0.5时的工作模态示意图。
图5为图1的功率变换装置在占空比大于0.5时的主要波形示意图。
图6A、图6B、图6C及图6D为图1的功率变换装置在占空比大于0.5时的工作模态示意图。
图7A、图7B、图7C、图8、图9及图10A为图1的功率变换装置的各种变化例的电路结构示意图。
图10B及图10C示出将图10A的变压器的绕组绕制于同一磁芯组件的不同实施态样。
图11为图1的功率变换装置在占空比小于等于0.5时的变化例的电路结构示意图。
图12为本公开另一优选实施例的功率变换装置的电路结构示意图。
图13及图14为图12的功率变换装置的不同变化例的电路结构示意图。
图15为本公开优选实施例的功率变换装置的控制方法的流程示意图。
其中，附图标记说明如下：
1：功率变换装置
11：直流电压源
Vin：输入电压
Vin+：输入正端
Vin-：输入负端
12：第一桥臂
Q1：第一开关管
Q2：第二开关管
Q3：第三开关管
A1：第一初级侧节点
B1：第一次级侧节点
13：第二桥臂
Q4：第四开关管
Q5：第五开关管
Q6：第六开关管
A2：第二初级侧节点
B2：第二次级侧节点
T1、T2：变压器
T1A、T2A：初级侧绕组
A3：第三初级侧节点
T1B、T2B：次级侧绕组
B3：第三次级侧节点
Co：输出电容
Vo：输出电压
Vo+：输出正端
Vo-：输出负端
D：占空比
C1：第一电容
C2：第二电容
L1、L2：励磁电感
t0、t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8：时刻
PWM1：第一控制信号
PWM2：第二控制信号
PWM3：第三控制信号
PWM4：第四控制信号
iT1B、iT2B：电流
Ts：开关周期
D1：第一二极管
D2：第二二极管
D3：第三二极管
D4：第四二极管
P：钳位节点
C3：第三电容
C4：第四电容
C5：第五电容
C6：第六电容
C7：第七电容
A4、A5：节点
2、3：磁芯组件
21、22、31、32：绕线柱
23：中柱
33：边柱
d1、d2：气隙
d3、d4：距离
S1、S2、S3、S4：步骤
具体实施方式
体现本公开特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的态样上具有各种的变化，其皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非用以限制本公开。
图1为本公开优选实施例的功率变换装置的电路结构示意图。如图1所示，功率变换装置1包含输入端、第一桥臂12、第二桥臂13、两个变压器T1、T2及输出电容Co，其中输入端电连接直流电压源11，且具有输入正端Vin+及输入负端Vin-，该直流电压源11提供输入电压Vin，该输入电压Vin为直流电压。
第一桥臂12并联连接于输入端，且包含串联耦接的第一开关管Q1、第二开关管Q2及第三开关管Q3。第一开关管Q1及第三开关管Q3分别电连接于输入正端Vin+及输入负端Vin-。第一开关管Q1与第二开关管Q2之间具有第一初级侧节点A1，第二开关管Q2与第三开关管Q3之间具有第一次级侧节点B1。
第二桥臂13并联连接于输入端，且包含串联耦接的第四开关管Q4、第五开关管Q5及第六开关管Q6。第四开关管Q4及第六开关管Q6分别电连接于输入正端Vin+及输入负端Vin-。第四开关管Q4与第五开关管Q5之间具有第二初级侧节点A2，第五开关管Q5与第六开关管Q6之间具有第二次级侧节点B2。第一桥臂12及第二桥臂13中的开关管可为例如但不限于MOSFET、SiC开关管或GaN开关管，于一些实施例中，第三开关管Q3及第六开关管Q6可为二极管。
每一变压器(T1、T2)包含初级侧绕组(T1A、T2A)及次级侧绕组(T1B、T2B)，且每一变压器(T1、T2)的初级侧绕组(T1A、T2A)和次级侧绕组(T1B、T2B)相互耦合。该两个变压器T1及T2的两个初级侧绕组T1A及T2A串联耦接于第一初级侧节点A1与第二初级侧节点A2之间，且两个初级侧绕组T1A及T2A的异名端电连接而构成第三初级侧节点A3。该两个变压器T1及T2的两个次级侧绕组T1B及T2B串联耦接于第一次级侧节点B1与第二次级侧节点B2之间，且两个次级侧绕组T1B及T2B的异名端电连接而构成第三次级侧节点B3。初级侧绕组T1A及T2A与次级侧绕组T1B及T2B的匝数比为N：N：1：1，其中N为正整数。
输出电容Co的两端分别电连接于输出正端Vo+及输出负端Vo-，其中输出正端Vo+耦接于第三次级侧节点B3，输出负端Vo-耦接于输入负端Vin-。输出正端Vo+及输出负端Vo-形成一输出端，输出正端Vo+与输出负端Vo-间的电压为输出电压Vo。
于一些实施例中，功率变换装置1还包含控制器(未图示)，控制器架构于控制第一桥臂12及第二桥臂13中的开关管的运行。
于图1所示的实施例中，功率变换装置1还包含第一电容C1及第二电容C2，其中第一电容C1的两端分别电连接于输入正端Vin+及第三初级侧节点A3，第二电容C2的两端分别电连接于第三初级侧节点A3及第三次级侧节点B3。此外，于此实施例中，两个变压器分别为第一变压器T1及第二变压器T2。第一变压器T1的初级侧绕组T1A电连接于第一初级侧节点A1及第三初级侧节点A3之间，第一变压器T1的次级侧绕组T1B电连接于第二次级侧节点B2及第三次级侧节点B3之间。第二变压器T2的初级侧绕组T2A电连接于第二初级侧节点A2及第三初级侧节点A3之间，第二变压器T2的次级侧绕组T2B电连接于第一次级侧节点B1及第三次级侧节点B3之间。
图2例示出图1中的功率变换装置的等效电路结构示意图，其中图2中显示出变压器的励磁电感。如图2所示，第一变压器T1的励磁电感L1可等效为与第一变压器T1的次级侧绕组T1B并联，第二变压器T2的励磁电感L2可等效为与第二变压器T2的次级侧绕组T2B并联。然亦不以此为限，于另一些实施例中，第一变压器T1的励磁电感L1亦可等效为与第一变压器T1的初级侧绕组T1A并联，第二变压器T2的励磁电感L2亦可等效为与第二变压器T2的初级侧绕组T2A并联。
以下将分别说明图1的功率变换装置1在占空比D小于等于0.5及占空比D大于0.5时的工作模态及波形。
图3为图1的功率变换装置在占空比小于等于0.5时的主要波形示意图，图4A、图4B、图4C及图4D为图1的功率变换装置在占空比小于等于0.5时的工作模态示意图。如图3所示，时刻t0至t8为一个工作周期，第一开关管Q1及第四开关管Q4以占空比D运行，第一开关管Q1及第四开关管Q4的开关时序相互错相180度，第三开关管Q3与第四开关管Q4的控制信号互补，第六开关管Q6与第一开关管Q1的控制信号互补。第二开关管Q2与第四开关管Q4同步导通及关断，第五开关管Q5与第一开关管Q1同步导通及关断。为实现前述开关作动，于一些实施例中，可利用控制器输出第一控制信号PWM1、第二控制信号PWM2、第三控制信号PWM3及第四控制信号PWM4来控制所述开关管，其中第一控制信号PWM1及第二控制信号PWM2具有占空比D且相互错相180度，第三控制信号PWM3与第一控制信号PWM1互补，第四控制信号PWM4与第二控制信号PWM2互补。第一开关管Q1及第五开关管Q5被第一控制信号PWM1所控制，第二开关管Q2及第四开关管Q4被第二控制信号PWM2所控制，第六开关管Q6被第三控制信号PWM3所控制，第三开关管Q3被第四控制信号PWM4所控制。
请参阅图3及图4A，在时刻t0至t1期间，第一、第三及第五开关管Q1、Q3及Q5处于导通状态，第二、第四及第六开关管Q2、Q4及Q6处于关断状态，对应的工作模态如图4A所示。初级侧绕组T1A及T2A和次级侧绕组T1B及T2B依次串联而形成一串联支路。此时，输入电压Vin直接施加在该串联支路的两端，输入电压Vin通过第一开关管Q1及第五开关管Q5的导通而叠加在输入负端Vin-与第一初级侧节点A1之间。由于第三开关管Q3导通，使得第二变压器T2的次级侧绕组T2B两端的电压被输出电压Vo钳位，又因第二变压器T2的初级侧绕组T2A与次级侧绕组T2B相耦合且匝数比为N：1，故第二变压器T2的初级侧绕组T2A两端的电压被N*Vo钳位。此外，由于第一变压器T1的初级侧绕组T1A与次级侧绕组T1B相耦合且匝数比为N：1，故第一变压器T1的次级侧绕组T1B两端的压降为(Vin-2*N*Vo)/2，流经第一变压器T1的励磁电流正向增加，亦即流经次级侧绕组T1B的电流iT1B正向增加，其中图4A中以箭头线标示电流iT1B的正向方向。据此，第一变压器T1的励磁电感储存能量。在时刻t0至t1期间，第一变压器T1的伏秒为(Vin-2*N*Vo)*D*Ts，其中Ts为一个开关周期(即等于时刻t0至t8的时长)。另外，在时刻t0至t1期间，流经第二变压器T2的励磁电流正向减少，亦即流经次级侧绕组T2B的电流iT2B正向减少，其中图4A中以箭头线标示电流iT2B的正向方向。据此，第二变压器T2的励磁电感向输出端释放能量。总而言之，在时刻t0至t1期间，功率变换装置1自输入端接收功率，且在向输出端输出功率的同时给第一变压器T1储存能量。
请参阅图3及图4B，在时刻t2至t3期间，第三及第六开关管Q3及Q6处于导通状态，第一、第二、第四及第五开关管Q1、Q2、Q4及Q5处于关断状态，对应的工作模态如图4B所示。输入端被断开，流经第一变压器T1以及第二变压器T2的励磁电感同时正向减少。在时刻t2至t3期间，功率变换装置1将变压器中所储存的能量向输出端传输。
请参阅图3及图4C，在时刻t4至t5期间，第二、第四及第六开关管Q2、Q4及Q6处于导通状态，第一、第三及第五开关管Q1、Q3及Q5处于关断状态，对应的工作模态如图4C所示。初级侧绕组T2A及T1A和次级侧绕组T2B及T1B依次串联而形成一串联支路。此时，输入电压Vin直接施加在该串联支路的两端，输入电压Vin通过第四开关管Q4及第六开关管Q6的导通而叠加在输入负端Vin-与第二初级侧节点A2之间。由于第六开关管Q6导通，使得第一变压器T1的次级侧绕组T1B两端的电压被输出电压Vo钳位，又因第一变压器T1的初级侧绕组T1A与次级侧绕组T1B相耦合且匝数比为N：1，故第一变压器T1的初级侧绕组T1A两端的电压被N*Vo钳位。此外，由于第二变压器T2的初级侧绕组T2A与次级侧绕组T2B相耦合且匝数比为N：1，故第二变压器T2的次级侧绕组T2B两端的压降为(Vin-2*N*Vo)/2，流经第二变压器T2的励磁电流正向增加。据此，第二变压器T2的励磁电感储存能量。在时刻t4至t5期间，第二变压器T2的伏秒为(Vin-2*N*Vo)*D*Ts。另外，在时刻t4至t5期间，流经第一变压器T1的励磁电流正向减少。据此，第一变压器T1的励磁电感向输出端释放能量。总而言之，在时刻t4至t5期间，功率变换装置1自输入端接收功率，且在向输出端输出功率的同时给第二变压器T2储存能量。
请参阅图3及图4D，在时刻t6至t7期间，第三及第六开关管Q3及Q6处于导通状态，第一、第二、第四及第五开关管Q1、Q2、Q4及Q5处于关断状态，对应的工作模态如图4D所示。由于图4D所示的工作模态与图4B所示的工作模态相同，故于此不再赘述。
在图3中，时刻t1至t2期间、时刻t3至t4期间、时刻t5至t6期间及时刻t7至t8期间均为死区时间，在死区时间中，仅通过开关管的寄生二极管或寄生电容进行换流。
于占空比D小于等于0.5的情况下，在一个开关周期Ts内，即图3中的时刻t0至t8期间，流经第一变压器T1的励磁电流在正向增加阶段及正向减少阶段时的伏秒分别为(Vin-2*N*Vo)*0.5*D*Ts及Vo*(1-D)*Ts。通过变压器的变比关系及磁性元件的伏秒平衡可得：[Vin-(N+1)*Vo]*D*Ts/(1+N)＝Vo*(1-D)*Ts，经由化简可得到输出电压Vo的表达式：Vo＝Vin*D/(1+N)。
图5为图1的功率变换装置在占空比大于0.5时的主要波形示意图，图6A、图6B、图6C及图6D为图1的功率变换装置在占空比大于0.5时的工作模态示意图。如图5所示，时刻t0至t8为一个工作周期，第一开关管Q1及第四开关管Q4以占空比D运行，第一开关管Q1及第四开关管Q4的开关时序相互错相180度，第三开关管Q3与第四开关管Q4的控制信号互补，第六开关管Q6与第一开关管Q1的控制信号互补。第二开关管Q2与第六开关管Q6同步导通及关断，第五开关管Q5与第三开关管Q3同步导通及关断。为实现前述开关作动，于一些实施例中，可通过控制器所输出的第一控制信号PWM1、第二控制信号PWM2、第三控制信号PWM3及第四控制信号PWM4来控制所述开关管，控制信号间的关系与前述相同，故于此不再赘述。惟在占空比大于0.5的情况下，第一开关管Q1被第一控制信号PWM1所控制，第四开关管Q4被第二控制信号PWM2所控制，第二开关管Q2及第六开关管Q6被第三控制信号PWM3所控制，第三开关管Q3及第五开关管Q5被第四控制信号PWM4所控制。
请参阅图5及图6A，在时刻t0至t1期间，第一及第四开关管Q1及Q4处于导通状态，第二、第三、第五及第六开关管Q2、Q3、Q5及Q6处于关断状态，对应的工作模态如图6A所示。此时，输入端通过初级侧绕组T1A及T2A和第二电容C2向输出端传输功率，流经第一变压器T1和第二变压器T2的励磁电流同时正向增加，该两个变压器储存能量。于此情况下，励磁电感可分别等效为与初级侧绕组T1A及T2A并联。在时刻t0至t1期间，功率变换装置1自输入端接收功率，并在向输出端输出功率。
请参阅图5及图6B，在时刻t2至t3期间，第一、第三及第五开关管Q1、Q3及Q5处于导通状态，第二、第四及第六开关管Q2、Q4及Q6处于关断状态，对应的工作模态如图6B所示。与图4A所示的工作模态相同，在图6B所示的工作模态中，第一变压器T1两端的压降为(Vin-2*N*Vo)/2，流经第一变压器T1的励磁电流正向增加，第一变压器T1储存能量。第一变压器T1的伏秒为(Vin-2*N*Vo)*D*Ts。流经第二变压器T2的励磁电流正向减少，第二变压器T2向输出端释放能量。据此，在时刻t2至t3期间，功率变换装置1自输入端接收功率，且在向输出端输出功率的同时给第一变压器T1储存能量。不同于图4A所示的工作模态，在图6B所示的工作模态中，第一电容C1及第二电容C2用以给该两个变压器的励磁电流提供通路，并吸收一部分能量。
请参阅图5及图6C，在时刻t4至t5期间，第一及第四开关管Q1及Q4处于导通状态，第二、第三、第五及第六开关管Q2、Q3、Q5及Q6处于关断状态，对应的工作模态如图6C所示。由于图6C所示的工作模态与图6A所示的工作模态相同，故于此不再赘述。
请参阅图5及图6D，在时刻t6至t7期间，第一、第三及第五开关管Q1、Q3及Q5处于关断状态，第二、第四及第六开关管Q2、Q4及Q6处于导通状态，对应的工作模态如图6D所示。与图4C所示的工作模态相同，在图6D所示的工作模态中，第二变压器T2两端的压降为(Vin-2*N*Vo)/2，流经第二变压器T2的励磁电流正向增加，第二变压器T2储存能量。第二变压器T2的伏秒为(Vin-2*N*Vo)*D*Ts。流经第一变压器T1的励磁电流正向减少，第一变压器T1的励磁电感向输出端释放能量。据此，在时刻t6至t7期间，功率变换装置1自输入端接收功率，且在向输出端输出功率的同时给第二变压器T2储存能量。不同于图4C所示的工作模态，在图6D所示的工作模态中，第一电容C1及第二电容C2用以给该两个变压器的励磁电流提供通路，并吸收一部分能量。
在图5中，时刻t1至t2期间、时刻t3至t4期间、时刻t5至t6期间及时刻t7至t8期间均为死区时间，在死区时间中，仅通过开关管的寄生二极管或寄生电容进行换流。
于占空比D大于0.5的情况下，在一个开关周期Ts内，即图5中的时刻t0至t8期间，流经第一变压器T1的励磁电流在正向增加阶段及正向减少阶段时的伏秒分别为(Vin-2*N*Vo)*0.5*D*Ts及Vo*(1-D)*Ts。通过变压器的变比关系及磁性元件的伏秒平衡可得：[Vin-(N+1)*Vo]*D*Ts/(1+N)＝Vo*(1-D)*Ts，经由化简可得到输出电压Vo的表达式：Vo＝Vin*D/(1+N)。
由此可知，本公开通过调整初级侧绕组T1A及T2A和次级侧绕组T1B及T2B的匝比与开关管的占空比D来实现输出电压Vo调节。在相同输入输出电压条件下，相较于传统BUCK变换器，本公开的功率变换装置1的变压器T1及T2的电感伏秒低，故开关管电压应力低，且磁性元件体积较小。因此，可对应采用较小体积的磁性元件及低耐压的开关管，从而降低成本及提升功率密度。再者，相较于传统应开关全桥变换器，本公开的功率变换装置1的变压器T1及T2的初级侧绕组T1A及T2A的匝数较少，次级侧绕组T1B及T2B在占空比D小于等于0.5时流过连续电流，电流有效值更小，可减少PCB的层数。更甚者，本公开的开关管的占空比D可大于0.5，可获得更宽的输入输出电压范围。另外，本公开可依据不同的输入输出电压范围，调整变压器匝数比中的N，设计上较为灵活方便。
于一些实施例中，如图7A所示，功率变换装置1还包含钳位电路，钳位电路包含钳位电容、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3及第四二极管D4。钳位电容的一端电连接于固定电位点，钳位电容的另一端电连接于钳位节点P，其中固定电位点可为输入正端Vin+、输入负端Vin-、输出正端Vo+或一外加电压源的正端。第一二极管D1的阳极及阴极分别电连接于钳位节点P及第一初级侧节点A1。第二二极管D2的阳极及阴极分别电连接于钳位节点P及第二初级侧节点A2。第三二极管D3的阳极及阴极分别电连接于第一次级侧节点B1及钳位节点P。第四二极管D4的阳极及阴极分别电连接于第二次级侧节点B2及钳位节点P。
在图7A所示的实施例中，钳位电容包含第三电容C3及第四电容C4，其中第三电容C3的两端分别电连接于输入正端Vin+及钳位节点P，第四电容C4的两端分别电连接于输入负端Vin-及钳位节点P。钳位节点P上的电压等于0.5*Vin，而由前述对于工作模态的描述可知，第一及第二初级侧节点A1及A2上的电压在0.5*Vin与Vin之间跳变，第一及第二次级侧节点B1及B2上的电压在0与0.5*Vin之间跳变，因此，将第一及第二初级侧节点A1及A2和第一及第二次级侧节点B1及B2通过二极管而与钳位节点P电连接，可有效地控制开关管的电压应力，而不会产生额外的损耗。
此外，钳位电容的实际态样并不以图7A所示为限。于另一些实施例中，如图7B所示，钳位电容仅包含第三电容C3，第三电容C3的两端分别电连接于输入正端Vin+及钳位节点P，且第三电容C3所连接的固定电位点亦可视情况而更换为输出正端Vo+或外加电压源的正端。又，于另一些实施例中，如图7C所示，钳位电容仅包含第四电容C4，第四电容C4的两端分别电连接于输入负端Vin-及钳位节点P，且第四电容C4所连接的固定电位点亦可视情况而更换为输出正端Vo+或外加电压源的正端。
于一些实施例中，如图8所示，功率变换装置1还包含第五电容C5、第六电容C6及第七电容C7。第七电容C7作为隔直电容而串接于两个初级侧绕组T1A及T2A之间，以阻隔电流中的直流分量，借此抑制因直流分量所导致的偏磁。第一电容C1及第五电容C5的第一端均电连接于输入正端Vin+，第一电容C1及第五电容C5的第二端分别电连接于第七电容C7的两端(即节点A4及A5)。第二电容C2及第六电容C6的第一端均电连接于输出正端Vo+，第二电容C2及第六电容C6的第二端分别电连接于第七电容C7的两端。
于一些实施例中，可在图8所示电路的基础上，进一步融合前述的钳位电路。以图9为例，其系结合了图7A所示的钳位电路与图8所示电路。于图9中，基于电容的分压原理，可通过设计电容C1-C6的容值而控制第一、第二、第四及第五开关管Q1、Q2、Q4及Q5的电压压力在额定电压范围内。
在前述实施例中，第一变压器T1及第二变压器T2可为两个分立的变压器，初级侧绕组T1A与次级侧绕组T1B耦合，初级侧绕组T2A与次级侧绕组T2B耦合。然，于一些实施例中，如图10A所示，四个绕组(如初级侧绕组T1A及T2A和次级侧绕组T1B及T2B)均相互耦合。为实现图10A的绕组耦合方式，第一变压器T1及第二变压器T2的绕组可采用磁集成技术而绕制于同一磁芯组件上。以下以图10B及图10C分别例示绕组的两种可能的绕制方式和磁芯组件结构，但其实际态样亦不以此为限。
如图10B所示，第一变压器T1及第二变压器T2采用磁集成方案，构成集成磁件。该集成磁件包含磁芯组件2、初级侧绕组T1A和T2A及次级侧绕组T1B和T2B。磁芯组件2包含两个绕线柱21、22及一个中柱23。第一变压器T1的初级侧绕组T1A及次级侧绕组T1B绕制在绕线柱21上，第二变压器T2的初级侧绕组T2A及次级侧绕组T2B绕制在绕线柱22上。中柱23上的气隙d1长度大于绕线柱21及22上的气隙(未图示)长度。所述绕组的绕制方向可使两个绕线柱21及22上的直流磁通在中柱23上叠加，且两个绕线柱21及22上的交流磁通在中柱23上部分或全部抵消，借此，可使流经所述绕组的纹波电流大幅下降。
如图10C所示，第一变压器T1及第二变压器T2采用磁集成方案，构成集成磁件。该集成磁件包含磁芯组件3、初级侧绕组T1A和T2A及次级侧绕组T1B和T2B。磁芯组件3包含两个绕线柱31、32及两个边柱33。第一变压器T1的初级侧绕组T1A及次级侧绕组T1B绕制在绕线柱31上，第二变压器T2的初级侧绕组T2A及次级侧绕组T2B绕制在绕线柱32上。两个边柱33上的气隙d2长度均大于两个绕线柱31及32上的气隙(未图示)长度。所述绕组的绕制方向可使两个绕线柱31及32上的直流磁通在两个边柱33上叠加，且两个绕线柱31及32上的交流磁通在两个边柱33上部分或全部抵消，借此，可使流经所述绕组的纹波电流大幅下降。相较于图10B所示的态样，在图10C所示的态样中，两个绕线柱31及32之间的距离d4相较于图10B所示的绕线柱21和22之间的距离d3较短(此处两个绕线柱之间的距离等同于两个绕线柱的中心位置之间的距离)，次级侧绕组T1B及T2B侧的电路的交流回路(即次级侧绕组T1B及T2B与功率变换装置1的输出端形成的回路)较短，进而可降低变压器T1及T2的漏感并减少绕组损耗(winding loss)。
于一些实施例中，在占空比D小于等于0.5的条件下，图1中的功率变换装置1亦可舍去第一电容C1及第二电容C2，相应的电路结构如图11所示。且图11中的电路结构可通过前述控制方式而实现相同功能，于此不再赘述。
于一些实施例中，可将图1中的初级侧绕组T1A与T2A对调位置。具体地，如图12所示，第一变压器T1的初级侧绕组T1A电连接于第二初级侧节点A2及第三初级侧节点A3之间，第二变压器T2的初级侧绕组T2A电连接于第一初级侧A1及第三初级侧节点A3之间，次级侧绕组T1B及T2B的设置位置与图1中相同。相应的控制方式与工作原理亦与前述相同。惟，于图12所示的功率变换装置1中，在占空比D小于等于0.5时，于第一开关管Q1导通期间及第二开关管Q2导通期间，第三初级侧节点A3的电位变为Vin-N*Vo；而在占空比D大于0.5时，于第二开关管Q2导通期间及第三开关管Q3导通期间，第三初级侧节点A3的电位变为Vin-N*Vo。对应地，图13示出将图11所示的功率变换装置结合前述隔直电容时的电路结构，图14示出将图11所示的功率变换装置结合前述钳位电路时的电路结构，其原理及效果均与前述相同，故于此不再赘述。
图15为本公开优选实施例的功率变换装置的控制方法的流程示意图。本公开的控制方法可适用于控制前述各实施例中的功率变换装置。如图15所示，控制方法包含步骤S1、S2、S3及S4。
于步骤S1中，控制第一开关管Q1及第四开关管Q4以占空比D运行，并控制第一开关管Q1及第四开关管Q4的开关时序相互错相180度。
于步骤S2中，控制第三开关管Q3与第四开关管Q4的控制信号互补，并控制第六开关管Q6与第一开关管Q1的控制信号互补。
于步骤S3中，即在占空比D小于等于0.5时，控制第二开关管Q2与第四开关管Q4同步导通及关断，并控制第五开关管Q5与第一开关管Q1同步导通及关断。
于步骤S4中，即在占空比D大于0.5时，控制第二开关管Q2与第六开关管Q6同步导通及关断，并控制第五开关管Q5与第三开关管Q3同步导通及关断。
于一些实施例中，控制方法还包含子步骤：产生第一控制信号PWM1、第二控制信号PWM2、第三控制信号PWM3及第四控制信号PWM4，以控制第一及第二桥臂12及13中的开关管，其中第一及第二控制信号PWM1及PWM2具有占空比D且相互错相180度，第三控制信号PWM3与第一控制信号PWM1互补，第四控制信号PWM4与第二控制信号PWM2互补。
进一步地，控制方法还包含子步骤：利用第一控制信号PWM1、第二控制信号PWM2、第三控制信号PWM3及第四控制信号PWM4分别控制第一开关管Q1、第四开关管Q4、第六开关管Q6及第三开关管Q3；在占空比D小于等于0.5时，利用第二控制信号PWM2及第一控制信号PWM1分别控制第二开关管Q2及第五开关管Q5；以及在占空比D大于0.5时，利用第三控制信号PWM3及第四控制信号PWM4分别控制第二开关管Q2及第五开关管Q5。
综上所述，本公开提供一种功率变换装置的控制方法，通过调整初级侧绕组及次级侧绕组的匝比及开关管的占空比来实现输出电压调节。在相同输入输出电压条件下，相较于传统BUCK变换器，本公开的功率变换装置的变压器的电感伏秒低，故开关管电压应力低，且磁性元件体积较小。因此，可对应采用较小体积的磁性元件及低耐压的开关管，从而降低成本及提升功率密度。再者，相较于传统应开关全桥变换器，本公开的功率变换装置的变压器的初级侧绕组的匝数较少，次级侧绕组在占空比小于等于0.5时流过连续电流，电流有效值更小，可减少PCB的层数。更甚者，本公开的开关管的占空比可大于0.5，可获得更宽的输入输出电压范围。另外，本公开可依据不同的输入输出电压范围，调整变压器匝数比中的N，设计上较为灵活方便。
须注意，上述仅是为说明本公开而提出的优选实施例，本公开不限于所述的实施例，本公开的范围由如附权利要求决定。且本公开得由熟习此技术的人士任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求所欲保护者。

Claims (12)

1.一种控制方法，架构于控制一功率变换装置，该功率变换装置包含一第一桥臂、一第二桥臂及两个变压器；该第一桥臂与该第二桥臂并联电连接，该第一桥臂包含串联耦接的一第一开关管、一第二开关管及一第三开关管，其中该第一开关管、该第二开关管与该第三开关管之间分别具有一第一初级侧节点和一第一次级侧节点；该第二桥臂包含串联耦接的一第四开关管、一第五开关管及一第六开关管，其中该第四开关管、该第五开关管与该第六开关管之间分别具有一第二初级侧节点和一第二次级侧节点；每一该变压器包含一初级侧绕组及一次级侧绕组，该两个变压器的两个该初级侧绕组串联耦接于该第一初级侧节点与该第二初级侧节点之间，该两个变压器的两个该次级侧绕组串联耦接于该第一次级侧节点与该第二次级侧节点之间，该控制方法包含：
控制该第一及第四开关管以一占空比运行，并控制该第一及第四开关管的开关时序相互错相180度；
控制该第三开关管与该第四开关管的控制信号互补，并控制该第六开关管与该第一开关管的控制信号互补；以及
在该占空比小于等于0.5时，控制该第二开关管与该第四开关管同步导通及关断，并控制该第五开关管与该第一开关管同步导通及关断，而在该占空比大于0.5时，控制该第二开关管与该第六开关管同步导通及关断，并控制该第五开关管与该第三开关管同步导通及关断。
2.如权利要求1所述的控制方法，还包含子步骤：产生一第一控制信号、一第二控制信号、一第三控制信号及一第四控制信号，以控制该第一及第二桥臂中的开关管，其中该第一及第二控制信号具有该占空比且相互错相180度，该第三控制信号与该第一控制信号互补，该第四控制信号与该第二控制信号互补。
3.如权利要求2所述的控制方法，还包含子步骤：利用该第一控制信号、该第二控制信号、该第三控制信号及该第四控制信号分别控制该第一开关管、该第四开关管、该第六开关管及该第三开关管。
4.如权利要求2所述的控制方法，还包含子步骤：在该占空比小于等于0.5时，利用该第二控制信号及该第一控制信号分别控制该第二开关管及该第五开关管。
5.如权利要求2所述的控制方法，还包含子步骤：在该占空比大于0.5时，利用该第三控制信号及该第四控制信号分别控制该第二开关管及该第五开关管。
6.如权利要求1所述的控制方法，其中，该功率变换装置还包含一输入端，其中该输入端具有一输入正端及一输入负端，该第一桥臂和该第二桥臂并联连接于该输入端。
7.如权利要求6所述的控制方法，其中，该功率变换装置还包含一输出电容，其中两个变压器的两个该次级侧绕组之间具有一第三次级侧节点，且两个该初级侧绕组之间具有一第三初级侧节点；该输出电容的两端分别电连接于一输出正端及一输出负端，该输出正端耦接于该第三次级侧节点，该输出负端耦接于该输入负端。
8.如权利要求7所述的控制方法，其中，该两个变压器分别为一第一变压器及一第二变压器，该第一变压器的该初级侧绕组电连接于该第一初级侧节点及该第三初级侧节点之间，该第一变压器的该次级侧绕组电连接于该第二次级侧节点及第三次级侧节点之间，该第二变压器的该初级侧绕组电连接于该第二初级侧节点及该第三初级侧节点之间，该第二变压器的该次级侧绕组电连接于该第一次级侧节点及该第三次级侧节点之间。
9.如权利要求7所述的控制方法，其中，该两个变压器分别为一第一变压器及一第二变压器，该第一变压器的该初级侧绕组电连接于该第二初级侧节点及该第三初级侧节点之间，该第一变压器的该次级侧绕组电连接于该第二次级侧节点及该第三次级侧节点之间，该第二变压器的该初级侧绕组电连接于该第一初级侧节点及该第三初级侧节点之间，该第二变压器的该次级侧绕组电连接于该第一次级侧节点及该第三次级侧节点之间。
10.如权利要求1所述的控制方法，其中，该第三及第六开关管为二极管。
11.如权利要求8或9所述的控制方法，其中，该第一变压器的该初级侧绕组、该第二变压器的该初级侧绕组、该第一变压器的该次级侧绕组和该第二变压器的该次级侧绕组的匝数比为N:N:1:1，其中N为正整数。
12.如权利要求11所述的控制方法，其中，该功率变换装置的一输出电压和一输入电压具有如下关系：
Vo＝Vin·D/(1+N)
其中Vo为该输出电压，Vin为该输入电压，D为该占空比。
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