WO2010082557A1 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ及び複合磁気回路 - Google Patents

Ｄｃ／ｄｃコンバータ及び複合磁気回路 Download PDF

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茂樹 寺谷
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新東ホールディングス株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a step-up DC / DC converter operating in a multiphase mode. Furthermore, the present invention relates to a composite magnetic circuit used in a DC / DC converter.
  • a step-up DC / DC converter which boosts the output voltage of a DC power supply to a predetermined voltage.
  • a step-up DC / DC converter a chopper DC / DC converter is known (see, for example, Patent Document 1).
  • a plurality of booster circuits are connected in parallel to a DC power supply, and each booster circuit is configured of a booster choke, a booster diode, and a switching element.
  • a smoothing capacitor is connected to the output side of the booster circuit, and a load is connected in parallel to the smoothing capacitor.
  • Each switching element constituting the booster circuit is pulse width modulated and controlled by a control signal pulse supplied from the control circuit.
  • each booster circuit is configured of a reactor, a booster diode, and a switching element.
  • two booster circuits are used, and the switching elements are on / off controlled with a phase difference of 180 °.
  • this known DC / DC converter operates in the two-phase mode, when operating in the three-phase mode, three reactors are required, and the reactor requires a large occupied volume, so it operates in the three-phase mode When trying to configure a DC / DC converter, the volume occupied by the DC / DC converter is a drawback.
  • An object of the present invention is to provide a DC / DC converter which can be miniaturized with a small occupied volume. Another object of the present invention is to realize a composite magnetic circuit which is used in a DC / DC converter operating in a three-phase mode and which can reduce the occupied volume.
  • the DC / DC converter according to the present invention is a step-up DC / DC converter which operates in an N-phase mode (N is a natural number of 3 or more) and boosts the output voltage of a DC power supply, N transformers, each primary winding being connected to the positive electrode of the DC power supply; N switching elements respectively connected between the primary winding of each transformer and the negative electrode of the DC power supply, A reactor connected between the secondary winding of the first transformer and the secondary winding of the ith transformer; N series circuits each connected between each primary winding of the N transformers and the negative electrode of the DC power supply and including a diode and a capacitor; A control circuit for sequentially turning on / off the N switching elements with a phase difference of 1 / N period, The secondary windings of the N transformers and the reactor are connected in series with one another to form a closed loop, Each capacitor included in the N series circuits is characterized by sharing a single smoothing capacitor.
  • the DC / DC converter according to the present invention utilizes a transformer link system, it is possible to use a magnetic circuit having a structure in which the secondary winding of each transformer and the windings of the reactor are removed. As a result, the magnetic circuit can be miniaturized, and the volume occupied by the DC / DC converter can be further reduced.
  • the DC / DC converter according to the present invention is a step-up DC / DC converter which operates in a three-phase mode and boosts the output voltage of a DC power supply,
  • a composite magnetic circuit comprising a single core having first to third legs on which respective windings are wound and a fourth leg on which an air gap is formed and forming a closed magnetic circuit;
  • a second winding wound on the second leg of the core one end connected to the positive electrode of the DC power supply, and the other end connected to the negative electrode of the DC power supply via the second switching element
  • a third winding wound on the third leg of the core one end connected to the positive electrode of the DC power supply, and the other end connected to the negative electrode of the DC power supply via the third switching element
  • a first series circuit connected between the other end of the first winding and the negative electrode of the DC
  • the DC / DC converter operating in the three-phase mode uses a magnetic circuit constituted by a single core having four legs instead of three transformers and one reactor.
  • the occupied volume of the DC / DC converter can be considerably reduced.
  • a magnetic circuit according to the present invention is a composite magnetic circuit which is used in an isolated DC / DC converter operating in a three-phase mode and which functions as first to third three transformers and one reactor,
  • the composite magnetic circuit is comprised of a single core forming a closed magnetic circuit,
  • the core includes a first leg on which the first winding is wound, a second leg on which the second winding is wound, and a third on which the third winding is wound. It is characterized by having 3 legs and the 4th leg in which the air gap is formed.
  • the magnetic circuit constituting the DC / DC converter is a single unit having N (N is a natural number of 3 or more) legs and one leg in which an air gap is formed and forming a closed magnetic circuit.
  • N is a natural number of 3 or more
  • FIG. Fig. 2 shows a composite magnetic circuit according to the invention.
  • 1 shows an example of a DC / DC converter according to the present invention. It is a figure which shows the simulation result of the relationship between a duty ratio and core volume.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of a step-up DC / DC converter according to the present invention.
  • a DC / DC converter that performs a boost operation in a three-phase mode will be described.
  • the isolated DC / DC converter of this example has three transformers T1 to T3, and synthesizes converter outputs by each transformer. Then, the frequency is tripled and added to the reactor, thereby downsizing the reactor that functions as an energy storage element.
  • the output voltage of the DC power supply Vdc1 is boosted to a predetermined voltage.
  • One end (winding start end) of the primary winding of each of the three transformers T1 to T3 is connected to the positive electrode of the DC power supply Vdc1.
  • the first to third transformers T1 to T3 have the same configuration.
  • the first transformer T1 has a primary winding 1a and a secondary winding 1b, and the first switching element Q1 is connected between the other end of the primary winding 1a and the negative electrode of the DC power supply Vdc1.
  • various switching elements such as MOSFET can be used.
  • the second transformer T2 has a primary winding 2a and a secondary winding 2b, and the second switching element Q2 is connected between the other end of the primary winding 2a and the negative electrode of the DC power supply Do.
  • the third transformer T3 has a primary winding 3a and a secondary winding 3b, and the third switching element Q3 is disposed between the other end of the primary winding 3a and the negative electrode of the DC power supply 1. Connecting.
  • the switching elements Q1 to Q3 are sequentially on / off controlled by the control circuit 10 with a phase difference of 1 ⁇ 3 cycle.
  • a reactor L is connected between the secondary winding 1b of the first transformer T1 and the secondary winding 3b of the third transformer T3.
  • the secondary windings 1b to 3b of the first to third transformers T1 to T3 and the reactor L are connected in series to form a closed loop.
  • a series circuit of a diode D1 and a smoothing capacitor C is connected between the primary winding 1a of the first transformer T1 and the negative electrode of the DC power supply Vdc1.
  • a series circuit of a diode D2 and a smoothing capacitor C is connected between the primary winding 2a of the second transformer T2 and the negative electrode of the DC power supply.
  • a series circuit of a diode D1 and a smoothing capacitor C is connected between the primary winding 3a of the third transformer T3 and the negative electrode of the DC power supply.
  • the load RL is connected in parallel with the smoothing capacitor C.
  • the first transformer T1, the first diode D1 and the smoothing capacitor C constitute a first converter.
  • the second transformer T2, the second diode D2, and the smoothing capacitor C constitute a second converter.
  • the third transformer T3, the third diode D3 and the smoothing capacitor C constitute a third converter.
  • the control pulse signal Q1g is supplied from the control circuit to the first switching element Q1, and the first switching element Q1 is turned on.
  • a current flows along the path of the positive electrode of the DC power supply Vdc1 ⁇ the primary winding 1a of the first transformer ⁇ Q1 ⁇ Vdc1.
  • the current flowing through the first switching element Q1 linearly increases.
  • a voltage is generated in the secondary winding 1b of the first transformer T1, and a current Li flows along a path of 1b ⁇ L ⁇ 3b ⁇ 2b ⁇ 1b.
  • the current Li flows according to the equal ampere-turn law of the transformer and stores energy in the reactor L. Further, since the same current flows through the secondary windings 2b and 3b of the second and third transformers, voltages corresponding to the number of turns are applied to the primary windings 2a and 3a of the second and third transformers. It is induced.
  • the current of 1 / A2 of the current Q1i flowing through the first switching element is the positive voltage of the DC power supply Vdc1 in the second diode D2. It flows along the path of the negative electrode of electrode ⁇ 2a ⁇ D2 ⁇ C ⁇ Vdc1. The current D2i flowing through the second diode D2 flows until the second switching element Q2 is switched on.
  • the output voltage V0 of the smoothing capacitor C is a voltage obtained by adding the voltages induced in the primary windings 2a and 3a of the second and third transformers to the voltage (input voltage) of the DC power supply Vdc1. Become.
  • the voltage induced in the second transformer T2 is A2 ⁇ Vdc1 ⁇ D, where D is the duty ratio of the switching elements Q1 to Q3.
  • the voltage induced in the third transformer T3 is A3 ⁇ Vdc1 ⁇ D. Therefore, the output voltage of the smoothing capacitor C can be controlled by controlling the duty ratio of the switching element.
  • the first switching element Q1 is turned off by the fall of the control signal Q1g from the control circuit 10.
  • the current D1i flows along the path of the negative electrode of the direct current power source Vdc1 ⁇ 1a ⁇ D1 ⁇ C ⁇ Vdc1.
  • the current D1i flowing through the first diode D1 flows from time t1 to time t6.
  • the second switching element Q2 is turned on by the control signal Q2g supplied from the control circuit 10.
  • the current flows along the path of the positive electrode ⁇ 2a ⁇ Q2 ⁇ Vdc1 of the direct current power supply Vdc1, and the current flowing through the second switching element Q2 linearly increases.
  • a voltage is generated in the secondary winding 2b of the second transformer T2, and the current Li flows along the path of 2b ⁇ 3b ⁇ L ⁇ 1b ⁇ 2b while increasing. Since this current Li flows according to the transformer's equal ampere-turn law, energy is stored in the reactor L, and the same current also flows through the secondary windings 1b and 3b of the first and third transformers.
  • a voltage according to the number of turns is induced in the primary windings 1a and 3a of the third and third transformers.
  • the current of 1 / A1 of the current Q2i flowing through the second switching element is the positive voltage of the DC power supply Vdc1 in the first diode D1. It flows along the path of the negative electrode of electrode ⁇ 1a ⁇ D1 ⁇ C ⁇ Vdc1. The current D1i flowing through the first diode D1 flows until the third switching element Q3 is turned on. In the third diode D3, a current of 1 / A3 of the current Q1i flowing through the first switching element flows along the path of the positive electrode ⁇ 3a ⁇ D3 ⁇ C ⁇ Vdc1 of the DC power supply Vdc1. .
  • the output voltage V0 of the smoothing capacitor C is a voltage obtained by adding the voltages induced in the primary windings 1a and 3a of the first and third transformers to the voltage (input voltage) of the DC power supply Vdc1. Become.
  • the third switching element Q3 is turned on by the control signal Q3g supplied from the control circuit 10.
  • the current flows along the path of the positive electrode ⁇ 3a ⁇ Q3 ⁇ Vdc1 of the DC power supply Vdc1.
  • the current flowing through the third switching element Q3 linearly increases.
  • a voltage is generated in the secondary winding 3b of the third transformer T3, and the current Li flows along the path of 3b ⁇ L ⁇ 1b ⁇ 2b ⁇ 3b while increasing.
  • the current Li stores energy in the reactor L.
  • voltages corresponding to the number of turns are applied to the primary windings 1a and 2a of the first and second transformers. It is induced.
  • the current 1 / A1 of the current Q3i flowing through the third switching element flows through the first diode D1 along the path of the positive electrode ⁇ 1a ⁇ D1 ⁇ C ⁇ Vdc1 of the DC power supply Vdc1.
  • the current D1i flowing through the first diode D1 flows until the first switching element Q1 is turned on.
  • a current of 1 / A2 of the current Q3i flowing through the third switching element flows along a path of the positive electrode ⁇ 2a ⁇ D2 ⁇ C ⁇ Vdc1 of the DC power supply Vdc1.
  • the current D2i flowing through the second diode D2 flows until the second switching element Q2 is turned on.
  • the output voltage V0 of the smoothing capacitor C is a voltage obtained by adding the voltages induced in the primary windings 1a and 2a of the first and second transformers to the voltage (input voltage) of the DC power supply Vdc1.
  • FIG. 3 is a diagram showing the configuration of the composite magnetic circuit of the DC / DC converter according to the present invention.
  • FIG. 3A shows the configuration of the magnetic circuit of the DC / DC converter.
  • the magnetic circuit is composed of three transformers T1 to T3 and one reactor L, as shown in FIG. 3 (b).
  • the first transformer T1 has a core 21 forming a closed magnetic circuit, a primary winding n1 is wound around its primary side leg, and a secondary winding n2 is wound around its secondary side leg Ru.
  • the second transformer T2 also has a core 22 forming a closed magnetic circuit, and a primary winding n3 is wound around the primary side leg, and a secondary winding n4 is wound around the secondary side leg Ru.
  • a primary winding n5 is wound around the primary side leg of the core 23 of the third transformer T3, and a secondary winding n6 is wound around the secondary side leg.
  • the reactor L has a core 24, and the core has a first leg on which the winding n7 is wound, and a second leg in which an air gap 25 is formed.
  • the three transformers and one reactor described above can be configured using a single core 30 having a plurality of legs, as shown in FIG. 3 (c).
  • a first leg 31 of the core 30 is wound with a primary winding n1 of a first transformer
  • a second leg 32 is wound with a secondary winding n2 of the first transformer
  • a third leg 33 First winding n3 of the second transformer, second winding n4 of the second transformer on the fourth leg 34, and third winding of the third leg 35 on the fifth leg 35.
  • Winding the winding n5, winding the second winding n6 of the third transformer on the sixth leg 36, winding the winding n7 of the reactor on the seventh leg, and the eighth leg 38 Form an air cap 39 of the reactor.
  • the magnetic flux passing through the second winding n2 of the first transformer is ⁇ 2
  • the magnetic field passing through the second winding n4 of the second transformer is ⁇ 4
  • the magnetic field passing through the second winding n6 of the third transformer is Assuming that ⁇ 6 is the magnetic field penetrating the winding n7 of the reactor ⁇ 7, the following equation is established because the sum of the magnetic flux changes is zero.
  • n2 (d ⁇ 2 / dt) + n4 (d ⁇ 4 / dt) + n6 (d ⁇ 6 / dt) + n7 (d ⁇ 7 / dt) 0
  • N the number of turns of the secondary winding of each transformer and the number of turns of the reactor
  • the magnetic circuit shown in FIG. 3 (a) can be replaced by a single core shown in FIG. 3 (d). Therefore, instead of a magnetic circuit composed of three transformers and one reactor, a magnetic circuit composed of a single core having four legs can be used.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a DC / DC converter according to the present invention having the magnetic circuit shown in FIG. 3 (d).
  • the same components as the components used in FIG. 1 will be described with the same reference numerals.
  • the DC voltage of the DC power supply Vdc1 is boosted.
  • the magnetic circuit 40 is constituted by a single core 41 forming a closed magnetic circuit.
  • the core 41 has first to fourth legs 42 to 45.
  • the first leg 42 is wound with a first winding n11, and the second leg 43 is wound with a second winding n12.
  • a third winding n13 is wound around the third leg 44 by turning.
  • the fourth leg 45 forms an air gap 46.
  • the arrangement position of the fourth leg in which the air gap is formed may be provided between the first leg and the second leg or between the second leg and the third leg.
  • each of the first to third windings n11 to n13 is connected to the positive electrode of the DC power supply Vdc1, and the other end is connected to the negative electrode of the DC power supply via switching elements Q1 to Q3, respectively.
  • a first series circuit including a diode D1 and a smoothing capacitor C is connected between the other end of the first winding n11 and the negative electrode of the DC power supply.
  • a second series circuit including a second diode D2 and a smoothing capacitor C is connected between the other end of the second winding n12 and the negative electrode of the DC power supply.
  • a third series circuit including a third diode D3 and a smoothing capacitor C is connected between the other end of the third winding n13 and the negative electrode of the DC power supply.
  • the load RL is connected in parallel to the smoothing capacitor C.
  • the first winding n11, the first diode D1, and the smoothing capacitor C constitute a first converter.
  • the second winding n12, the second diode D2 and the smoothing capacitor C constitute a second converter.
  • the third winding n13, the third diode D3 and the smoothing capacitor C constitute a third converter.
  • the first to third switching elements Q1 to Q3 sequentially operate with drive pulses sequentially supplied from the control circuit 10, and sequentially operate with a phase difference of 120 °.
  • the three-phase mode DC / DC converter according to the present invention is more compact because it uses a composite magnetic circuit composed of a single core having four legs instead of three transformers and one reactor. DC / DC converter is realized.
  • FIG. 5 is a graph showing simulation results of the relationship between the duty ratio and the core volume of the magnetic circuit.
  • the horizontal axis represents a duty ratio
  • the vertical axis represents a conventional reactor having three separate reactors for the volume occupied by a reactor of a magnetic circuit (shown in FIG. 3B) having three transformers and one reactor.
  • the ratio of one magnetic circuit to the volume is shown.
  • the duty ratio is 0.5
  • a doubled boosted voltage is obtained.
  • the volume occupied by the core of the reactor portion is 0.36 times
  • the core volume of the reactor portion is It is reduced to 1/9.
  • the core volume of the reactor part used within the practical range is reduced to about half or less of that of one conventional reactor. Be done.
  • the capacity of each coil is reduced to about 1/3 or less because it is 1/2 of the conventional one.
  • the use of the composite magnetic circuit according to the present invention significantly reduces the volume of the magnetic circuit compared to a chopper type DC / DC converter, so that a small and high-power DC can be obtained. / DC converter is realized.
  • the present invention is not limited to the embodiments described above, and various modifications and variations are possible.
  • the isolated DC / DC converter operating in the three-phase mode has been described, but the present invention is also applicable to a DC / DC converter operating in a multi-mode such as four or five phases.
  • the magnetic circuit comprises a single core having N legs and one leg in which an air gap is formed.
  • the arrangement of the four legs can be in various forms, and the four legs can be arranged in parallel along a straight line.
  • the fourth leg in which the air gap is formed at the center and arrange the first to third legs at equal intervals around the fourth leg. .
  • Vdc1 DC power supply 10 control circuit T1 to T3 transformer Q1 to Q3 switching element L reactor C smoothing capacitor RL load 21 to 24 core 25, 39 air gap 31 to 38 leg 40 magnetic circuit 41 core 42 to 45 leg 46 air gap

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Abstract

　占有体積が小さく小型化可能なＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。　本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、Ｎ相モード（Ｎは３以上の自然数）で動作し、巻線がそれぞれ巻回されるＮ個の脚（４２～４４）と、エァギャップが形成されている１つの脚（４５）とを有すると共に閉磁路を形成する単一のコア（４１）により構成される複合磁気回路（４０）と、コアの各脚にそれぞれ巻回され、一端が直流電源の正電極に接続され、他端がそれぞれスイッチング素子を介して直流電源の負電極にそれぞれ接続されているＮ個の巻線（ｎ１１～ｎ１３）と、Ｎ個の巻線の各他端と前記直流電源の負電極の間にそれぞれ接続され、ダイオード（Ｄ１～Ｄ３）と平滑コンデンサ（Ｃ）とを含むＮ個の直列回路と、Ｎ個のスイッチング素子（Ｑ１～Ｑ３）を１／Ｎ周期の位相差で順次オン／オフさせる制御回路（１０）とを有する。

Description

ＤＣ／ＤＣコンバータ及び複合磁気回路
　本発明は、多相モードで動作する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
　さらに、本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに用いられる複合磁気回路に関するものである。
　ハイブリッド車や電気自動車においては、直流電源の出力電圧を所定の電圧に昇圧させる昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータが用いられている。昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして、チョッパ方式のＤＣ／ＤＣコンバータが既知である（例えば、特許文献１参照）。この既知のＤＣ／ＤＣコンバータでは、直流電源に対して複数の昇圧回路が並列に接続され、各昇圧回路は、昇圧チョークと、昇圧ダイオードと、スイッチング素子とで構成されている。そして、昇圧回路の出力側に平滑コンデンサが接続され、平滑コンデンサに並列に負荷が接続されている。昇圧回路を構成する各スイッチング素子は、制御回路から供給される制御信号パルスによりパルス幅変調制御されている。
特開２００２－１０６３２公報
　上述した既知のＤＣ／ＤＣコンバータでは、各昇圧回路は、リアクトルと、昇圧ダイオードとスイッチング素子とで構成されている。また、２個の昇圧回路を用い、スイッチング素子は１８０°の位相差でオン／オフ制御されている。この既知のＤＣ／ＤＣコンバータは、２相モードで動作するが、３相モードで動作する場合、３個のリアクトルが必要であり、リアクトルは大きな占有体積を必要とするため、３相モードで動作するＤＣ／ＤＣコンバータを構成しようとすると、ＤＣ／ＤＣコンバータの占有体積が大型化する欠点である。
　一方、ハイブリッド車においては、車載用の直流電源の直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータについて小型化を図ることが強く要請されており、上述したチョッパ方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、小型化の要請に適応できないものである。さらに、ハイブリッド車においては、３相モードで動作するＤＣ／ＤＣコンバータの開発が急務の課題であり、小型で且つ３相モードで動作するＤＣ／ＤＣコンバータの開発が強く要請されている。
　本発明の目的は、占有体積が小さく小型化可能なＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
　本発明の別の目的は、３相モードで動作するＤＣ／ＤＣコンバータに用いられ、占有体積を小さくすることが可能な複合磁気回路を実現することにある。
　本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、Ｎ相モード（Ｎは３以上の自然数）で動作し、直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
　各１次巻線が前記直流電源の正電極に接続されているＮ個のトランスと、
　各トランスの１次巻線と直流電源の負電極との間にそれぞれ接続したＮ個のスイッチング素子と、
　第１のトランスの２次巻線とｉ番目のトランスの２次巻線との間に接続したリアクトルと、
　前記Ｎ個のトランスの各１次巻線と前記直流電源の負電極との間にそれぞれ接続され、ダイオードとコンデンサとを含むＮ個の直列回路と、
　前記Ｎ個のスイッチング素子を１／Ｎ周期の位相差で順次オン／オフさせる制御回路とを含み、
　前記Ｎ個のトランスの２次巻線とリアクトルは、閉ループを形成するように互いに直列に接続され、
　前記Ｎ個の直列回路に含まれる各コンデンサは、単一の平滑コンデンサを共用することを特徴とする。
　本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスリンク方式を利用しているので、各トランスの２次巻線及びリアクトルの巻線を取り除いた構造の磁気回路を用いることが可能になる。この結果、磁気回路が小型化され、ＤＣ／ＤＣコンバータが占める体積を一層小さくすることが可能である。
　本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、３相モードで動作し、直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
　巻線がそれぞれ巻回される第１～第３の脚と、エアギャップが形成されている第４の脚とを有すると共に閉磁路を形成する単一のコアにより構成される複合磁気回路と、
　前記コアの第１の脚に巻回され、一端が直流電源の正電極に接続され、他端が第１のスイッチング素子を介して直流電源の負電極に接続されている第１の巻線と、
　前記コアの第２の脚に巻回され、一端が前記直流電源の正電極に接続され、他端は第２のスイッチング素子を介して直流電源の負電極に接続されている第２の巻線と、
　前記コアの第３の脚に巻回され、一端が前記直流電源の正電極に接続され、他端は第３のスイッチング素子を介して直流電源の負電極に接続されている第３の巻線と、
　前記第１の巻線の他端と前記直流電源の負電極の間に接続され、ダイオードと平滑コンデンサとを含む第１の直列回路と、
　前記第２の巻線の他端と前記直流電源の負電極との間に接続され、ダイオードと前記平滑コンデンサとを含む第２の直列回路と、
　前記第３の巻線の他端と前記直流電源の負電極との間に接続され、ダイオードと前記平滑コンデンサとを含む第３の直列回路と、
　前記第１～第３のスイッチング素子を１／３周期の位相差で順次オン／オフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
　本発明による３相モードで動作するＤＣ／ＤＣコンバータは、３個のトランスと１個のリアクトルの代りに、４個の脚を有する単一のコアにより構成される磁気回路を用いているので、ＤＣ／ＤＣコンバータの占有体積を相当小さくすることができる。
　本発明による磁気回路は、３相モードで動作する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに用いられ、第１～第３の３個のトランスと１個のリアクトルとして機能する複合磁気回路であって、
　当該複合磁気回路は、閉磁路を形成する単一のコアにより構成され、
　当該コアは、第１の巻線が巻回されている第１の脚と、第２の巻線が巻回されている第２の脚と、第３の巻線が巻回されている第３の脚と、エアギャップが形成されている第４の脚とを有することを特徴とする。
　本発明では、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する磁気回路は、Ｎ個（Ｎは３以上の自然数）の脚とエアギャップが形成されている１個の脚とを有すると共に閉磁路を形成する単一のコアで構成されるため、小型で大容量出力のＤＣ／ＤＣコンバータが実現される。
本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。 図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイミングチャートである。 本発明による複合磁気回路を示す図である。 本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す図である。 デューティ比とコア体積との関係のシミュレーション結果を示す図である。
　図１は本発明による昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。本例では、３相モードで昇圧動作を行うＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。本例の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、３個のトランスＴ１～Ｔ３を有し、各トランスによりコンバータ出力を合成する。そして、周波数を３倍にしてリアクトルに加えることにより、エネルギー蓄積素子として機能するリアクトルの小型化を図る。
　直流電源Ｖdc1の出力電圧を所定の電圧に昇圧する。直流電源Ｖdc1の正電極には、３個のトランスＴ１～Ｔ３の１次巻線の一端（巻き始め端）をそれぞれ接続する。第１～第３のトランスＴ１～Ｔ３は共に同一構成とする。第１のトランスＴ１は、１次巻線１ａと２次巻線１ｂを有し、１次巻線１ａの他端と直流電源Ｖdc1の負電極との間に、第１のスイッチング素子Ｑ１を接続する。スイッチング素子として、MOSFET等の各種スイッチング素子を用いることができる。第２のトランスＴ２は１次巻線２ａと２次巻線２ｂとを有し、１次巻線の２ａの他端と直流電源の負電極との間に、第２のスイッチング素子Ｑ２を接続する。また、第３のトランスＴ３は１次巻線３ａと２次巻線３ｂとを有し、１次巻線３ａの他端と直流電源１の負電極との間に第３のスイッチング素子Ｑ３を接続する。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ３は、制御回路１０により、１／３周期の位相差で順次オン／オフ制御される。
　本例では、第１のトランスＴ１の２次巻線１ｂと第３のトランスＴ３の２次巻線３ｂとの間にリアクトルＬを接続する。第１～第３のトランスＴ１～Ｔ３の２次巻線１ｂ～３ｂ及びリアクトルＬは、閉ループを形成するように直列に接続する。
　第１のトランスＴ１の１次巻線１ａと直流電源Ｖdc1の負電極との間に、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣとの直列回路を接続する。第２のトランスＴ２の１次巻線２ａと直流電源の負電極との間に、ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣとの直列回路を接続する。第３のトランスＴ３の１次巻線３ａと直流電源の負電極との間に、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣとの直列回路を接続する。平滑コンデンサＣと並列に負荷ＲLを接続する。
　第１のトランスＴ１と、第１のダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣとは第１のコンバータを構成する。第２のトランスＴ２と、第２のダイオードＤ２と、平滑コンデンサＣとは、第２のコンバータを構成する。第３のトランスＴ３と、第３のダイオードＤ３と、平滑コンデンサＣとは第３のコンバータを構成する。
　次に、上述したＤＣ／ＤＣコンバータの動作を図２に示すタイミングチャートを参酌しながら説明する。時刻ｔ０で制御回路から第１のスイッチング素子Ｑ１に制御パルス信号Ｑ１ｇが供給され、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンする。第１のスイッチング素子Ｑ１がオンすると、電流は、直流電源Ｖdc1の正電極→第１トランスの１次巻線１ａ→Ｑ１→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。このため、第１のスイッチング素子Ｑ１を流れる電流は直線的に増加する。同時に、第１のトランスＴ１の２次巻線１ｂに電圧が発生し、１ｂ→Ｌ→３ｂ→２ｂ→１ｂの経路に沿って電流Ｌｉが流れる。この電流Ｌｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れ、リアクトルＬにエネルギーを蓄積する。また、第２及び第３のトランスの２次巻線２ｂ及び３ｂにも同一の電流が流れるため、第２及び第３のトランスの１次巻線２ａ及び３ａには、巻数に応じた電圧が誘導される。
　ここで、第２のトランスの巻き上げ比をＡ２＝ｎ３／ｎ４とした場合、第２のダイオードＤ２には、第１のスイッチング素子を流れる電流Ｑ１ｉの１／Ａ２の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→２ａ→Ｄ２→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第２のダイオードＤ２を流れる電流Ｄ２ｉは、第２のスイッチング素子Ｑ２をオンに切り替えるまで流れる。また、第３のトランスの巻き上げ比をＡ３＝ｎ５／ｎ６とした場合、第３のダイオードＤ３には、第１のスイッチング素子を流れる電流Ｑ１ｉの１／Ａ３の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→３ａ→Ｄ３→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第３のダイオードＤ３を流れる電流Ｄ３ｉは、第３のスイッチング素子Ｑ３をオンに切り替えるまで流れる。この結果、平滑コンデンサＣの出力電圧Ｖ０は、直流電源Ｖdc1の電圧（入力電圧）に、第２及び第３のトランスの１次巻線２ａ及び３ａにそれぞれ誘導される電圧が加算された電圧となる。
　第２のトランスＴ２に誘導される電圧は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ３のデューティ比をＤとした場合、Ａ２×Ｖdc1×Ｄとなる。また、第３のトランスＴ３に誘導される電圧は、Ａ３×Ｖdc1×Ｄとなる。従って、スイッチング素子のデューティ比を制御することにより、平滑コンデンサＣの出力電圧を制御することができる。
　時刻ｔ１において、制御回路１０からの制御信号Ｑ１ｇの立下がりにより第１のスイッチング素子Ｑ１がオフに切り替わる。このとき、直流電源Ｖdc1の正電極→１ａ→Ｄ１→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って電流Ｄ１ｉが流れる。この第１のダイオードＤ１を流れる電流Ｄ１ｉは、時刻ｔ１から時刻ｔ６まで流れる。
　次に、時刻ｔ２において、制御回路１０から供給される制御信号Ｑ２ｇにより第２のスイッチング素子Ｑ２がオンする。このとき、電流は、直流電源Ｖdc1の正電極→２ａ→Ｑ２→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れ、第２のスイッチング素子Ｑ２を流れる電流は直線的に増加する。同時に、第２のトランスＴ２の２次巻線２ｂに電圧が発生し、２ｂ→３ｂ→Ｌ→１ｂ→２ｂの経路に沿って電流Ｌｉが増加しながら流れる。この電流Ｌｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れ、リアクトルＬにエネルギーを蓄積すると共に、第１及び第３のトランスの２次巻線１ｂ及び３ｂにも同一の電流が流れるため、第１及び第３のトランスの１次巻線１ａ及び３ａには、巻数に応じた電圧が誘導される。
　ここで、第１のトランスの巻き上げ比をＡ１＝ｎ１／ｎ２とした場合、第１のダイオードＤ１には、第２のスイッチング素子を流れる電流Ｑ２ｉの１／Ａ１の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→１ａ→Ｄ１→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第１のダイオードＤ１を流れる電流Ｄ１ｉは、第３のスイッチング素子Ｑ３がオンに切り替わるまで流れる。また、第３のダイオードＤ３には、第１のスイッチング素子を流れる電流Ｑ１ｉの１／Ａ３の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→３ａ→Ｄ３→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第３のダイオードＤ３を流れる電流Ｄ３ｉは、第３のスイッチング素子Ｑ３をオンに切り替えるまで流れる。この結果、平滑コンデンサＣの出力電圧Ｖ０は、直流電源Ｖdc1の電圧（入力電圧）に、第１及び第３のトランスの１次巻線１ａ及び３ａにそれぞれ誘導される電圧が加算された電圧となる。
　次に、時刻ｔ４において、制御回路１０から供給される制御信号Ｑ３ｇにより第３のスイッチング素子Ｑ３がオンする。このとき、電流は、直流電源Ｖdc1の正電極→３ａ→Ｑ３→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。第３のスイッチング素子Ｑ３を流れる電流は直線的に増加する。同時に、第３のトランスＴ３の２次巻線３ｂに電圧が発生し、３ｂ→Ｌ→１ｂ→２ｂ→３ｂの経路に沿って電流Ｌｉが増加しながら流れる。この電流Ｌｉは、リアクトルＬにエネルギーを蓄積する。また、第１及び第２のトランスの２次巻線１ｂ及び２ｂにも同一の電流が流れるため、第１及び第２のトランスの１次巻線１ａ及び２ａには、巻数に応じた電圧が誘導される。
　第１のダイオードＤ１には、第３のスイッチング素子を流れる電流Ｑ３ｉの１／Ａ１の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→１ａ→Ｄ１→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第１のダイオードＤ１を流れる電流Ｄ１ｉは、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンに切り替わるまで流れる。また、第２のダイオードＤ２には、第３のスイッチング素子を流れる電流Ｑ３ｉの１／Ａ２の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→２ａ→Ｄ２→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第２のダイオードＤ２を流れる電流Ｄ２ｉは、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンに切り替わるまで流れる。この結果、平滑コンデンサＣの出力電圧Ｖ０は、直流電源Ｖdc1の電圧（入力電圧）に、第１及び第２のトランスの１次巻線１ａ及び２ａにそれぞれ誘導される電圧が加算された電圧となる。
　以後、上述した動作を順次繰り返す。
　次に、上述した３相モードで動作する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの磁気回路について説明する。図３は本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの複合磁気回路の構成を示す図である。図３（ａ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータの磁気回路の構成を示す。当該磁気回路は、図３（ｂ）に示すように、３個のトランスＴ１～Ｔ３と１個のリアクトルＬとで構成される。第１のトランスＴ１は、閉磁路を形成するコア２１を有し、その１次側脚には１次巻線ｎ１が巻回され、２次側の脚は２次巻線ｎ２が巻回される。第２のトランスＴ２も閉磁路を形成するコア２２を有し、その１次側の脚には１次巻線ｎ３が巻回され、２次側脚には２次巻線ｎ４が巻回される。第３のトランスＴ３のコア２３の１次側脚には１次巻線ｎ５が巻回され、２次側脚には２次巻線ｎ６が巻回される。また、リアクトルＬはコア２４を有し、当該コアは、巻線ｎ７が巻回された第１の脚と、エアギャップ２５が形成された第２の脚とを有する。
　上述した３個のトランスと１個のリアクトルは、図３（ｃ）に示すように、複数の脚を有する単一のコア３０を用いて構成することが可能である。コア３０の第１の脚３１には第１のトランスの１次巻線ｎ１を巻回し、第２の脚３２には第１のトランスの２次巻線ｎ２を巻回し、第３の脚３３には第２のトランスの１次巻線ｎ３を巻回し、第４の脚３４には第２のトランスの２次巻線ｎ４を巻回し、第５の脚３５には第３のトランスの１次巻線ｎ５を巻回し、第６の脚３６には第３のトランスの２次巻線ｎ６を巻回し、第７の脚にはリアクトルの巻線ｎ７を巻回し、第８の脚３８にはリアクトルのエアキャップ３９を形成する。
　図３（ａ）に示すように、第１～第３のトランスの２次巻線及びリアクトルの巻線は閉ループを形成するように互いに直列に接続されている。従って、第１～第３のトランスの２次巻線の両端間電圧をＶ１～Ｖ３とし、リアクトルの巻線の両端間電圧をＶａとすると、Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＋Ｖａ＝０となる。また、第１のトランスの２次巻線ｎ２を貫く磁束をφ２とし、第２のトランスの２次巻線ｎ４を貫く磁界をφ４とし、第３のトランスの２次巻線ｎ６を貫く磁界をφ６とし、リアクトルの巻線ｎ７を貫く磁界をφ７とすると、磁束変化の総和が零となることより、以下の式が成立する。

ｎ２（ｄφ２／ｄｔ）＋ｎ４（ｄφ４／ｄｔ）＋ｎ６（ｄφ６／ｄｔ）＋ｎ７（ｄφ７／ｄｔ）＝０

ここで、各トランスの２次巻線の巻数及びリアクトルの巻線を同一の巻数Ｎに設定すると、以下の式が成立する。

ｄφ２／ｄｔ＋ｄφ４／ｄｔ＋ｄφ２／ｄｔ＋ｄφ７／ｄｔ＝０

従って、各トランスの２次巻線を貫く磁束は、ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作に影響を与えないことになる。この結果、図３（ｃ）に示すコアから第１～第３のトランスの２次巻線及びリアクトルの巻線を取り除いても、昇圧動作に影響を与えることはない。従って、図３（ａ）に示す磁気回路は、図３（ｄ）に示す単一のコアで置換することが可能となる。従って、３個のトランスと１個のリアクトルで構成される磁気回路の代りに、４個の脚を有する単一のコアで構成される磁気回路を用いることができる。
　図４は、図３（ｄ）に示す磁気回路を有する本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す線図である。尚、図１で用いた構成要素と同一の構成要素には同一符号を付して説明する。直流電源Ｖdc1の直流電圧を昇圧する。磁気回路４０は、閉磁路を形成する単一のコア４１により構成する。コア４１は、第１～第４の脚４２～４５を有し、第１の脚４２には第１の巻線ｎ１１を巻回し、第２の脚４３には第２の巻線ｎ１２を巻回し、第３の脚４４には第３の巻線ｎ１３を巻回する。第４の脚４５にはエアギャップ４６を形成する。尚、エアギャップが形成されている第４の脚の配置位置は、第１の脚と第２の脚の間や第２の脚と第３の脚との間に設けることも可能である。
　第１～第３の巻線ｎ１１～ｎ１３の各一端は直流電源Ｖdc1の正電極にそれぞれ接続し、各他端はそれぞれスイッチング素子Ｑ１～Ｑ３を介して直流電源の負電極にそれぞれ接続する。第１の巻線ｎ１１の他端と直流電源の負電極との間に、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣとを含む第１の直列回路を接続する。第２の巻線ｎ１２の他端と直流電源の負電極との間に、第２のダイオードＤ２と平滑コンデンサＣを含む第２の直列回路を接続する。第３の巻線ｎ１３の他端と直流電源の負電極との間に、第３のダイオードＤ３と平滑コンデンサＣを含む第３の直列回路を接続する。平滑コンデンサＣに並列に負荷ＲLを接続する。
　第１の巻線ｎ１１と、第１のダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣとは第１のコンバータを構成する。第２の巻線ｎ１２と、第２のダイオードＤ２と、平滑コンデンサＣとは第２のコンバータを構成する。また、第３の巻線ｎ１３と、第３のダイオードＤ３と、平滑コンデンサＣとは第３のコンバータを構成する。
　第１～第３のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ３は、制御回路１０から順次供給される駆動パルスで順次動作し、それぞれ１２０°の位相差で順次動作する。尚、当該ＤＣ／ＤＣコンバータは、図２に示すタイミングチャートに基づいて動作するため、その動作説明は省略する。
　本発明による３相モードＤＣ／ＤＣコンバータは、３個のトランスと１個のリアクトルの代わりに、４個の脚を有する単一のコアで構成される複合磁気回路を用いているので、一層小型のＤＣ／ＤＣコンバータが実現される。
　図５は、デューティ比と磁気回路のコア体積との関係について行ったシミュレーション結果を示すグラフである。横軸は、デューティ比を示し、縦軸は、３個のトランスと１個のリアクトルを有する磁気回路（図３（ｂ）に示す）のリアクトルが占める体積に対する３の個別リアクトルを有する従来のリアクトルの１個の磁気回路の体積との比率を示す。例えば、デューティ比が０．５の場合、２倍の昇圧電圧が得られるが、この場合、リアクトル部のコアの占める体積は０．３６倍であり、本発明によればリアクトル部分のコア体積は１／９に低減される。また、実用的なデューティ比の範囲は、０．２～０．８程度であるから、実用的な範囲で使用するリアクトル部のコア体積は従来の１個のリアクトルの１／２程度以下に低減される。コアを簡素化した磁気回路（図３（ｄ））の場合には、各コイルの容量は、従来の１／２であるから、１／３程度以下に低減される。このシミュレーション結果から明らかなように、本発明による複合磁気回路を用いることにより、チョッパ方式のＤＣ／ＤＣコンバータと比較して、磁気回路の容積が大幅に低減されるので、小型で大出力のＤＣ／ＤＣコンバータが実現される。
　本発明は上述した実施例だけに限定されず、種々の変更や変形が可能である。例えば、上述した実施例では、３相モードで動作する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータについて記述したが、４相、５相等のマルチモードで動作するＤＣ／ＤＣコンバータについても適用される。この場合、磁気回路として、Ｎ個の脚と、エアギャップが形成されている１個の脚とを有する単一のコアで構成する。
　図４に示す磁気回路を構成するコアに関して、４個の脚の配置構成は種々の形態とすることができ、４個の脚を直線上に沿って並列に配置することができる。或いは、別の配置形態として、中心にエアギャップが形成されている第４の脚を配置し、第４の脚の周りに第１～第３の脚を等間隔で配置することも可能である。
Ｖdc1　直流電源
１０　制御回路
Ｔ１～Ｔ３　トランス
Ｑ１～Ｑ３　スイッチング素子
Ｌ　リアクトル
Ｃ　平滑コンデンサ
ＲL　負荷
２１～２４　コア
２５，３９　エアギャップ
３１～３８　脚
４０　磁気回路
４１　コア
４２～４５　脚
４６　エアギャップ

Claims (9)

  1. 　Ｎ相モード（Ｎは３以上の自然数）で動作し、直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    　各１次巻線が前記直流電源の正電極に接続されているＮ個のトランスと、
    　各トランスの１次巻線と直流電源の負電極との間にそれぞれ接続したＮ個のスイッチング素子と、
    　第１のトランスの２次巻線とｉ番目のトランスの２次巻線との間に接続したリアクトルと、
    　前記Ｎ個のトランスの各１次巻線と前記直流電源の負電極との間にそれぞれ接続され、ダイオードとコンデンサとを含むＮ個の直列回路と、
    　前記Ｎ個のスイッチング素子を１／Ｎ周期の位相差で順次オン／オフさせる制御回路とを含み、
    　前記Ｎ個のトランスの２次巻線とリアクトルは、閉ループを形成するように互いに直列に接続され、
    　前記Ｎ個の直列回路に含まれる各コンデンサは、単一の平滑コンデンサを共用することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  2. 　請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記Ｎ個のトランス及びリアクトルは、閉磁路を形成する単一のコアにより構成され、当該コアは、前記Ｎ個のトランスの１次巻線がそれぞれ巻回されているＮ個の脚と、エアギャップが形成された単一の脚とにより構成されることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  3. 　Ｎ相モード（Ｎは３以上の自然数）で動作し、直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    　巻線がそれぞれ巻回されるＮ個の脚と、エアギャップが形成されている１つの脚とを有すると共に閉磁路を形成する単一のコアにより構成される複合磁気回路と、
    　前記コアの各脚にそれぞれ巻回され、一端が直流電源の正電極に接続され、他端がそれぞれスイッチング素子を介して直流電源の負電極にそれぞれ接続されているＮ個の巻線と、
    　前記Ｎ個の巻線の各他端と前記直流電源の負電極の間にそれぞれ接続され、ダイオードと平滑コンデンサとを含むＮ個の直列回路と、
    　前記Ｎ個のスイッチング素子を１／Ｎ周期の位相差で順次オン／オフさせる制御回路とを有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  4. 　３相モードで動作し、直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    　各１次巻線が直流電源の正電極にそれぞれ接続されている第１、第２及び第３のトランスと、
    　第１のトランスの１次巻線と前記直流電源の負電極との間に接続した第１のスイッチング素子と、
    　第２のトランスの１次巻線と前記直流電源の負電極との間に接続した第２のスイッチング素子と、
    　第３のトランスの１次巻線と前記直流電源の負電極との間に接続した第３のスイッチング素子と、
    　前記第１のトランスの２次巻線と第２又は第３のトランスの２次巻線との間に接続したリアクトルと、
    　前記第１のトランスの１次巻線と前記直流電源の負電極の間に接続され、ダイオードと平滑コンデンサとを含む第１の直列回路と、
    　前記第２のトランスの１次巻線と前記直流電源の負電極との間に接続され、ダイオードと前記平滑コンデンサとを含む第２の直列回路と、
    　前記第３のトランスの１次巻線と前記直流電源の負電極との間に接続され、ダイオードと前記平滑コンデンサとを含む第３の直列回路と、
    　前記第１～第３のスイッチング素子を１／３周期の位相差で順次オン／オフさせる制御回路とを有し、
    　前記第１～第３のトランスの各２次巻線とリアクトルは、閉ループを形成するように互いに直列に接続され、
    　前記第１～第３のトランス及びリアクトルは、閉磁路を形成する単一のコアにより構成され、当該コアは、第１のトランスの１次巻線が巻回された第１の脚と、第２のトランスの１次巻線が巻回された第２の脚と、第３のトランスの１次巻線が巻回された第３の脚と、エアギャップが形成された第４の脚とを有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  5. 　３相モードで動作し、直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    　巻線がそれぞれ巻回される第１～第３の脚と、エアギャップが形成されている第４の脚とを有すると共に閉磁路を形成する単一のコアにより構成される複合磁気回路と、
    　前記コアの第１の脚に巻回され、一端が直流電源の正電極に接続され、他端が第１のスイッチング素子を介して直流電源の負電極に接続されている第１の巻線と、
    　前記コアの第２の脚に巻回され、一端が前記直流電源の正電極に接続され、他端は第２のスイッチング素子を介して直流電源の負電極に接続されている第２の巻線と、
    　前記コアの第３の脚に巻回され、一端が前記直流電源の正電極に接続され、他端は第３のスイッチング素子を介して直流電源の負電極に接続されている第３の巻線と、
    　前記第１の巻線の他端と前記直流電源の負電極の間に接続され、ダイオードと平滑コンデンサとを含む第１の直列回路と、
    　前記第２の巻線の他端と前記直流電源の負電極との間に接続され、ダイオードと前記平滑コンデンサとを含む第２の直列回路と、
    　前記第３の巻線の他端と前記直流電源の負電極との間に接続され、ダイオードと前記平滑コンデンサとを含む第３の直列回路と、
    　前記第１～第３のスイッチング素子を１／３周期の位相差で順次オン／オフさせる制御回路とを有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  6. 　３相モードで動作する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに用いられ、第１～第３の３個のトランスと１個のリアクトルとして機能する複合磁気回路であって、
    　当該複合磁気回路は、閉磁路を形成する単一のコアにより構成され、
    　当該コアは、第１の巻線が巻回されている第１の脚と、第２の巻線が巻回されている第２の脚と、第３の巻線が巻回されている第３の脚と、エアギャップが形成されている第４の脚とを有することを特徴とする複合磁気回路。
  7. 　請求項６に記載の複合磁気回路において、前記第１の巻線は第１のトランスの１次巻線に相当し、前記第２の巻線は第２のトランスの１次巻線に相当し、前記第３の巻線は第３のトランスの１次巻線に相当することを特徴とする複合磁気回路。
  8. 　請求項６又は７に記載の複合磁気回路において、前記第１～第３の巻線は、互いに同一の巻数を有することを特徴とする複合磁気回路。
  9. 　請求項６から８までのいずれか１項に記載の複合磁気回路において、前記第１～第４の脚は互いに平行に延在し、脚の延在方向から見た場合、中心に第４の脚が位置し、第４の脚の周りにほぼ等間隔で第１～第３の脚が配置されていることを特徴とする複合磁気回路。
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