JPWO2008105322A1 - 光リフレクトメトリ測定方法および装置 - Google Patents

Abstract

本発明は、測定距離によらず高い精度を得ることの可能な光リフレクトメトリ測定方法および光リフレクトメトリ測定装置を提供することを目的とする。本発明は、光周波数領域リフレクトメトリ測定方法（ＯＦＤＲ）を用いて測定対象における後方散乱光強度の光伝搬方向に対する分布を測定する光リフレクトメトリ測定方法および光リフレクトメトリ測定装置において、周波数掃引光源１のコヒーレンス特性をモニタするコヒーレンスモニタ部１２を設け、そのモニタの結果に基づいて測定部１１における測定結果を補正することを特徴とする。

Description

この発明は、光回路などの被測定回路における、反射率の伝播方向に対する分布を測定するリフレクトメトリ測定方法と、この方法を実施する装置に関する。

光回路などの伝送損失の測定や故障箇所の診断に用いられる光反射測定方法の一つとして、光周波数領域リフレクトメトリ測定方法（ＯＦＤＲ）が知られている（例えば、非特許文献１を参照）。この方法は、周波数掃引光源からの出力光を２分岐し、測定対象からの反射光と一方の分岐光との干渉により生じる干渉ビート信号を解析することにより、測定対象における後方散乱光強度の光伝播方向に対する分布を測定するものである。

すなわちＯＦＤＲは、光周波数を掃引されたコヒーレント光源からの出力光を２分岐し、そのうちの一方を測定光として被測定光回路に入射し、他方を局発光として後方散乱光（測定光が被測定光回路の伝搬距離に応じた各位置で反射されて発生する反射光）と合波させる。これにより生じる干渉ビート信号を検出し、そのスペクトラムを分析して、被測定光回路の伝搬距離に応じた各位置の反射率をスペクトラムの周波数成分の強度として測定するものである。

‘‘Ｏｐｔｉｃａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ ｒｅｆｌｅｃｔｏｍｅｔｒｙ ｉｎ ｓｉｎｇｌｅ−ｍｏｄｅ ｆｉｂｅｒ，’’ Ｗ．Ｅｉｃｋｈｏｆｆ ａｎｄ Ｒ．Ｕｌｒｉｃｈ， Ａｐｐｌｉｅｄ Ｐｈｙｓｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ ３９（９）， ｐｐ．６９３−６９５．

しかしながら既存の技術においては、周波数掃引光源のコヒーレンス長の１／２を超える測定距離においては分解能が悪くなり、最悪の場合には測定不能となることが知られている。これは、周波数掃引光源のコヒーレンス長の１／２を超える測定距離においては被測定回路からの後方散乱光と局発光との干渉性がなくなり、その結果ビート信号のスペクトル幅が広がるからである。ここで、測定距離の限界がコヒーレンス長の「１／２」であるのは、後方散乱光は被測定回路を往復するので光路差は測定距離の２倍になるからである。

この発明は上記事情によりなされたもので、その目的は、測定距離によらず高い精度を得ることの可能な光リフレクトメトリ測定方法および光リフレクトメトリ測定装置を提供することにある。

上記目的を達成するためにこの発明の一形態によれば、光周波数を掃引される周波数掃引光源からの出力光を測定対象に入射してこの測定対象における反射率の伝播方向に対する分布を測定する光周波数領域リフレクトメトリ測定方法（ＯＦＤＲ）である光リフレクトメトリ測定方法において、前記出力光のコヒーレンス特性をモニタし、前記出力光と前記測定対象からの後方散乱光との干渉ビート信号を検出し、前記干渉ビート信号に基づく測定結果を前記出力光のコヒーレンス特性に基づき補正することを特徴とする光リフレクトメトリ測定方法が提供される。

このような手段を講じることにより、光源コヒーレンス長を超える領域での広がったスペクトルを補正した測定結果が得られる。従ってＯＦＤＲによる測定を光源コヒーレンス長を超える測定距離で実施することが可能になる。

上記目的を達成するためにこの発明の一態様によれば、光周波数を掃引される周波数掃引光源からの出力光を測定対象に入射してこの測定対象における反射率の伝播方向に対する分布を測定する光周波数領域リフレクトメトリ測定方法（ＯＦＤＲ）である光リフレクトメトリ測定方法において、前記出力光を分岐して得たモニタリング光から前記掃引の非直線性を反映する参照信号を生成するモニタステップと、前記出力光と前記測定対象からの後方散乱光との干渉ビート信号を一定周期でサンプリングしてサンプリングデータを得る検出ステップと、前記干渉ビート信号に基づき測定される前記反射率の分布を前記参照信号に基づき補正する補正ステップとを具備し、前記モニタステップは、前記モニタリング光を２分岐した一方の分岐光を遅延部で遅延したのち双方の分岐光を光９０度ハイブリッドに入射して自己遅延ホモダイン検波して、互いに直交する第１および第２のモニタリングビート信号を生成し、前記第１および第２のモニタリングビート信号を前記一定周期でサンプリングして得たデータのそれぞれの分散をもとに前記光９０度ハイブリッドにおける分岐部の分岐比の誤差を算出し、前記分散を用いた統計計算処理により前記光９０度ハイブリッドにおける９０度直交性の誤差を算出し、前記算出した分岐比の誤差と、９０度直交性の誤差と、前記第１および第２のモニタリングビートとを用いて前記参照信号を生成し、前記参照信号が規定値をとる時刻の数列を算出し、前記補正ステップは、前記サンプリングデータから標本化定理を用いて連続関数を生成し、前記連続関数に前記時刻の数列を代入して得た値をフーリエ変換して前記反射率の分布を補正した値を得ることを特徴とする光リフレクトメトリ測定方法が提供される。

すなわち光周波数領域リフレクトメトリ測定方法において周波数掃引光源の出力光の掃引の非直線性がモニタされ、それを反映する参照信号が生成される。この参照信号が一定値を取る時刻を数列化した時刻数列を用いることにより、出力光と測定対象からの後方散乱光との干渉ビート信号から得た測定値を補正することができる。その際、出力光のコヒーレンス特性を光９０度ハイブリッドによりモニタし、かつ光９０度ハイブリッドの分岐比と位相差の誤差の影響が補正される。従って周波数掃引光源の掃引非直線性を補正した測定結果を得られるようになり、ＯＦＤＲによる測定を高い距離分解能で実施することが可能になる。

具体的には、本発明に係る光リフレクトメトリ測定方法は、光周波数を掃引される周波数掃引光源からの出力光を測定対象に入射し、当該測定対象における位置に対する反射率の分布を測定する光リフレクトメトリ測定方法であって、前記出力光を分岐したモニタリング光からモニタリングビート信号を取得するモニタステップと、前記測定対象から後方散乱された信号光と前記出力光を分岐した参照光との干渉ビート信号を取得する測定ステップと、前記モニタステップで取得したモニタリングビート信号から前記掃引の非直線性及び前記周波数掃引光源の位相ノイズを反映する参照信号を生成し、前記測定ステップで取得した干渉ビート信号から算出した前記反射率の分布を、当該参照信号に基づき補正する補正ステップを具備し、前記モニタステップにおいて、前記モニタリング光を２分岐して第１コヒーレンスモニタ部及び第２コヒーレンスモニタ部に入射し、前記入射した光をそれぞれ２分岐し、前記２分岐した分岐光の一方を、前記第１コヒーレンスモニタ部と前記第２コヒーレンスモニタ部で互いに異なる遅延量で遅延し、前記分岐光の他方と前記遅延した前記分岐光の一方を合波したモニタリングビート信号を取得することを特徴とする。

第１コヒーレンスモニタ部と第２コヒーレンスモニタ部が互いに異なる遅延量で遅延するので、コヒーレンス長の整数倍のときの出力光のコヒーレンス特性を取得することができる。当該コヒーレンス特性を取得することで、コヒーレンス長の整数倍の伝搬距離であっても、周波数掃引光源の掃引非直線性及び光源コヒーレンス長を超える領域での広がったスペクトルを小さな誤差で補正することができる。そのため、ＯＦＤＲによる測定を高い距離分解能で実施することが可能となる。

本発明に係る光リフレクトメトリ測定方法では、前記第１コヒーレンスモニタ部の前記遅延量をτ_{Ｓｈｏｒｔ}とし、前記第１コヒーレンスモニタ部の取得する前記モニタリングビート信号の位相をＸ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）とし、前記第２コヒーレンスモニタ部の前記遅延量をτ_Ｌｏｎｇとし、前記第２コヒーレンスモニタ部の取得する前記モニタリングビート信号の位相をＸ_Ｌｏｎｇ（ｔ）とすると、前記遅延量τ_Ｌｏｎｇは前記遅延量τ_{Ｓｈｏｒｔ}のＫ倍（Ｋは整数）であり、ＮをＫで除算した商の整数部をＩｎｔ（Ｎ／Ｋ）、ＮをＫで除算した商の余りをＭｏｄ（Ｎ，Ｋ）として、前記参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）が、次の数式で表されることが好ましい。

第２コヒーレンスモニタ部における遅延量が第１コヒーレンスモニタ部におけるＫ倍なので、Ｋ回にわたり積み重ねられる誤差を１回の誤差に低減することができる。

具体的には、本発明に係る光リフレクトメトリ測定装置は、光周波数を掃引された出力光を測定対象に入射し、当該測定対象における位置に対する反射率の分布を測定する光リフレクトメトリ測定装置であって、前記出力光を出力する周波数掃引光源と、前記周波数掃引光源からの出力光を分岐したモニタリング光からモニタリングビート信号を取得する第１コヒーレンスモニタ部及び第２コヒーレンスモニタ部と、前記測定対象から後方散乱された信号光と前記周波数掃引光源からの出力光を分岐した参照光との干渉ビート信号を取得する測定部と、前記第１コヒーレンスモニタ部及び前記第２コヒーレンスモニタ部の取得するモニタリングビート信号から前記掃引の非直線性及び前記周波数掃引光源の位相ノイズを反映する参照信号を生成し、前記測定部の取得する干渉ビート信号から算出した前記反射率の分布を当該参照信号に基づき補正する解析部と、を具備し、前記第１コヒーレンスモニタ部及び前記第２コヒーレンスモニタ部は、前記モニタリング光を２分岐する分配部と、前記分配部の分岐する分岐光の一方を、前記第１コヒーレンスモニタ部と前記第２コヒーレンスモニタ部で互いに異なる遅延量で遅延する遅延部と、前記分配部の分岐する分岐光の他方と前記遅延部の遅延する分岐光の一方とを合波したモニタリングビート信号を取得する受信器と、を備える。

第１コヒーレンスモニタ部と第２コヒーレンスモニタ部が互いに異なる遅延量で遅延するので、コヒーレンス長の整数倍のときの出力光のコヒーレンス特性を取得することができる。当該コヒーレンス特性を取得することで、コヒーレンス長の整数倍の伝搬距離であっても、周波数掃引光源の掃引非直線性及び光源コヒーレンス長を超える領域での広がったスペクトルを小さな誤差で補正することができる。そのため、ＯＦＤＲによる測定を高い距離分解能で実施することが可能となる。

本発明に係る光リフレクトメトリ測定装置では、前記第１コヒーレンスモニタ部における前記遅延部の生じさせる遅延量をτ_{Ｓｈｏｒｔ}とし、前記第１コヒーレンスモニタ部における前記受信器の取得するモニタリングビート信号の位相をＸ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）とし、前記第２コヒーレンスモニタ部における前記遅延部の生じさせる遅延量をτ_Ｌｏｎｇとし、前記第２コヒーレンスモニタ部における前記受信器の取得するモニタリングビート信号の位相をＸ_Ｌｏｎｇ（ｔ）とすると、前記遅延量τ_Ｌｏｎｇは前記遅延量τ_{Ｓｈｏｒｔ}のＫ倍（Ｋは整数）であり、ＮをＫで除算した商の整数部をＩｎｔ（Ｎ／Ｋ）、ＮをＫで除算した商の余りをＭｏｄ（Ｎ，Ｋ）として、前記参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）が、次の数式で表されることが好ましい。

第２コヒーレンスモニタ部の遅延量が第１コヒーレンスモニタ部のＫ倍なので、Ｋ回にわたり積み重ねられる誤差を１回の誤差に低減することができる。

この発明によれば、ＯＦＤＲによる測定を光源コヒーレンス長の１／２を超える測定距離でも実施することが可能になるので、測定距離によらず高い精度を得ることの可能な光リフレクトメトリ測定方法および光リフレクトメトリ測定装置を提供することができる。

この発明によれば、距離分解能を高めた光リフレクトメトリ測定方法および光リフレクトメトリ測定装置を提供することができる。

ＯＦＤＲによる光リフレクトメトリ測定装置の基本構成の一例を示す図である。 周波数掃引光源の位相雑音による測定への影響を説明するための図であり、（ａ）はパワースペクトラムの測定系を示し、（ｂ）は遅延距離が光源コヒーレンス長よりも十分短い場合のパワースペクトラムを示し、（ｃ）は遅延距離が光源コヒーレンス長よりも十分長い場合のパワースペクトラムを示す。 第１実施形態に係る光リフレクトメトリ測定装置の実施の形態を示す機能ブロック図である。 第１実施形態に係る光リフレクトメトリ測定装置をより詳細に示す機能ブロック図である。 数式（８）のグラフを示す図であり、（ａ）はモニタリングビート信号の位相が−πから＋πまでの場合、（ｂ）はモニタリングビート信号の位相に２πの整数倍を加算した場合を示す。 数式（１１）を利用して新しい位相情報を作り出すことが可能であることを示す図。 ビート信号をＬ_ｃ／２距離の倍数毎にサンプリングする処理を説明するためのイメージを示す図である。 図４の光リフレクトメトリ測定装置における処理手順を示すフローチャートである。 図４の光リフレクトメトリ測定装置の、第１の実施形態における処理手順を詳しく示すフローチャートである。 第２の実施形態における処理を説明するために用いた図であり、（ａ）は測定点ＮＬ_ｃ／２−ΔＬがＮＬ_ｃ／２よりも手前にある場合のフィルタリング周波数、（ｂ）は（ａ）の周波数でフィルタリングされた信号の合波処理後の周波数、（ｃ）は測定点ＮＬ_ｃ／２＋ΔＬがＮＬ_ｃ／２よりも遠方にある場合のフィルタリング周波数、（ｄ）は（ｃ）の周波数でフィルタリングされた信号の合波処理後の周波数を示す。 第２の実施形態において得られる結果をグラフ化して示す図であり、（ａ）は信号Ｄ_ＮＬｏｗ（ｔ）を数式（２１）に示すサンプリング間隔Ｓでサンプリングした場合、（ｂ）は号Ｄ_ＮＵｐ（ｔ）を数式（２１）に示すサンプリング間隔Ｓでサンプリングした場合、（ｃ）はＤ_ＮＬｏｗ（ｔ）のＦＦＴ処理結果の横軸を逆にして距離の範囲（２Ｎ−１）Ｌ_ｃ／４からＮＬ_ｃ／２までに対応させ、Ｄ_ＮＵｐ（ｔ）に対するＦＦＴ処理結果の横軸と合わせた場合を示す。 図４の光リフレクトメトリ測定装置の、第２の実施形態における処理手順を詳しく示すフローチャートである。 ＯＦＤＲによる光リフレクトメトリ測定装置の基本構成の一例を示す図である。 周波数掃引光源１の光周波数の非直線性を示す図である。 周波数掃引光源の位相雑音による測定への影響を説明するための図であり、（ａ）はパワースペクトラムの測定系を示し、（ｂ）は遅延距離が光源コヒーレンス長よりも十分短い場合のパワースペクトラムを示し、（ｃ）は遅延距離が光源コヒーレンス長よりも十分長い場合のパワースペクトラムを示す。 この発明に係わる光リフレクトメトリ測定装置の実施の形態を示す機能ブロック図である。 図１６の光リフレクトメトリ測定装置をより詳細に示す機能ブロック図である。 数式（３６）をグラフ化して示す図であり、（ａ）はモニタリングビート信号の位相が−πから＋πまでの場合、（ｂ）はモニタリングビート信号の位相に２πの整数倍を加算した場合を示す。 図１７の光リフレクトメトリ測定装置における処理手順を示すフローチャートである。 図１９のステップＳ４２６における手順を詳しく示すフローチャートである。 数式（４１）を利用して位相情報を新しく作り出すことが可能であることを示す図である。 この発明の第５の実施形態における処理手順を示すフローチャートである。 リフレクトメトリ測定装置の一例を示す基本構成図である。 周波数掃引光源１の位相雑音による測定結果への影響を示すための説明図であり、（ａ）はパワースペクトラムの測定系を示し、（ｂ）は遅延距離が光源コヒーレンス長よりも十分短い場合のパワースペクトラムを示し、（ｃ）は遅延距離が光源コヒーレンス長よりも十分長い場合のパワースペクトラムを示す。 第６実施形態に係る光リフレクトメトリ測定装置の一例を示す機能ブロック図である。 第６実施形態に係る光リフレクトメトリ測定装置をより詳細に示す機能ブロック図である。 第１モニタリングビート信号の位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）の一例を示す時系列グラフであり、（ａ）は第１モニタリングビート信号の位相が−πから＋πまでの場合、（ｂ）は第１モニタリングビート信号の位相に２πの整数倍を加算した場合を示す。 参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）の一例を示す時系列グラフである。 サンプリングした測定信号ごとの補正例を示す説明図である。 第６実施形態に係る光リフレクトメトリ測定方法の一例を示すフローチャートである。 補正ステップの一例を示すフローチャートである。

符号の説明

１ 周波数掃引光源

２ 測定光

３ 参照光

４ 被測定光回路

５ 信号光

６ 受信器

７ サンプリング装置

８ 周波数解析装置

９ 出力光

１０ モニタリング光

１０ａ 第１モニタリング光

１０ｂ 第２モニタリング光

１１ 測定部

１２ コヒーレンスモニタ部

１２ａ 第１コヒーレンスモニタ部

１２ｂ 第２コヒーレンスモニタ部

１２ｃ モニタリング部

１３ 解析部

１４、１４ａ、１４ｂ 遅延部

１５、１５ａ、１５ｂ 受信器

１６、１６ａ、１６ｂ、１６ｃ サンプリング装置

１７ クロック

１８ａ、１８ｂ、１８ｃ データ処理装置

１９ 光９０度ハイブリッド

２０ 周波数掃引光源

２１ 光周波数シフタ

２２ 遅延ファイバ

２３ 受信器

９６ 光リフレクトメトリ測定装置

Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ 光方向性結合器

添付の図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。以下に説明する実施の形態は本発明の構成の例であり、本発明は、以下の実施の形態に制限されるものではない。

図１は、ＯＦＤＲによる光リフレクトメトリ測定装置の基本構成の一例を示す図である。図１において、周波数掃引光源１からの出力光は光方向性結合器Ａにより分岐され、一方は参照光３として用いられ、他方は被測定光回路４に入射される。被測定光回路４の内部で後方散乱された信号光５は光方向性結合器Ａにより取り出され、光方向性結合器Ｂにより参照光３と合波されたのち受信器６により検波される。このとき、２光波の干渉により生じる干渉ビート信号をサンプリング装置７によりサンプリングし、測定したデータを周波数解析装置８にて解析することにより、被測定光回路４内の各位置からの後方散乱光強度分布が測定される。

ここで、周波数掃引光源１からの測定光２の周波数を時間Ｔ、最大光周波数掃引幅ΔＦで時間に対して直線的に掃引するとき、被測定光回路４内のある点Ｘで後方散乱された信号光５により生じるビート信号の周波数Ｆｂは、参照光３と点Ｘで後方散乱された信号光５との光路長差ΔＬ、光周波数掃引速度γ、光の屈折率ｎ、および光速ｃを用いて次の数式（３）により与えられる。

ただし、γ＝ΔＦ／Ｔである。また、距離分解能Δｚは受信ビート信号のスペクトル幅ΔＦｂを用いて数式（４）により与えられる。

ただし以上は、測定距離が光源コヒーレンス長の１／２を超えない場合に成立する。光源コヒーレンス長の１／２を超える測定距離において、数式（３）のビート信号の周波数Ｆｂは周波数掃引光源の位相雑音による影響を受ける。よってスペクトル幅ΔＦｂは周波数掃引光源自身の持つ線幅にまで広がり、測定は不可能になる。次にそのことを説明する。

図２は、周波数掃引光源の位相雑音による測定への影響を示す図である。図２（ａ）に示すように周波数掃引光源２０からの光路を２分岐し、一方の光路に光周波数シフタ２１を挿入するとともに他方の光路に遅延ファイバ２２を設けてマッハツェンダ光干渉計を形成する。周波数掃引光源２０の出力光が理想的な単色光であれば、干渉計の光路差に依存せずに、光周波数シフタ２１のシフト周波数にデルタ関数状のピークを持つようなパワースペクトラムが受信器２３において得られる（図２（ｂ））。しかしながら実際には、周波数掃引光源２０のパワースペクトラムは有限の幅を持つ。仮に周波数掃引光源２０が半導体レーザであれば位相雑音はＦＭ雑音が支配的になり、ローレンツ形状の幅を持つパワースペクトラムになる（図２（ｃ））。

このように、光路差が光源コヒーレンス長以内であれば（遅延距離＜＜光源コヒーレンス長）出力電流のパワースペクトラムは光周波数シフタ２１のシフト周波数にデルタ関数形状のピークを持つようなパワースペクトラムになるが、光路差がコヒーレンス長よりも大きくなると（遅延距離＞＞光源コヒーレンス長）次第にノイズフロアが上昇し、最終的には図２（ｃ）のようにローレンツ形状のパワースペクトラムになる。従って光源コヒーレンス長の１／２を超える測定距離においては雑音成分が顕著になり、正確な計測が難しくなる。

（第１の実施形態）

図３は、この発明に係わる光リフレクトメトリ測定装置の実施の形態を示す機能ブロック図である。この光リフレクトメトリ測定装置は、被測定回路における反射率の伝播方向に対する分布をＯＦＤＲ測定する。図３において、周波数掃引光源１からの出力光９は光方向性結合器Ｃにより分岐され、一方は測定光２として測定部１１に入射し、他方はモニタリング光１０としてコヒーレンスモニタ部１２に入射する。測定部１１による測定の結果とコヒーレンスモニタ部１２によるモニタの結果とを解析部１３に入力し、演算処理により被測定回路（測定部１１内）における後方散乱光強度分布を得る。

測定部１１は周波数掃引光源１の出力光と被測定回路からの後方散乱光との干渉ビート信号を検出する。コヒーレンスモニタ部１２は例えば自己遅延ホモダイン検波により出力光９のコヒーレンス特性をモニタする。これにより得られるモニタリングビート信号に基づいて解析部１３は参照信号を生成し、この参照信号に基づいて測定結果を得る。この測定結果は、周波数掃引光源１のコヒーレンス長１／２を超える測定領域のものまでも含むものになる。

図４は、図３の光リフレクトメトリ測定装置をより詳細に示す機能ブロック図である。コヒーレンスモニタ部１２に入射されたモニタリング光は光方向性結合器Ｄにより２分岐され、一方の光のみが遅延部１４により遅延されたのち互いに光方向性結合器Ｅで合波される。合波された光は受信器１５により検波され、モニタリングビート信号が生成されてサンプリング装置１６に入力される。サンプリング装置１６は、解析部１３に備わるクロック１７のクロックに同期するタイミングでモニタリングビート信号の波形をサンプリングし、サンプリングデータを解析部１３のデータ処理装置１８ａに入力する。

測定部１１に入射された測定光２は図１と同様の処理を施され、干渉ビート信号がサンプリング装置７に入力される。サンプリング装置７はクロック１７のクロックに同期するタイミングで、すなわちサンプリング装置１６と互いに同期する間隔で干渉ビート信号の波形をサンプリングする。これにより得られたサンプリングデータはデータ処理装置１８ａに入力される。

次に数式を用いて定量的に説明する。周波数掃引光源１の出力光の電界振幅は次の数式（５）で与えられる。

数式（５）においてＡは振幅（常数）、ｆ（ｔ）は周波数掃引光源の掃引される光周波数、θ（ｔ）は変動する位相項、Φ（ｔ）はトータルの位相である。

図３の遅延部１４に光源コヒーレンス長Ｌ_ｃの遅延ファイバを設ける。その遅延時間τ_ｃは次の数式（６）で与えられる。

数式（６）で得られた遅延部１４での遅延時間τ_ｃにより、データ処理装置１８ａに入力されるモニタリングビート信号は次の数式（７）で与えられる。

モニタリングビート信号の位相は次の数式（８）のＸ₁（ｔ）で与えられる。

図５は数式（８）のグラフである。図５（ａ）に示すように、数式（８）のＸ₁（ｔ）は時間ｔに対して−πから＋πまでの値をとるが、最初の＋πから−πに折り返す点から次の＋πから−πに折り返す点までの区間に順次２πの整数倍を加算することにより、Ｘ₁（ｔ）を図５（ｂ）に示すように断続点の無い滑らかな関数として表すことができる。

データ処理装置１８ａは、この連続関数Ｘ₁（ｔ）を参照信号として、０から３Ｌ_ｃ／４までの測定距離に対する補正を行う。

連続関数Ｘ₁（ｔ）がＭＳ₁を取る時刻を数列ｔ_Ｍ１として求める。ただしＭは自然数（Ｍ＝１，２，３，…）である。なお後述するように、Ｓ_１は測定信号Ｙ_ｎをサンプリングする際に必要となる十分なナイキストサンプリングレートを持つように設定しなければならない。このため、まずＹ_ｎにアンチエイリアシングフィルタ処理を施してＦＦＴ処理のエイリアシングを防止する。具体的には、Ｙ_ｎに対して低域濾過フィルタ処理を施す。このフィルタの通過上限周波数は必要な測定距離に応じて決まる。処理後のＹ_ｎを、Ｙ_{ｎ Anti-aliasing1}と表記する。Ｙ_ｎは等間隔でサンプリングしたデータであるので、Ｙ_{ｎ Anti-aliasing1}も等間隔の離散データである。この間隔を１／Ｗ［秒］とする。

Ｙ（ｔ）を時間ｔの関数であるとし、これが０からＷ／２までの範囲の周波数成分を持ち、Ｗ／２以上の周波数成分を含まないとすると、標本化定理によって関数全体が一つに決まる。すなわちＹ（ｔ）は次の数式（９）で与えられる。

数式（９）に時刻の数列ｔ_Ｍ１を代入することにより、Ｙ（ｔ_Ｍ１）を求めることができる。Ｙ（ｔ_Ｍ１）に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を施すことにより時間軸を空間軸に変換し、伝播距離に応じた各位置の反射率を算出することができる。

数式（７）または数式（８）に示されるモニタリングビート信号を用いれば、周波数掃引光源１から反射点までの距離がＬ_ｃ／２以内であれば、つまり被測定光回路４内において、周波数掃引光源１からＬ_ｃ／２以内の点から後方散乱される信号光に対しては、既知の技術により測定結果を最適に補正できる。しかし、この距離より長い距離を持つ被測定回路に対しては補正の誤差が大きくなる。

ただし、被測定光回路４内においてＬ_ｃ／２のＮ倍（Ｎは整数）の点から後方散乱された信号光により生じるビート信号に対しては、次の数式（１０）に示す位相情報を用いれば最適に補正できる。なお光伝播距離の片道分がＬ_ｃ／２であるので、往復ではこれを２倍してコヒーレンス長はＬ_ｃとなる。

数式（１０）は次の数式（１１）を用いて作り出すことができる。

図６は数式（１１）を利用して位相情報を新しく作り出すことが可能であることを示す図である。図６は数式（１１）の根拠をイメージ的に示すものである。図６の曲線ｂはモニタリングビート信号の位相Ｘ₁（ｔ）であり、曲線ａはτ_ｃ時間遅延処理をした位相Ｘ₁（ｔ−τ_ｃ）を表す。この手法すなわち連結生成方法を利用して生成したＸ₂（ｔ）は図６の曲線ｃに示される。Ｘ₂（ｔ）＝Ｘ₁（ｔ）＋Ｘ₁（ｔ−τ_ｃ）である。

連続関数Ｘ_N（ｔ）がＭ・Ｓ_Nを取る時刻を数列ｔ_MNとして求める。ただしＭは自然数（Ｍ＝１，２，３，…）である。なお後述するように、Ｓ_Nは測定信号Ｙ_ｎをサンプリングする際に必要となる十分なナイキストサンプリングレートを持つように設定しなければならない。よってまずＹ_ｎに、Ｎに対応するアンチエイリアシングフィルタ処理を施してＦＦＴ処理のエイリアシングを防止する。具体的には、Ｙ_ｎに次の数式（１２）の通過上限周波数を持つ低域ろ過フィルタ処理を施せば良い。

数式（１２）においてＭａｘ［ｄＸ_ｎ（ｔ）／ｄｔ］は、（２Ｎ−１）Ｌ_ｃ／４から（２Ｎ＋１）Ｌ_ｃ／４までのデータ全域での最大値を示す。フィルタ処理後のＹ_ｎを、Ｙ_{ｎAnti- aliasingN}と表記する。数式（９）のＹ_{ｎ Anti-aliasing1}をＹ_{ｎ Anti−aliasingN}に置き換え、時刻の数列ｔ_MNを代入することによりＹ（ｔ_MN）を求めることができる。さらに、このＹ（ｔ_MN）に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を施せば、伝播距離に応じた各位置の反射率を算出できる。しかも、距離ＮＬ_ｃ／２にある点の近傍の測定結果の補正は最適になる。

図７はビート信号をＬ_ｃ／２距離の倍数毎にサンプリングする処理を説明するためのイメージを示す図である。０から３Ｌ_ｃ／４までの測定距離は、位相情報Ｘ₁（ｔ）から補正できる。３Ｌ_ｃ／４から５Ｌ_ｃ／４までの測定距離は、位相情報Ｘ₂（ｔ）から補正できる。以下同様にして（２Ｎ−１）Ｌ_ｃ／４から（２Ｎ＋１）Ｌｃ／４までの測定距離は、位相情報Ｘ_Ｎ（ｔ）から補正することができる。補正処理はＮ回必要になるが、必要なデータを取得する処理自体は１回だけで済む。

位相情報Ｘ_１（ｔ）、Ｘ_２（ｔ）、…、Ｘ_Ｎ（ｔ）から時間数列ｔ_Ｍ１、ｔ_Ｍ２、…、ｔ_ＭＮを求めるにあたり、必要となる間隔Ｓ₁、Ｓ₂、…、Ｓ_Ｎは測定信号Ｙ（ｔ）をサンプリングする際のナイキストサンプリングレートに制限される。位相情報Ｘ_Ｎ（ｔ）は長さＮＬ_ｃのディレイファイバを入れてビートする信号から求めることに相当し、測定信号Ｙ（ｔ）は往復で（２Ｎ＋１）Ｌ_ｃ／２の長さのファイバを測定することになる。ナイキストサンプリングレートを満足する間隔Ｓ_Ｎは、次の数式（１３）となる。

図８は、図４の光リフレクトメトリ測定装置における処理手順を示すフローチャートである。ステップＳ２０で周波数掃引光源１の光周波数は掃引される。コヒーレンスモニタ部１２は、受信器１５から出力されるモニタリングビート信号をサンプリングし、サンプリングデータＸ_ｎを内部メモリ（図示せず）などに記録する（ステップＳ２３）。データ処理装置１８ａはこのサンプリングデータＸ_ｎの位相を求める上で、図５（ｂ）に示すような断続点の無い関数（連続関数）Ｘ₁（ｔ）を計算する（ステップＳ２５）。

一方、測定部１１は、受信器６から出力される干渉ビート信号を同じ間隔でサンプリングし、サンプリングデータＹ_ｎを内部メモリ（図示せず）などに記録する（ステップＳ２４）。

さらにデータ処理装置１８ａは、コヒーレンスモニタ部１２から受け取った関数Ｘ_１（ｔ）と測定部１１から受け取ったデータＹ_ｎとを利用して、サンプリング処理とＦＦＴ処理とを含むデータ処理を、Ｎ回にわたり繰り返す。これにより得たデータＦＦＴ_Ｎは、記録される（ステップＳ２６）。そしてデータ処理装置１８ａは、データＦＦＴ₁、ＦＦＴ₂、…、ＦＦＴ_Ｎを利用して測定結果を計算する（ステップＳ２７）。

図９は、図８のステップＳ２６における手順を詳しく示すフローチャートである。ステップＳ２６においてデータ処理装置１８ａは、まず、ステップＳ２５で得られたＸ₁（ｔ）に数式（１１）を当てはめてＸ_Ｎ（ｔ）を計算する（ステップＳ３０）。なおＮ＝１であればそのままのＸ₁（ｔ）となる。並行してデータ処理装置１８ａは数式（１３）を用いてサンプリング間隔Ｓ_Ｎを計算する（ステップＳ３１）。そして、連続関数Ｘ_Ｎ（ｔ）からＭＳ_Ｎに等しい時間数列ｔ_ＭＮを求める（ステップＳ３２）。

一方、ステップＳ２４で得られたＹ_ｎにつきＮに対応するアンチエイリアシングフィルタを求め、このフィルタ係数を用いてＹ_ｎにフィルタリング処理を施す。すなわちＹ_ｎに、数式（１２）に示すＮに対応する通過上限周波数（（２Ｎ＋１）／２Ｎ）・Ｍａｘ［ｄＸｎ（ｔ）／ｄｔ］を持つ低域濾過フィルタ（アンチエイリアシングフィルタ）をかける。これによりＹ_{ｎAnti- aliasingN}を得る（ステップＳ３３）。

そしてデータ処理装置１８ａは、ステップＳ３２で求めた時間数列ｔ_MNを利用して、フィルタ処理後のＹ_ｎに基づくＹ（ｔ_ＭＮ）を計算する（ステップＳ３４）。このステップではＹ_{ｎ Anti−aliasingN}に数式（９）を当てはめてｔ_ＭＮを代入し、Ｙ（ｔ_ＭＮ）を求める。

算出されたデータのうち、（２Ｎ−１）Ｌ_ｃ／４から（２Ｎ＋１）Ｌ_ｃ／４までの測定距離（Ｎ＞１）に対応するデータのみを、データＦＦＴ_Ｎとして記録する（ステップＳ３６）。なお、Ｎ＝１であれば、０から３Ｌ_ｃ／４までの結果を記録する。

ステップＳ２６（ステップＳ３０からステップＳ３６まで）をＮ回繰り返すことによりデータＦＦＴ₁、ＦＦＴ₂、…、ＦＦＴ_Nを取得することができる。これらのデータをグラフ上の横軸で繋げることによって、０から（２Ｎ＋１）Ｌ_ｃ／４までの距離での測定を全て実施することができる。

以上説明したようにこの実施形態では、周波数掃引光源１のコヒーレンス特性をモニタするコヒーレンスモニタ部１２を設け、そのモニタの結果に基づいて測定部１１における測定結果を補正するようにしている。すなわち、コヒーレンスモニタ部１２において自己遅延ホモダイン検波により光源出力光のモニタリングビート信号を生じさせ、そのビート信号の参照信号を作り出し、その作り出した参照信号に基づき測定部１１のビート信号をサンプリングして、得られた数列にＦＦＴ処理を施して測定結果を得るようにしている。

このようにすることで、光源コヒーレンス長を超える測定領域に対しても、干渉ビート信号をＦＦＴ処理した結果が発散的に広がることを防ぐことができる。従って光源コヒーレンス長による制限を受けることなく、ＯＦＤＲによる測定を光源コヒーレンス長の超える測定距離で実施することの可能な光リフレクトメトリ測定方法および光リフレクトメトリ測定装置を提供することが可能となる。すなわち、ＯＦＤＲによる光源コヒーレンス長の１／２を超える測定距離で実施することの可能な光リフレクトメトリ測定方法および光リフレクトメトリ測定装置を提供することが可能になる。

（第２の実施形態）

第１の実施形態では、被測定光回路４においてＮＬ_ｃ／２の点から後方散乱された信号光により生じるビート信号に対しては最適に補正できる。ただし、測定点がＮＬ_ｃ／２から離れるに従い、補正精度は劣化する。第２の実施形態では補正精度の劣化を避けることの可能な処理方法につき説明する。この実施形態においては装置の基本的構成は図４と同様であり、データ処理装置１８ａの処理が異なる。

第１の実施形態で述べたように、数式（１１）を用いた補正処理は距離ＮＬ_ｃ／２において最適となる。補正後、この距離に対応するビート周波数Ｆ_Ｎは定数となり、次の数式（１４）で与えられる。

数式（１４）においてｆ_Ｎ（ｔ）は数式（１１）の時間微分Ｘ′_Ｎ（ｔ）（＝ｄＸ_Ｎ（ｔ）／ｄｔ）であり、瞬時ビート周波数を示す。β（ｔ）は参照信号からの補正項である。しかし、このような補正を行っても、測定点が距離ＮＬ_ｃ／２から離れるに従って補正精度は劣化する。その劣化要因を以下に説明する。

距離ＮＬ_ｃ／２からΔＬだけ離れた点（ＮＬ_ｃ／２−ΔＬ）から後方散乱された信号光により生じるビート信号の周波数をｆ_N（ｔ）−Δｆ（ｔ）とすると、補正後のその周波数は次の数式（１５）で与えられる。

距離ＮＬ_ｃ／２の点から後方散乱された信号光により生じるビート信号と、距離（ＮＬ_ｃ／２−ΔＬ）の点から後方散乱された信号光により生じるビート信号の周波数差Δｆ（ｔ）は次の数式（１６）で与えられる。

ここで、Δτ＝ΔＬ・ｎ／ｃである。α_N（ｔ）はＮＬ_ｃ／２の距離にある反射点に対応するビート周波数変化率であり、次の数式（１７）で与えられる。数式（１７）の右辺の分子はＸ₁（ｔ）の時間微分である。

従って、上記のように、参照信号Ｘ_N（ｔ）を用いて補正した場合には、距離（ＮＬ_ｃ／２−ΔＬ）の測定点に対応するビート周波数ｆは次の数式（１８）で与えられる。

数式（１８）から分かるように、係数Ｘ′₁（ｔ）／Ｘ′_N（ｔ）があるので、ＮＬ_ｃ／２の点から離れるに従って補正精度が劣化することになる。そこでこの実施形態では、以下に説明する手法でデータを処理し、補正精度の劣化を避けるようにする。

まず、測定点ＮＬ_ｃ／２−ΔＬがＮＬ_ｃ／２よりも手前にある場合を考える。なおΔＬ＞０である。この場合、数式（１８）に示すように、ｆはＦ_Nより小さい。つまり、信号Ｙ（ｔ_ＭＮ）は（２Ｎ−１）Ｌ_ｃ／４からＮＬ_ｃ／２の距離にある点から後方散乱された信号光により生じるビート信号として、Ｆ_Nよりも小さい成分を含む。

図１０（ａ）に示すように、この信号に対してバンドパスフィルタを利用してフィルタリングすることにより、（２Ｎ−１）Ｌ_ｃ／４からＮＬ_ｃ／２までに対応する成分を抽出する。このバンドパスフィルタの通過上限周波数はＦ_Nであり、通過下限周波数をＦ_NLowとする。Ｆ_NLowは次の数式（１９）で与えられる。

数式（１９）における右辺｛ ｝内の、Ｆ_N−Ｆ_N・Ｘ′₁（ｔ）／［２Ｘ′_N（ｔ）］という周波数は、（２Ｎ−１）Ｌ_ｃ／４の距離の点から後方散乱された信号光により生じるビート信号の周波数である。Ｍｉｎ｛ ｝はその最小値を示す。

フィルタリングされた信号を単一波ｃｏｓ（２πＦＮｔ）と合波することで、ベースバンド信号を得ることができる。図１０（ｂ）に示すように、合波処理して得られる信号Ｄ_ＮＬｏｗ（ｔ）の周波数は０から（Ｆ_N−Ｆ_ＮＬｏｗ）までとなる。ＮＬ_ｃ／２の点からΔＬだけ離れた点に対応する周波数ｆΔＬは次の数式（２０）で与えられる。

ＮＬ_ｃ／２からΔＬだけ離れた点に対応するビート周波数はＸ′₁（ｔ）／Ｘ′_N（ｔ）という係数によって時間的に変動することを、数式（２０）は示す。従って合波処理した信号Ｄ_ＮＬｏｗ（ｔ）を次の数式（２１）に示すサンプリング間隔Ｓでサンプリングすれば、係数Ｘ′₁（ｔ）／Ｘ′_N（ｔ）に対する補正を行うことができる。このサンプリングデータをＦＦＴ処理した結果をグラフ化すると、図１１（ａ）に示すように、ＮＬ_ｃ／２から（２Ｎ−１）Ｌ_ｃ／４までの距離に対応することになる。サンプリング間隔Ｓを次の数式（２１）に示す。

数式（２１）のＳはサンプリングに必要となるサンプリングレートの最小値を意味し、サンプリングレートがこれより大きければ、つまりサンプリング間隔がこれより小さければ良い。すなわち０≦Ａ≦１である定数Ａを用いて次の数式（２２）が満たされればよい。

次に、測定点ＮＬ_ｃ／２＋ΔＬがＮＬ_ｃ／２より遠方にある場合を考える。ここでもΔＬ＞０である。この場合、ｆはＦ_Nより大きい。つまり、信号Ｙ（ｔ_ＭＮ）はＮＬ_ｃ／２から（２Ｎ＋１）Ｌ_ｃ／４までの距離にある点から後方散乱された信号光により生じるビート信号として、Ｆ_Nよりも大きい成分を含む。

図１０（ｃ）に示すように、この信号に対してバンドパスフィルタを利用してフィルタリングすることにより、ＮＬ_ｃ／２から（２Ｎ＋１）Ｌ_ｃ／４までに対応する成分を抽出する。このバンドパスフィルタの通過上限周波数をＦ_ＮＵｐとし、通過下限周波数はＦ_Nである。Ｆ_ＮＵｐは次の数式（２３）で与えられる。

数式（２３）における右辺｛ ｝内の、Ｆ_N＋Ｆ_N・Ｘ′₁（ｔ）／［２Ｘ′_N（ｔ）］という周波数は、（２Ｎ＋１）Ｌ_ｃ／４の距離の点から後方散乱された信号光により生じるビート信号の周波数である。Ｍａｘ｛ ｝はその最大値を示す。

フィルタリングされた信号を単一波ｃｏｓ（２πＦＮｔ）と合波することで、ベースバンド信号を得ることができる。図１０（ｄ）に示すように、合波処理して得られる信号Ｄ_NUp（ｔ）の周波数は０から（Ｆ_ＮＵｐ−Ｆ_Ｎ）までとなる。以下同様に、合波処理した信号Ｄ_ＮＵｐ（ｔ）を数式（２１）に示すサンプリング間隔Ｓでサンプリングすれば、係数Ｘ′₁（ｔ）／Ｘ′_N（ｔ）に対する補正を行うことができる。このサンプリングデータをＦＦＴ処理した結果をグラフ化すると、図１１（ｂ）に示すように、ＮＬ_ｃ／２から（２Ｎ＋１）Ｌ_ｃ／４までの距離に正確に対応するデータを得られる。

Ｄ_ＮＬｏｗ（ｔ）のＦＦＴ処理結果の横軸を逆にして距離の範囲（２Ｎ−１）Ｌ_ｃ／４からＮＬ_ｃ／２までに対応させ、Ｄ_ＮＵｐ（ｔ）に対するＦＦＴ処理結果の横軸と合わせると、図１１（ｃ）に示すように（２Ｎ−１）Ｌ_ｃ／４から（２Ｎ＋１）Ｌ_ｃ／４までの範囲での結果を得る。このように本実施形態によればＮＬ_ｃ／２を超える範囲での反射率データを得ることが可能になる。

なおこの実施形態では、遅延部１４の長さを光源コヒーレンス長Ｌ_ｃに等しくしたが、その精度はそれほど要求されない。遅延部１４の長さがＬ_ｃより短い場合でも全く同じ結果を得ることができる。ただし、同じ距離を測定するのに数式（１１）の右辺の項数が多くなるのでプロセッサの処理負担を考慮する必要がある。また遅延部１４の長さがＬ_ｃより長い場合でも、ＮＬ_ｃ／２近傍の点において結果を正しく補正できる点は同じである。

図１２は、図４の光リフレクトメトリ測定装置の、この実施形態における処理手順を示すフローチャートである。基本的処理手順は図８と共通するが、この実施形態ではステップＳ２６における処理が異なる。ステップＳ２６においては、図９と比べてステップＳ３０、Ｓ３１、Ｓ３２、Ｓ３３、Ｓ３４以外の処理が異なる。

図１２においてデータ処理装置１８ａは、ステップＳ２４（図８）で得られたＹ_ｎにつきＮに対応するアンチエイリアシングフィルタを求め、このフィルタ係数を用いてＹ_ｎにフィルタリング処理を施す。すなわちＹ_ｎに、数式（１３）で表されるＮに対応する通過上限周波数（（２Ｎ＋１）／２Ｎ）・Ｍａｘ［ｄＸｎ（ｔ）／ｄｔ］を持つ低域濾過フィルタ（アンチエイリアシングフィルタ）をかける。これによりＹ_{ｎAnti- aliasingｓN}を得る（ステップＳ３３）。

そしてデータ処理装置１８ａは、ステップＳ３２で求めた時間数列ｔ_ＭＮを利用して、フィルタ処理後のＹ_ｎに基づくＹ（ｔ_MN）を計算する（ステップＳ３４）。このステップではＹ_{ｎAnti- aliasingN}に数式（１１）を当てはめてｔ_ＭＮを代入し、Ｙ（ｔ_ＭＮ）を求める。

得られたＹ（ｔ_ＭＮ）に対する処理は、Ｎ＝１の場合とＮ＞１の場合とで異なる。Ｎ＝１であれば（ステップＳ６０でＹｅｓ）、データ処理装置１８ａはＹ（ｔ_ＭＮ）にそのままＦＦＴ処理を行って伝播距離に応じた０から３Ｌ_ｃ／４までの測定距離の各位置の反射率を算出し、データＢ_Ｎとして記録する（ステップＳ４５）。

Ｎ＞１であれば以降の処理手順は、区間（２Ｎ−１）Ｌ_ｃ／４からＮＬ_ｃ／２までについてはステップＳ４６へ、区間ＮＬ_ｃ／２から（２Ｎ＋１）Ｌ_ｃ／４までについてはステップＳ４９へそれぞれ移行する。

区間（２Ｎ−１）Ｌｃ／４からＮＬｃ／２までに対しては、データ処理装置１８ａはＹ（ｔ_MN）に対してＦ_ＮＬｏｗからＦ_Ｎまでの通過周波数を持つバンドパスフィルタを用いてフィルタリング処理をする（ステップＳ４６）。そしてフィルタリングしたデータに単一波ｃｏｓ（２πＦＮｔ）を合波してベースバンドデータを得る（ステップＳ４７）。このベースバンドデータをＳ＝Ｘ′_N（ｔ）／［Ｆ_N・Ｘ′₁（ｔ）］のサンプリング間隔でサンプリングしたのちＦＦＴ処理を行なうことにより、この区間での伝播距離に応じた各位置の反射率を算出する。ここで得られたデータをデータＢ_ＮＬｏｗとして記録する（ステップＳ４８）。

区間ＮＬ_ｃ／２から（２Ｎ＋１）Ｌ_ｃ／４までに対しては、データ処理装置１８ａはＹ（ｔ_ＭＮ）に対してＦ_ＮからＦ_ＮＵｐまでの通過周波数を持つバンドパスフィルタを用いてフィルタリング処理をする（ステップＳ４９）。そしてフィルタリングしたデータに単一波ｃｏｓ（２πＦＮｔ）を合波してベースバンドデータを得る（ステップＳ５０）。このベースバンドデータをＳ＝Ｘ′_N（ｔ）／［Ｆ_N・Ｘ′₁（ｔ）］のサンプリング間隔でサンプリングしたのちＦＦＴ処理を行なうことにより、この区間での伝播距離に応じた各位置の反射率を算出する。ここで得られたデータをデータＢ_NUpとして記録する（ステップＳ５１）。

そしてデータ処理装置１８ａは、データＢ_NLowの横軸を反転させて（２Ｎ−１）Ｌ_ｃ／４からＮＬ_ｃ／２までの区間に対応させ、データＢ_NUpと合わせて１回ごとのデータを得てこれをデータＢ_Nとして記録する（ステップＳ５２）。

ステップＳ２６の処理はＮ回繰り返されてデータＢ₁、Ｂ₂、…、Ｂ_Nを取得でき、これらのデータを合わせることによって、０から（２Ｎ＋１）Ｌ_ｃ／４までの全ての区間において反射率データを取得することが可能になる。

以上説明したようにこの実施形態でも、光源出力光のモニタリングビート信号を連続関数化して参照信号を生成し、これをサンプリングして得た数列にＦＦＴ処理を施して測定結果を得る。その際、サンプリングレートを可変して数式（１４）のようにサンプリング間隔Ｓ_Ｎを設定する。このレートを用いてサンプリングした測定信号Ｙ_ｎにアンチエイリアシングフィルタを施して得たデータをＦＦＴ処理して計測値を得るようにしている。

このようにすることで、第１の実施形態と同様に、光源コヒーレンス長を超える測定領域に対しても、干渉ビート信号ＦＦＴ処理の広がりを防ぐことができる。従って、光源コヒーレンス長の制限されることなく、ＯＦＤＲによる測定を光源コヒーレンス長の超える測定距離で実施することの可能な光リフレクトメトリ測定方法および光リフレクトメトリ測定装置を提供することが可能となる。しかもＮ（すなわち周波数掃引光源からの距離）に応じてサンプリングレートを可変しているので演算処理の精度をさらに高めることができる。これらのことから、測定距離によらず高い精度を得ることの可能な光リフレクトメトリ測定方法および光リフレクトメトリ測定装置を提供することが可能となる。

なお、この発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。例えば解析部１３において、モニタリングビート信号に掛け算する手段、あるいは三角関数を計算する手段を利用して、新しい参照信号を作り出してデータ信号を補正してもよい。

また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

（第３の実施形態）

図１３は、ＯＦＤＲによる光リフレクトメトリ測定装置の基本構成の一例を示す図である。図１３において、周波数掃引光源１からの出力光は光方向性結合器Ａにより分岐され、一方は参照光３として用いられ、他方は被測定光回路４に入射される。被測定光回路４の内部で後方散乱された信号光５は光方向性結合器Ａにより取り出され、光方向性結合器Ｂにより参照光３と合波されたのち受信器６により検波される。このとき、２光波の干渉により生じる干渉ビート信号をサンプリング装置７によりサンプリングし、測定したデータを周波数解析装置８にて解析することにより、被測定光回路４内の各位置からの後方散乱光強度分布が測定される。

ここで、周波数掃引光源１からの測定光２の周波数を時間Ｔ、最大光周波数掃引幅ΔＦで時間に対して直線的に掃引するとき、被測定光回路４内のある点Ｘで後方散乱された信号光５により生じるビート信号の周波数Ｆ_ｂは、参照光３と点Ｘで後方散乱された信号光５の光路長差ΔＬ、光周波数掃引速度γ、光の屈折率ｎ、および光速ｃを用いて次の数式（２４）により与えられる。

ただし、γ＝ΔＦ／Ｔである。また、距離分解能Δｚは受信ビート信号のスペクトル幅ΔＦ_ｂを用いて数式（２５）により与えられる。

ただし以上の条件は理想的な場合において成立するものであり、現状のＯＦＤＲにおいては光周波数を良好な直線性で掃引することが困難である。また、たとえ光周波数を理想的に掃引できたとしても、光源コヒーレンス長を超える測定距離に対しては数式（２４）のビート信号の周波数Ｆ_ｂは周波数掃引光源の位相雑音による影響を受けてスペクトル幅ΔＦ_ｂが周波数掃引光源自身の持つ線幅にまで広がってしまう。甚だしい場合には測定が不可能となる。

図１４は、周波数掃引光源１の光周波数の非直線性を示す図である。この図から明らかなように、周波数掃引光源１の光周波数は時間に対してリニアに変化しない。図１４において、光周波数は一定値Ｆ［Ｈｚ］を基準変調周波数として、時間Ｔに対しＦ＋γＴ［Ｈｚ］なる値になる。周波数掃引速度の非直線性はγで表される。この非直線性により干渉ビート信号のスペクトル幅が広がり、距離分解能の精度の低下を招く。

図１５は、周波数掃引光源の位相雑音による測定への影響を説明するための図である。図１５（ａ）に示すように、片方の光路に光周波数シフタ２１を挿入したマッハツェンダ光干渉計を想定する。すなわち周波数掃引光源２０からの光路を分岐し一方の光路に遅延ファイバ２２を設け、他方に光周波数シフタ２１を挿入する。

周波数掃引光源２０の出力光が理想的な単色光であれば、受信器２３において干渉計の光路差に依存せず光周波数シフタ２１のシフト周波数にデルタ関数状のピークを持つようなパワースペクトラムが得られる（図１５（ｂ））。しかしながら現実的には、周波数掃引光源２０のパワースペクトラムはある有限の幅を持つ。例えば、周波数掃引光源２０が半導体レーザであれば位相雑音はＦＭ雑音が支配的になり、ローレンツ形状の幅を持つパワースペクトラムになる（図１５（ｃ））。

このように、光路差が光源コヒーレンス長以内であれば（遅延距離＜＜光源コヒーレンス長）出力電流のパワースペクトラムは光周波数シフタ２１のシフト周波数にデルタ関数形状のピークを持つようなパワースペクトラムになるが、光路差がコヒーレンス長よりも大きくなると（遅延距離＞＞光源コヒーレンス長）次第にノイズフロアが上昇し、最終的には図１５（ｃ）のようにローレンツ形状のパワースペクトラムになる。従って光源コヒーレンス長の１／２を超える測定距離においては雑音成分が顕著になり、正確な計測が難しくなる。

（第４の実施形態）

図１６は、この発明に係わる光リフレクトメトリ測定装置の実施の形態を示す機能ブロック図である。この光リフレクトメトリ測定装置は、被測定回路における反射率の伝播方向に対する分布をＯＦＤＲ測定する。図１６において、光周波数掃引された周波数掃引光源１からの出力光９は光方向性結合器Ｃにより分岐され、一方は測定光２として測定部１１に入射し、他方はモニタリング光１０としてモニタリング部１２ｃに入射する。測定部１１による測定の結果とモニタリング部１２ｃによるモニタの結果とを解析部１３に入力し、演算処理により被測定回路（測定部１１内）における後方散乱光強度分布を得る。

測定部１１は周波数掃引光源１の出力光９と被測定回路からの後方散乱光との干渉ビート信号を検出する。モニタリング部１２ｃは例えば自己遅延ホモダイン検波により出力光９のコヒーレンス特性をモニタする。これにより得られるモニタリングビート信号に基づいて解析部１３は参照信号を生成し、この参照信号に基づいて測定結果を得る。

図１７は、図１６の光リフレクトメトリ測定装置をより詳細に示す機能ブロック図である。モニタリング部１２ｃに入射されたモニタリング光１０は光方向性結合器Ｄにより２分岐されたのち、いずれも光９０度ハイブリッド１９に導かれて再び合波される。このとき分岐された一方の光は遅延部１４により遅延され、マッハツェンダ光干渉計により他方の光と干渉する。このような過程を経て光９０度ハイブリッド１９からは互いに位相の９０度ずれた２つの干渉光が出力される。

これらの干渉光はそれぞれ受信器１５ａ、１５ｂに入射され、光／電気変換されたうえで検波されて、位相の９０度ずれたモニタリングビート信号が生成される。これらのモニタリングビート信号はサンプリング装置１６ｃに入力される。サンプリング装置１６ｃはモニタリングビート信号の波形をサンプリングし、得られたサンプリングデータを解析部１３のデータ処理装置１８ｂに入力する。そのサンプリングレートは、解析部１３に備わるクロック１７のクロックに同期するタイミングである。

一方、測定部１１に入射された測定光２は図１３と同様の処理を施され、干渉ビート信号がサンプリング装置７に入力される。サンプリング装置７はクロック１７のクロックに同期するタイミングで、すなわちサンプリング装置１６ｃと互いに同期する間隔で干渉ビート信号の波形をサンプリングする。これにより得られたサンプリングデータはデータ処理装置１８ｂに入力される。

次に数式を用いて定量的に説明する。周波数掃引光源１の出力光の電界振幅は次の数式（２６）で与えられる。

ただし、数式（２６）においてＡは振幅（常数）であり、ｆ（ｔ）は周波数掃引光源の掃引される光周波数であり、θ（ｔ）は変動する位相項であり、Φ（ｔ）はトータルの位相である。

図１７の遅延部１４の長さをＬとすると、その遅延時間τは次の数式（２７）で与えられる。

遅延部１４において生じるτの遅延により、データ処理装置１８ｂに入力されるモニタリングビート信号は数式（２８）及び数式（２９）で表される。

ところで数式（２８）及び数式（２９）は理想的な場合を示しており、現実の光９０度ハイブリッド１９では、その内部の光分岐部において理想的な１：１の分岐比を実現することができない。ここではその分岐比をα：βとする。また２つのモニタリングビート信号においても理想的な９０度の光位相差を実現することは困難であり、現実的にはψの誤差がある。これを考慮すると２つのモニタリングビート信号は次の数式（３０）及び数式（３１）で与えられる。

サンプリング装置１６ｃによりサンプリングしたＩ₁（ｔ）、Ｉ₂（ｔ）をそれぞれＩ₁（ｔ_ｎ）、Ｉ₂（ｔ_ｎ）として示す。各値の直流成分ｉ₁、ｉ₂はその平均値を取れば求まり、サンプリング数をＮとすると直流成分ｉ₁、直流成分ｉ₂は、次の数式（３２）及び数式（３３）で与えられる。

すなわち数式（３０）の直流成分が数式（３２）であり、数式（３１）の直流成分が数式（３３）である。

光９０度ハイブリッド１９における内部カプラの分岐比α：βは、数式（３２）及び数式（３３）をもとに次の数式（３４）で与えられる。すなわち分岐比α：βは、サンプリングデータＩ₁（ｔ_ｎ）、Ｉ₂（ｔ_ｎ）の分散として算出することができる。また光９０度ハイブリッド１９における位相差９０度の直交性の誤差ψは、上記分散を用いた統計計算処理により次の数式（３５）で与えられる。

求めたカプラの分岐比α：βと位相差の誤差ψを利用し、周波数掃引光源１の位相項は次の数式（３６）により求められる。

図１８は数式（３６）をグラフ化して示す図である。図１８（ａ）に示すように、数式（３６）のＸ（ｔ_ｎ）は時間ｔに対して−πから＋πまでの値をとるが、最初の＋πから−πに折り返す点から次の＋πから−πに折り返す点までの区間に順次２πの整数倍を加算することにより、Ｘ（ｔ_ｎ）を図１８（ｂ）に示すように断続点の無い滑らかな関数として表すことができる。この関数をＸ（ｔ）＝Φ（ｔ）−Φ（ｔ−τ）と示す。

一方、受信器６から出力される測定信号Ｙ（ｔ）は次の数式（３７）で与えられる。

数式（３７）においてτ_ＦＵＴは被測定光回路４の距離に対応する往復時間であり、Ｒ（τ）は分布反射率に相当する。サンプリング装置７によりサンプリングされた測定信号をＹ（ｔ_ｎ）と表示する。

データ処理装置１８ｂは、図１８（ｂ）の関数Ｘ（ｔ）＝Φ（ｔ）−Φ（ｔ−τ）を参照信号として測定信号Ｙ（ｔ_ｎ）を補正する。その処理を以下に説明する。まず補正処理に先立ち、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理に伴うエイリアシングを防止するためにＹ（ｔ）にアンチエイリアシングフィルタ処理を行う。具体的には低域濾過フィルタ処理をＹ（ｔ_ｎ）に施せばよい。このフィルタの通過上限周波数は必要とする測定距離により定まり、フィルタ処理後のＹ（ｔ_ｎ）をＹ_{Anti−aliasing}（ｔ_ｎ）と表記する。

Ｙ（ｔ_ｎ）は等間隔でサンプリングされたデータであるので、Ｙ_{Anti-aliasing}（ｔ_ｎ）も等間隔の離散データである。この等間隔のサンプリング間隔を１／Ｗ［秒］とする。標本化定理によれば、Ｙ（ｔ）が時間ｔの関数であるとき、これが０からＷ／２までの範囲の周波数成分を持ちＷ／２以上の周波数成分を含まなければ関数全体が一つに決まる。すなわちＹ（ｔ）を次の数式（３８）で表すことができる。

次に、位相項Ｘ（ｔ）を利用してＹ_{Anti-aliasing}（ｔ_ｎ）をサンプリングする。そのため、まずＸ（ｔ）が値Ｍ・Ｓをとる時刻を算出し、各時刻を数列ｔ_Ｍとして求める。ここでＭは自然数（Ｍ＝１，２，３，…）であり、間隔Ｓはサンプリングレートに関係する量である。具体的には、間隔Ｓは測定信号Ｙ_{Anti-aliasing}（ｔ_ｎ）をサンプリングするのに必要な、充分なナイキストサンプリングレートもつように設定しなければならない。よって次の数式（３９）を満足する必要がある。なお数式（３９）においてＬ_ＦＵＴは被測定回路の距離である。

数式（３９）を利用し、ｔに時刻の数列ｔ_Ｍを代入することによって、Ｙ_{Anti-aliasing}（ｔ_Ｍ）を求めることができる。そしてＹ_{Anti-aliasing}（ｔ_Ｍ）の各値に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行うことによって、伝播距離に応じた各位置の反射率を算出することができる。以上により求められたＯＦＤＲによる反射率分布は、光源コヒーレンス長を超えない領域において算出される測定値である。

図１９は、図１７の光リフレクトメトリ測定装置における処理手順を示すフローチャートである。ステップＳ４２０で周波数掃引光源１の光周波数は掃引される。モニタリング部１２ｃは、受信器１５ａ及び受信器１５ｂからそれぞれ出力されるモニタリングビート信号をサンプリングし、サンプリングデータＩ_１，Ｉ_２を内部メモリ（図示せず）などに記録する（ステップＳ４２３）。なお受信器１５ａの出力からのサンプリングデータをＩ₁とし、受信器１５ｂの出力からのサンプリングデータをＩ₂とする。データ処理装置１８ｂはサンプリングデータＩ₁，Ｉ₂の位相情報を求め、これをもとにデータＸ（ｔ_ｎ）を計算する（ステップＳ４２５）。

一方、測定部１１は、受信器６から出力される干渉ビート信号を同じ間隔でサンプリングし、サンプリングデータＹ（ｔ_ｎ）を内部メモリ（図示せず）などに記録する（ステップＳ４２４）。最後に、モニタリング部１２ｃからのデータＸ（ｔ_ｎ）と測定部１１からのデータＹ（ｔ_ｎ）とを用いるデータ処理により伝播距離に応じた各位置の反射率が算出される（ステップＳ４２６）。次にこのデータ処理手順につき詳しく説明する。

図２０は、図１９のステップＳ４２６における手順を詳しく示すフローチャートである。ステップＳ４２６においてデータ処理装置１８ｂは、まず、ステップＳ４２５で得られたＸ（ｔ_ｎ）を利用して時間数列ｔ_Ｍを求める（ステップＳ４３２）。これと並行してデータ処理装置１８ｂは、ステップＳ４２４で得られたＹ（ｔ_ｎ）につきＮに対応するアンチエイリアシングフィルタを求め、このフィルタ係数を用いてＹ（ｔ_ｎ）にフィルタリング処理を施す。すなわちＹ_ｎに、Ｎに対応する通過上限周波数を持つ低域濾過フィルタ（アンチエイリアシングフィルタ）をかける。これによりＹ_{Anti- aliasing}（ｔ_ｎ）を得る（ステップＳ４３３）。ここで得られたＹ_{Anti-aliasing}（ｔ_ｎ）を数式（３８）に当てはめ、さらに時間数列ｔ_Ｍを数式（３８）に代入することによりＹ_{Anti-aliasing}（ｔ_Ｍ）を計算する（ステップＳ４３４）。

そしてデータ処理装置１８ｂは、計算されたＹ_{Anti-aliasing}（ｔ_Ｍ）に対してＦＦＴ処理を行い、伝播距離に応じた測定距離の各位置の反射率の、周波数掃引光源１の非直線性を補正した値を算出する（ステップＳ４３５）。最後に、算出されたデータは測定結果として記録される（ステップＳ４３６）。

以上説明したようにこの実施形態では、周波数掃引光源１のコヒーレンス特性をモニタするモニタリング部１２ｃを設ける。このモニタリング部１２ｃにおいて光方向性結合器Ｄ、遅延部１４および光９０度ハイブリッド１９によりマッハツェンダ光干渉計を形成し、光９０度ハイブリッド１９から互いに直交するモニタリングビート信号を生じさせてそれぞれのビート信号のサンプリングデータを得る。ここで光９０度ハイブリッド１９における分岐比と９０度直交性の誤差、および各サンプリングデータから周波数掃引光源１の位相項Ｘ（ｔ_ｎ）を算出する。これを参照信号として測定部１１のビート信号をサンプリングして、得られた数列にＦＦＴ処理を施して測定結果を得るようにしている。

このようにすることで、光９０度ハイブリッド１９の理想特性からのずれをむしろ積極的に利用して周波数掃引光源１の周波数掃引の非直線性を補正することができる。つまり光９０度ハイブリッド１９のカプラの分岐比α：βと位相差の誤差とを含む、数式（３６）を立数式することができ、これを元に周波数掃引光源１の位相項を算出できる。この位相項が特定の値をとる時間数列ｔ_Ｍを求めてその値を数式（３８）の形の関数に代入することで測定値を補正できることは既に知られており、この実施形態はこのことも利用して、さらに光９０度ハイブリッド１９の理想特性からのずれをも補正した測定値を得ることが可能になる。これらのことから、ＯＦＤＲによる周波数掃引光源の光周波数掃引に非直線性がある場合でも、高い距離分解能で実施することの可能な光リフレクトメトリ測定方法および光リフレクトメトリ測定装置を提供することが可能になる。

（第５の実施形態）

第４の実施形態では、光９０度ハイブリッド１９を利用して位相の９０度ずれた２つのモニタリングビート信号を生じさせ、そのビート信号のサンプリングデータを処理して得られる参照信号に基づき周波数掃引光源１の掃引非直線性を補正することができる。ただしその結果は光源コヒーレンス長を超えない領域に限られ、光源コヒーレンス長を超える領域では周波数掃引光源１の位相雑音の影響が支配的になり高い距離分解能を得ることは難しい。以下ではこれを解決し得る実施形態につき説明する。この実施形態においては装置の基本的構成は図１７と同様であり、データ処理装置１８ｂにおける処理が異なる。

第４の実施形態においては、数式（３６）によりＸ（ｔ）＝Φ（ｔ）−Φ（ｔ−τ）を算出し、これをもとに周波数掃引光源１の非線形性やコヒーレンス特性を補正できるが、補正の度合いが最も良好になるのは被測定光回路４内の往復時間τ_FUTに対応する箇所においてであり、その箇所を離れるに従って補正精度は劣化する。ただし、被測定光回路４内の往復時間τ_FUTに対応する距離のＮ倍（Ｎは２以上の整数）の距離から後方散乱された信号光５により生じる干渉ビート信号に対し、次の数式（４０）に表す位相情報から補正すれば最適であることが知られている。

数式（４０）は次の数式（４１）のようにして作り出すことができる。

図２１は数式（４１）を利用して位相情報を新しく作り出すことが可能であることを示す図である。図２１は数式（４１）の根拠をイメージ的に示すものである。図２１の曲線ａはモニタリングビート信号の位相Ｘ（ｔ）であり、曲線ｂはτ時間遅延処理をした位相Ｘ（ｔ−τ）を表す。この手法すなわち連結生成方法を利用して生成したＸ₂（ｔ）は図２１の曲線ｃに示される。Ｘ₂（ｔ）＝Ｘ（ｔ）＋Ｘ（ｔ−τ）である。なおτは図１７の遅延部１４の遅延量である。

連結生成方法により順次得られるＸ_N（ｔ）を利用して、第４の実施形態と同様に測定信号Ｙ（ｔ_ｎ）を補正することができる。ただし周波数掃引光源１の非線形性やコヒーレンス特性を最適に補正される場所はτ_FUT＝Ｎτに対応する距離である。そこで、被測定光回路４の距離を全てカバーするために、Ｘ_N（ｔ）を利用できるτ_FUTが［（Ｎ−１／２）τから（Ｎ＋１／２）τまで］の区間であることに着目する。すなわち補正区間（セクション）は［（２Ｎ−１）Ｌ／４から（２Ｎ＋１）Ｌ／４まで］となる。補正セクション区間での補正精度が一定な必要な精度に応じて、適切に遅延部１４内部の遅延ファイバ長Ｌ（すなわち遅延時間τ）をデザインすることで、補正可能な範囲を拡大することができる。

図２２は、この実施形態における処理手順を示すフローチャートである。この実施形態では図１９のステップＳ４２６の処理が異なり、しかもその処理がＮ回繰り返される点に特徴を有する。まず、Ｎ＝１であれば第４の実施形態と同様、データＸ（ｔ_ｎ）を参照信号としてデータＹ（ｔ_ｎ）をサンプリングし（ステップＳ４３２からＳ４３４まで）、得られた数列にＦＦＴ処理を施す（ステップＳ４３５）。ステップＳ４３５からＮをインクリメントして処理手順はステップＳ４３１、Ｓ４３３に戻る。

Ｎ＞１になれば、Ｘ（ｔ）に数式（４１）を利用してＸ_Ｎ（ｔ）を生成し（ステップＳ４３１）、ステップＳ４３２からＳ４３５までを再度実施することにより伝播距離に応じた各位置の反射率を得られる。そうして、Ｎ回の処理を行った後にそれぞれの測定結果を補正セクション毎に横軸で繋げることによって、０から（２Ｎ＋１）Ｌ／４までの距離での測定を全て実施することができ、その結果を測定結果として記録する（ステップＳ４３７）。

以上説明したようにこの実施形態でも、周波数掃引光源１の出力光のモニタリングビート信号を連続関数化して参照信号を生成し、これをサンプリングして得た数列にＦＦＴ処理を施して測定結果を得る。その際、τ_FUTのＮ倍に対応するセクションごとにＸ_N（ｔ）、すなわち位相項を算出してこれをもとに参照信号を生成するようにしている。

このようにすることで、光源コヒーレンス長を超える測定領域に対しても、干渉ビート信号ＦＦＴ処理の広がりを防ぐことができる。従って光源コヒーレンス長に制限されることなく、ＯＦＤＲによる測定を光源コヒーレンス長の超える測定距離で実施することの可能な光リフレクトメトリ測定方法および光リフレクトメトリ測定装置を提供することが可能となる。これらのことから、測定距離によらず高い精度を得ることの可能な光リフレクトメトリ測定方法および光リフレクトメトリ測定装置を提供することが可能となる。

以上をまとめると第４の実施形態および第５の実施形態によれば、周波数掃引光源の光周波数掃引に非直線性がある場合でも、また、周波数掃引光源のコヒーレンス長を超える測定距離においても、ＯＦＤＲによる反射率の分布を高い距離分解能で実施することの可能な光リフレクトメトリ測定方法および光リフレクトメトリ測定装置を提供することができる。

なお、この発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

（第６の実施形態）

図２３は、リフレクトメトリ測定装置の一例を示す基本構成図である。本実施形態に係る光リフレクトメトリ測定装置は、周波数掃引光源１と、光方向性結合器Ａ及びＢと、測定対象としての被測定光回路４と、受信器６と、サンプリング装置７と、解析部としての周波数解析装置８とを備える。光周波数を掃引された出力光９を測定対象としての被測定光回路４に入射し、被測定光回路４における位置に対する反射率の分布を測定する。

周波数掃引光源１は、周波数掃引された出力光９を出力する。周波数掃引光源１の出力する出力光９は光方向性結合器Ａにより分岐され、一方は参照光３として用いられ、他方は測定光２として被測定光回路４に入射される。被測定光回路４に入射した測定光２は、被測定光回路４の内部で後方散乱され、後方散乱された測定光２は信号光５として光方向性結合器Ａにより取り出される。光方向性結合器Ａにより取り出された信号光５は、光方向性結合器Ｂにより参照光３と合波されたのち受信器６により検波される。受信器６は、２光波の干渉により生じる干渉ビート信号を検波する。そして、サンプリング装置７は、受信器６の検波した干渉ビート信号をサンプリングする。ここで、本実施形態では、サンプリング装置７は、測定信号Ｙ_ｎを、遅延部１４ａの遅延ファイバの長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の１／２倍ごとにサンプリングする。周波数解析装置８は、サンプリング装置７のサンプリングしたサンプリング信号を周波数解析し、被測定光回路４における位置に対する反射率の分布を測定する。ここで、周波数解析装置８はサンプリング装置７のサンプリングレートに応じて測定光２の反射率分布を測定するので、被測定光回路４における測定光２の伝搬距離及び伝搬方向ごとに後方散乱光の光強度分布を測定することができる。これにより、被測定光回路４内の各位置からの後方散乱光強度分布を測定することができる。

ここで、周波数掃引光源１からの出力光９の周波数を時間Ｔ、最大光周波数掃引幅ΔＦで時間に対して直線的に掃引するとき、被測定光回路４内のある点Ｘで後方散乱された信号光５により生じる干渉ビート信号の周波数Ｆ_ｂは、光周波数掃引速度γ、光の屈折率ｎ、参照光３と点Ｘで後方散乱された信号光５との光路長差ΔＬ、および光速ｃを用いて、次の数式（４２）により与えられる。

ただし、γ＝ΔＦ／Ｔである。また、伝搬距離の分解能Δｚは干渉ビート信号のスペクトル幅ΔＦ_ｂを用いて数式（４３）により与えられる。

ただし、以上の条件は理想的な場合であり、現状のＯＦＤＲにおいては光周波数を良好な直線性で掃引することが困難である。更に、理想的に良好な直線性で掃引しても、測定する伝搬距離が光源コヒーレンス長を超える場合、数式（４２）に示す干渉ビート信号の周波数Ｆ_ｂは、周波数掃引光源１の位相雑音による影響を受ける。そして、数式（４３）における干渉ビート信号のスペクトル幅ΔＦ_ｂは周波数掃引光源１自身のもつ線幅にまで広がり、測定は不可能になる。次にそのことを説明する。

図２４は、周波数掃引光源１の位相雑音による測定結果への影響を示すための説明図であり、（ａ）はパワースペクトラムの測定系を示し、（ｂ）は遅延距離が光源コヒーレンス長よりも十分短い場合のパワースペクトラムを示し、（ｃ）は遅延距離が光源コヒーレンス長よりも十分長い場合のパワースペクトラムを示す。パワースペクトラムの測定系は、図２４（ａ）に示すように、周波数掃引光源２０からの光路を２分岐し、一方の光路に光周波数シフタ２１を挿入するとともに他方の光路に遅延ファイバ２２を設けてマッハツェンダ光干渉計を形成する。遅延距離が光源コヒーレンス長よりも十分短い場合は、図２４（ｂ）に示すように、干渉計の光路差に依存せずに、光周波数シフタ２１のシフト周波数にデルタ関数状のピークを持つようなパワースペクトラムが受信器２３において得られる。遅延距離が光源コヒーレンス長よりも十分長い場合であっても、周波数掃引光源２０の出力する測定光が理想的な単色光であれば、図２４（ｂ）同様の測定結果となる。しかしながら実際には、周波数掃引光源２０のパワースペクトラムは有限の幅を持つ。たとえば、周波数掃引光源２０が半導体レーザであれば、位相雑音はＦＭ雑音が支配的になる。この場合、図２４（ｃ）に示すように、ローレンツ形状の幅を持つパワースペクトラムになる。

このように、光路差が周波数掃引光源２０のコヒーレンス長以内であれば、すなわち信号光の参照光に対する遅延量が周波数掃引光源２０から出力される出力光９のコヒーレンス長よりも十分小さければ、出力電流のパワースペクトラムは光周波数シフタ２１のシフト周波数にデルタ関数形状のピークを持つようなパワースペクトラムになる。しかし、光路差が周波数掃引光源２０のコヒーレンス長よりも大きくなると、すなわち信号光の参照光に対する遅延量が出力光９のコヒーレンス長よりも十分大きくなると、次第にノイズフロアが上昇し、最終的には図２４（ｃ）のように、ローレンツ形状のパワースペクトラムになる。したがって、測定する伝搬距離が周波数掃引光源２０のコヒーレンス長の１／２を超える場合は、出力電流のパワースペクトラムは、雑音成分が顕著になり、正確な計測が難しくなる。

図２５は、本実施形態に係る光リフレクトメトリ測定装置の一例を示す機能ブロック図である。本実施形態に係る光リフレクトメトリ測定装置９６は、周波数掃引光源１と、第１コヒーレンスモニタ部１２ａと、第２コヒーレンスモニタ部１２ｂと、測定部１１と、解析部１３と、光方向性結合器Ｃ及びＤを備える。光リフレクトメトリ測定装置９６は、第１コヒーレンスモニタ部１２ａ及び第２コヒーレンスモニタ部１２ｂを備えることで、測定部１１に備わる測定対象における伝搬方向に対する反射率の分布を、周波数掃引光源１の出力する出力光９のコヒーレンス長の１／２を超える伝搬距離における雑音成分についても補正可能としたことを特徴とする。

光周波数掃引された周波数掃引光源１からの出力光９は、光方向性結合器Ｃにより、測定光２とモニタリング光１０に分岐される。測定光２は測定部１１に入射される。モニタリング光１０は光方向性結合器Ｄにより分岐され、第１モニタリング光１０ａは第１コヒーレンスモニタ部１２ａに入射し、第２モニタリング光１０ｂは第２コヒーレンスモニタ部１２ｂに入射する。

第１コヒーレンスモニタ部１２ａ及び第２コヒーレンスモニタ部１２ｂは、周波数掃引光源１からの出力光９を分岐したモニタリング光１０からモニタリングビート信号Ｉ_{Ｓｈｏｒｔ}及びＩ_Ｌｏｎｇを取得する。第１コヒーレンスモニタ部１２ａ及び第２コヒーレンスモニタ部１２ｂがモニタリングビート信号Ｉ_{Ｓｈｏｒｔ}及びＩ_Ｌｏｎｇを取得することで、出力光９のコヒーレンス特性をモニタする。コヒーレンス特性のモニタは、たとえば、自己遅延ホモダイン検波によって行うことができる。第１コヒーレンスモニタ部１２ａは、自己遅延ホモダイン検波によって得られたビート信号を、第１モニタリングビート信号Ｉ_{Ｓｈｏｒｔ}として解析部１３に出力する。第２コヒーレンスモニタ部１２ｂは、自己遅延ホモダイン検波によって得られたビート信号を、第２モニタリングビート信号Ｉ_Ｌｏｎｇとして解析部１３に出力する。

測定部１１は、測定部１１内における測定対象としての被測定光回路４から後方散乱された信号光と周波数掃引光源１からの出力光９を分岐した参照光との干渉ビート信号を取得する。そして、測定部１１は、取得した干渉ビート信号を、測定信号Ｙ_ｎとして解析部１３に出力する。

解析部１３は、第１コヒーレンスモニタ部１２ａ及び第２コヒーレンスモニタ部１２ｂの取得するモニタリングビート信号Ｉ_{Ｓｈｏｒｔ}及びＩ_Ｌｏｎｇから周波数掃引光源１での掃引の非直線性及び周波数掃引光源１の位相ノイズを反映する参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）を生成する。また、解析部１３は、測定部１１からの測定信号Ｙ_ｎを演算処理し、出力光９の伝搬距離に対する測定対象における位置に対する反射率の分布を測定する。ここで、本実施形態では、測定対象が被測定光回路４であるので、反射率の分布として、被測定光回路４での後方散乱光強度分布を測定する。そして、解析部１３は、測定部１１の取得する干渉ビート信号すなわち測定信号Ｙ_ｎから算出した反射率の分布を、生成した当該参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）に基づき補正する。これにより、解析部１３は、生成した参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）に基づいて、測定部１１内における被測定光回路４での後方散乱光強度分布を補正することができる。

図２６は、図２５に示す光リフレクトメトリ測定装置９６をより詳細に示す機能ブロック図である。測定部１１は、被測定光回路４と、受信器６と、サンプリング装置７と、光方向性結合器Ａ及びＢと、を備える。測定部１１の構成及び機能については、図２３で説明したとおりである。測定部１１は、図２３に示す光リフレクトメトリ測定装置の被測定光回路４、受信器６及びサンプリング装置７と同様に、参照光３と信号光５との干渉ビート信号を検出する。サンプリング装置７は、クロック１７に同期するタイミングで、すなわちサンプリング装置１６ａ、１６ｂと互いに同期する間隔で干渉ビート信号の波形をサンプリングする。これにより得られたサンプリングデータは、測定信号Ｙ_ｎとして、解析部１３のデータ処理装置１８ｃに入力される。

第１コヒーレンスモニタ部１２ａは、光方向性結合器Ｅ及びＦと、遅延部１４ａと、受信器１５ａと、サンプリング装置１６ａを備える。第１コヒーレンスモニタ部１２ａに入射された第１モニタリング光１０ａは、分配部としての光方向性結合器Ｅにより２分岐される。遅延部１４ａは、光方向性結合器Ｅにより２分岐した分岐光の一方を、第２コヒーレンスモニタ部１２ｂと異なる遅延量で遅延する。ここで、遅延部１４ａの遅延量は、出力光９のコヒーレンス長である。遅延部１４ａの遅延量が出力光９のコヒーレンス長に近い長さであれば、出力光９のコヒーレンス特性を検出することができる。光方向性結合器Ｆは、分配部としての光方向性結合器Ｅの分岐する分岐光の他方と遅延部１４ａの遅延する分岐光の一方を合波する。光方向性結合器Ｆが合波することで、モニタリングビート信号Ｉ_{Ｓｈｏｒｔ}が発生する。受信器１５ａは、光方向性結合器Ｆの発生させたモニタリングビート信号Ｉ_{Ｓｈｏｒｔ}を検波する。サンプリング装置１６ａは、解析部１３に備わるクロック１７のクロックに同期するタイミングで、受信器１５ａの検波したモニタリングビート信号Ｉ_{Ｓｈｏｒｔ}の彼形をサンプリングし、サンプリングデータを解析部１３のデータ処理装置１８ｃに入力する。

第２コヒーレンスモニタ部１２ｂは、光方向性結合器Ｇ及びＨと、遅延部１４ｂと、受信器１５ｂと、サンプリング装置１６ｂを備える。第２コヒーレンスモニタ部１２ｂに入射された第２モニタリング光１０ｂは、光方向性結合器Ｇにより２分岐される。遅延部１４ｂは、分配部としての光方向性結合器Ｇにより２分岐した分岐光の一方を、第１コヒーレンスモニタ部１２ａと異なる遅延量で遅延する。ここで、遅延部１４ｂの遅延量は、Ｋを正の整数とした場合、遅延部１４ａの遅延量のＫ倍である。遅延部１４ｂが遅延部１４ａのＫ倍の遅延量を有することで、出力光９のコヒーレント長の整数倍の伝搬距離がある場合のコヒーレント特性を検出することができる。光方向性結合器Ｈは、分配部としての光方向性結合器Ｇの分岐する分岐光の他方と遅延部１４ｂの遅延する分岐光の一方を合波する。光方向性結合器Ｈが合波することで、モニタリングビート信号Ｉ_Ｌｏｎｇが発生する。受信器１５ｂは、光方向性結合器Ｈの発生させたモニタリングビート信号Ｉ_Ｌｏｎｇを検波する。サンプリング装置１６ｂは、解析部１３に備わるクロック１７のクロックに同期するタイミングで、受信器１５ｂの検波したモニタリングビート信号Ｉ_Ｌｏｎｇの彼形をサンプリングし、サンプリングデータを解析部１３のデータ処理装置１８ｃに入力する。

解析部１３は、クロック１７と、データ処理装置１８ｃを備える。クロック１７は、サンプリング装置７、１６ａ及び１６ｂに、共通のクロック信号を出力する。データ処理装置１８ｃは、サンプリング装置７からは測定信号Ｙ_ｎのサンプリングデータを、サンプリング装置１６ａからは第１モニタリングビート信号Ｉ_{Ｓｈｏｒｔ}のサンプリングデータを、サンプリング装置１６ｂからは第２モニタリングビート信号Ｉ_Ｌｏｎｇのサンプリングデータを取得する。データ処理装置１８ｃは、第１モニタリングビート信号Ｉ_{Ｓｈｏｒｔ}及び第２モニタリングビート信号Ｉ_Ｌｏｎｇに基づいて、後述する数式（５３）又は数式（５４）で表される参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）を生成する。そして、データ処理装置１８ｃは、参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）で表される位相情報に基づいて測定信号Ｙ_ｎに含まれるノイズ成分を除去することで測定信号Ｙ_ｎを補正する。ここで、測定信号Ｙ_ｎの補正は、周波数掃引光源１から被測定光回路４内における反射点までの伝搬距離がゼロから長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の３／４倍までのときは、Ｎ＝１として、参照信号Ｘ_１（ｔ）を用いる。周波数掃引光源１から被測定光回路４内における反射点までの伝搬距離が長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の３／４倍から５／４倍までのときは、Ｎ＝２として、参照信号Ｘ_２（ｔ）を用いる。同様にして、周波数掃引光源１から被測定光回路４内における反射点までの伝搬距離が長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の（２Ｎ−１）／４倍から（２Ｎ＋１）／４倍までのときは、参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）を用いる。そして、補正後の測定信号Ｙ_ｎにＦＦＴ処理を行うことで、被測定光回路４における反射率の分布を伝搬距離ごとに出力する。これにより、位置に対する反射率の分布を測定することができる。

次に、解析部１３の補正の原理について、数式を用いて定量的に説明する。周波数掃引光源１の出力する出力光９の電界振幅Ｅ（ｔ）は次の数式で与えられる。

数式（４４）において、Ａは振幅で常数、ｆ（ｔ）は周波数掃引光源１の掃引周波数、θ（ｔ）は変動する位相項、Φ（ｔ）はトータルの位相である。

図２５及び図２６の遅延部１４ａに長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の遅延ファイバを設け、遅延部１４ｂに長さＬ_Ｌｏｎｇの遅延ファイバを設ける。ここで、Ｋを整数とした場合、長さＬ_Ｌｏｎｇは、長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}のＫ倍となる。遅延部１４ａの遅延時間τ_{Ｓｈｏｒｔ}と遅延部１４ｂの遅延時間τ_Ｌｏｎｇは、数式（４５）と数式（４６）で与えられる。

数式（４５）で表された遅延部１４ａでの遅延時間τ_{Ｓｈｏｒｔ}により、データ処理装置１８ｃに入力される第１モニタリングビート信号Ｉ_{Ｓｈｏｒｔ}は数式（４７）で与えられる。また、数式（４６）で表された遅延部１４ｂでの遅延時間τ_Ｌｏｎｇにより、データ処理装置１８ｃに入力される第２モニタリングビート信号Ｉ_Ｌｏｎｇは数式（４８）で与えられる。

数式（４７）及び数式（４８）より、第１モニタリングビート信号の位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）は数式（４９）のＸ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）で、第２モニタリングビート信号の位相Ｘ_Ｌｏｎｇ（ｔ）は数式（５０）で与えられる。

図２７は、第１モニタリングビート信号の位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）の一例を示す時系列グラフである。図２７（ａ）に示すように、第１モニタリングビート信号の位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）は、時間（ｔ）に対して−πから＋πまでの値を繰り返す。位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）が−πから＋πとなる区間ごとに２πの整数倍を順次加算することにより、位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）を図２７（ｂ）に示すような断続点のない滑らかな関数として表すことができる。このようにして求められた位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）を、参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）の生成に用いる。

次に、Ｍを自然数（Ｍ＝１，２，・・・）、Ｓ_１をクロック１７のサンプリングレートとして、位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）からＭ・Ｓ_１を取る時刻を時間数列ｔ_Ｍ１として求める。ここで、サンプリングレートＳ_１は、測定信号Ｙ_ｎをサンプリングする際に必要となる十分なナイキストサンプリングレートをもつように設定しなければならない。このため、まず、測定信号Ｙ_ｎに、アンチエイリアシングフィルタ処理を施して、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理のエイリアシングを防止する。具体的には、測定信号Ｙ_ｎに対して低域通過濾波フィルタ処理を施す。

低域通過濾波フィルタの通過上限周波数は必要な測定距離に応じて決まる。測定信号Ｙ_ｎは等間隔でサンプリングしたデータであるので、低域通過濾波フィルタ処理後の測定信号Ｙ_{ｎＡｎｔｉ−ａｌｉａｓｉｎｇ１}も等間隔の離散データである。この間隔を１／Ｗ秒とする。測定信号Ｙ_ｎを時間の関数Ｙ（ｔ）とし、これが間隔０秒から間隔Ｗ／２秒の範囲の周波数成分をもち、間隔Ｗ／２秒以上の周波数成分を含まないとすると、標本化定理によって関数全体が一つに決まる。すなわち、測定信号Ｙ（ｔ）は数式（５１）で与えられる。

数式（５１）に時間数列ｔ_Ｍ１を代入することにより、測定信号Ｙ（ｔ_Ｍ１）を求めることができる。測定信号Ｙ（ｔ_Ｍ１）にＦＦＴ処理を施すことにより、時間軸を空間軸に変換し、伝搬距離に応じた各位置の反射率を算出することができる。

周波数掃引光源１から被測定光回路４内における反射点までの伝搬距離が出力光９のコヒーレント長の１／２以内であれば、数式（４９）に示される位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）を用いて測定信号Ｙ（ｔ）を補正することができる。そして、本実施形態では、位相Ｘ_Ｌｏｎｇ（ｔ）を取得することで、周波数掃引光源１から被測定光回路４内における反射点までの伝搬距離が出力光９のコヒーレント長の１／２を超えるときであっても、コヒーレント長の１／２の整数倍である場合は、測定信号Ｙ（ｔ）を小さな誤差で補正することができる。

以下、周波数掃引光源１から被測定光回路４内における反射点までの伝搬距離が出力光９のコヒーレント長の１／２のＮ倍（Ｎは整数）であるときの参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）について説明する。遅延部１４ａの遅延ファイバの長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}は出力光９のコヒーレント長となっているので、周波数掃引光源１から被測定光回路４内における反射点までの伝搬距離は、片道で延部１４ａの遅延ファイバの長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の１／２であり、往復で遅延部１４ａの遅延ファイバの長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}と等しくなる。このため、参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）は数式（５２）で表される。

図２７に示す第１モニタリングビート信号の位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）の時系列グラフからもわかるように、数式（５２）は次の数式（５３）で表すことができる。

図２８は、参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）の一例を示す時系列グラフである。Ｎが２の場合、参照信号Ｘ_２（ｔ）は、数式（５３）より、Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）＋Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ−τ_{Ｓｈｏｒｔ}）となる。第１モニタリングビート信号の位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）が曲線ｂで表される場合、遅延部１４ａの遅延時間τ_{Ｓｈｏｒｔ}だけ遅延処理をした第１モニタリングビート信号の位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ−τ_{Ｓｈｏｒｔ}）が曲線ａで表される。参照信号Ｘ_２（ｔ）は、曲線ａと曲線ｂを加算し、曲線ｃのように作り出すことができる。同様にして、Ｎが３以上の場合についても、数式（５３）より、参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）を作り出すことができる。

ここで、遅延部１４ａの遅延時間τ_{Ｓｈｏｒｔ}の誤差が存在する場合、数式（５３）を利用して参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）を作り出すと、ｎの増加に従って参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）の誤差が（Ｎ−１）回にわたり積み重なる。そこで、遅延部１４ｂの遅延時間τ_Ｌｏｎｇを用いて補正する。遅延時間τ_Ｌｏｎｇは、数式（４６）に示すとおり、遅延時間τ_{Ｓｈｏｒｔ}のＫ倍であることから、Ｋ回積み重ねられる誤差を１回の誤差に低減することができる。遅延時間τ_Ｌｏｎｇを用いると、数式（５３）は数式（５４）で表される。

ここで、Ｉｎｔ（Ｎ／Ｋ）はＮをＫで除算した商の整数部であり、Ｍｏｄ（Ｎ，Ｋ）はＮをＫで除算した商の余りである。数式（５４）を利用することで、誤差の積み重なる回数は、Ｎ回から［Ｉｎｔ（Ｎ／Ｋ）＋Ｍｏｄ（Ｎ，Ｋ）］回に低減することができる。例えば、Ｎが３２であり、Ｋが１０である場合、誤差の積み重なる回数は５回となる。そのため、周波数掃引光源１から被測定光回路４内における反射点までの伝搬距離が出力光９のコヒーレント長の１／２を超えるときであっても、遅延部１４ａの遅延ファイバの長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の１／２の整数倍であれば、補正を小さくすることができる。

Ｍを自然数（Ｍ＝１，２，・・・）、Ｓ_Ｎをクロック１７のサンプリングレートとして、数式（５４）で求めた参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）からＭ・Ｓ_Ｎを取る時刻を時間数列ｔ_ＭＮとして求める。ここで、サンプリングレートＳ_Ｎは、測定信号Ｙ_ｎをサンプリングする際に必要となる十分なナイキストサンプリングレートをもつように設定しなければならない。このため、まず、測定信号Ｙ_ｎに、アンチエイリアシングフィルタ処理を施して、ＦＦＴ処理のエイリアシングを防止する。具体的には、測定信号Ｙ_ｎに対して、数式（５５）で表される通過上限周波数をもつ低域通過濾波フィルタ処理を施せばよい。

数式（５５）においてＭａｘ［ｄＸ_ｎ（ｔ）／ｄｔ］は、遅延部１４ａの遅延ファイバの長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の１／４に対して、（２Ｎ−１）倍以上（２Ｎ＋１）倍以下のデータ全域での最大値を示す。数式（５１）の測定信号Ｙ_{ｎ Anti−aliasing１}を測定信号Ｙ_{ｎ Anti−aliasingＮ}に置き換え、時間数列ｔ_ＭＮを代入することにより、測定信号Ｙ（ｔ_ＭＮ）を求めることができる。さらに、測定信号Ｙ（ｔ_ＭＮ）にＦＦＴ処理を施すことにより、時間軸を空間軸に変換し、伝搬距離に応じた各位置の反射率を算出することができる。そして、周波数掃引光源１から被測定光回路４内における反射点までの伝搬距離が遅延部１４ａの遅延ファイバの長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の１／２にある点の近傍の測定結果の補正を最適にすることができる。

図２９は、サンプリングした測定信号ごとの補正例を示す説明図である。測定信号Ｙ_ｎは、遅延部１４ａの遅延ファイバの長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の１／２倍ごとにサンプリングされている。伝搬距離がゼロから長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の３／４倍までのときは、Ｎ＝１として、参照信号Ｘ_１（ｔ）を用いる。伝搬距離が長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の３／４倍から５／４倍までのときは、Ｎ＝２として、参照信号Ｘ_２（ｔ）を用いる。伝搬距離が遅延部１４ａの遅延ファイバの長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の（２Ｎ−１）／４倍から（２Ｎ＋１）／４倍までのときは、参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）を用いる。参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）は、数式（５３）に示すように、第１モニタリングビート信号の位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）のみを用いて表すことができる。この場合は、補正はＮ回必要になるが、補正に必要となる第１モニタリングビート信号の位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）のデータの取得は１回で済む。本実施形態では、参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）は、数式（５４）に示すように、第１モニタリングビート信号の位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）及び第２モニタリングビート信号の位相Ｘ_Ｌｏｎｇ（ｔ）を用いて表すことができる。この場合は、Ｋ回分の補正を１回に減らすことができるので、補正における誤差を減らすとともに、データ処理装置１８ｃの負荷を減らすことができる。

参照信号Ｘ_１（ｔ）、Ｘ_２（ｔ）、・・・Ｘ_Ｎ（ｔ）から時間数列ｔ_Ｍ１、ｔ_Ｍ２、・・・ｔ_ＭＮを求めるにあたり、必要となるサンプリングレートＳ_１、Ｓ_２、Ｓ_３、・・・Ｓ_Ｎは測定信号Ｙ（ｔ）をサンプリングする際のナイキストサンプリングレートに制限されている。参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）は長さＮＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の遅延ファイバを入れてビート信号から求めることに相当し、測定信号Ｙ（ｔ）は往復で（２Ｎ＋１）Ｌ_{Ｓｈｏｒｔ}／２の長さのファイバを測定することになる。このため、ナイキストサンプリングレートを満足するサンプリングレートＳ_Ｎは次の数式（５６）となる。

本実施形態に係る光リフレクトメトリ測定装置９６の動作について、図２６及び図３０を用いて説明する。図３０は、本実施形態に係る光リフレクトメトリ測定方法の一例を示すフローチャートである。本実施形態に係る光リフレクトメトリ測定方法は、光出力ステップＳ６２０と、モニタステップＳ６２１と、測定ステップＳ６２５と、補正ステップＳ６２８と、測定結果出力ステップＳ６２９を有し、光周波数を掃引される周波数掃引光源１からの出力光を測定対象としての被測定光回路４に入射し、当該測定対象における位置に対する反射率の分布を測定する。

光出力ステップＳ６２０では、光周波数を掃引された周波数掃引光源１が出力光９を出力する。

モニタステップＳ６２１では、出力光９を分岐したモニタリング光１０からモニタリングビート信号Ｉ_{Ｓｈｏｒｔ}及びＩ_Ｌｏｎｇを取得する（ステップＳ６２３、Ｓ６２４）。モニタリング光１０をモニタリング光１０ａ及び１０ｂに２分岐して第１コヒーレンスモニタ部１２ａ及び第２コヒーレンスモニタ部１２ｂに入射し、入射したモニタリング光１０ａ及び１０ｂをそれぞれ２分岐し、２分岐した分岐光の一方を、第１コヒーレンスモニタ部１２ａと第２コヒーレンスモニタ部１２ｂで互いに異なる遅延量τ_{Ｓｈｏｒｔ}とτ_Ｌｏｎｇで遅延し、分岐光の他方と遅延した分岐光の一方を合波したモニタリングビート信号Ｉ_{Ｓｈｏｒｔ}とＩ_Ｌｏｎｇを取得する。第１コヒーレンスモニタ部１２ａがステップＳ６２３を行い、第２コヒーレンスモニタ部１２ｂがステップＳ６２４を行う。ステップＳ６２３及びステップＳ６２４では、いずれを先に行ってもよいし、同時に行ってもよい。

ステップＳ６２３では、第１コヒーレンスモニタ部１２ａが、受信器１５ａが第１モニタリングビート信号Ｉ_{Ｓｈｏｒｔ}を出力し、サンプリング装置１６ａが第１モニタリングビート信号Ｉ_{Ｓｈｏｒｔ}をサンプリングし、不図示の内部メモリにサンプリングデータを記録する。そして、ステップＳ６２１では、さらに、データ処理装置１８ｃがステップＳ６２６を行う。ステップＳ６２６では、解析部１３において、データ処理装置１８ｃが、第１モニタリングビート信号Ｉ_{Ｓｈｏｒｔ}のサンプリングデータから、図２７（ｂ）に示すような断続点のない連続関数となる第１モニタリングビート信号の位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）を計算する。

ステップＳ６２４では、第２コヒーレンスモニタ部１２ｂにおいて、受信器１５ｂが第２モニタリングビート信号Ｉ_Ｌｏｎｇを出力し、サンプリング装置１６ｂが第２モニタリングビート信号Ｉ_Ｌｏｎｇをサンプリングし、不図示の内部メモリにサンプリングデータを記録する。そして、ステップＳ６２１では、さらに、データ処理装置１８ｃがステップＳ６２７を行う。ステップＳ６２７では、解析部１３において、データ処理装置１８ｃが、第２モニタリングビート信号Ｉ_Ｌｏｎｇのサンプリングデータから、図２７（ｂ）に示すような断続点のない連続関数となる第１モニタリングビート信号の位相Ｘ_Ｌｏｎｇ（ｔ）を計算する。

測定ステップＳ６２５では、出力光９を分岐した参照光３と、測定対象としての被測定光回路４から後方散乱された信号光５との干渉ビート信号を取得する。具体的には、測定部１１において、受信器６が干渉ビート信号を出力し、サンプリング装置７が干渉ビート信号をサンプリングし、不図示の内部メモリにサンプリングデータを測定信号Ｙ_ｎとして記録する。

ここで、モニタステップＳ６２１及び測定ステップとＳ６２５の順序は問わない。例えば、モニタステップＳ６２１の後に測定ステップＳ６２５を行えば、受信器６から出力された測定信号Ｙ_ｎのデータ処理を迅速に行うことができる。また、測定ステップＳ６２５の後にモニタステップＳ６２１を行えば、受信器６から測定信号Ｙ_ｎが出力された環境での参照信号Ｘ_ｎ（ｔ）で補正を行うことができる。また、測定ステップＳ６２５及びモニタステップＳ６２１を同時に行えば、測定信号Ｙ_ｎが出力された環境での参照信号Ｘ_ｎ（ｔ）を用いて測定信号Ｙ_ｎのデータ処理を迅速に行うことができる。

補正ステップＳ６２８では、データ処理装置１８ｃは、モニタステップＳ６２１で取得したモニタリングビート信号Ｉ_{Ｓｈｏｒｔ}及びＩ_Ｌｏｎｇから周波数掃引光源１での周波数掃引の非直線性及び出力光９に含まれる位相ノイズを反映する参照信号Ｘ_ｎ（ｔ）を生成し、測定ステップＳ６２５で取得した干渉ビート信号Ｙ_ｎから算出した反射率を、参照信号Ｘ_ｎ（ｔ）に基づき補正する。ここで、反射率の補正は、測定信号Ｙ_ｎの広がりを補正することで行う。測定信号Ｙ_ｎの広がりの補正は、サンプリング処理とＦＦＴ処理を含むデータ処理によって行われる。そして、反射率の補正を、サンプリング回数となるＮ回にわたり繰り返す。ここで、サンプリングは、遅延部１４ａの遅延ファイバの長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の１／２倍ごとに行われているので、信号光５の伝搬距離に応じて、遅延部１４ａの遅延ファイバの長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の１／２倍ごとに補正を繰り返す。これにより得たＮ回目のデータＦＦＴ_Ｎは記録される。

測定結果出力ステップＳ６２９では、データ処理装置１８ｃは、ＦＦＴ_１、ＦＦＴ_２、・・・ＦＦＴ_Ｎを利用して、測定光２の反射率を計算する。

図３１は、補正ステップの一例を示すフローチャートである。補正ステップＳ６２８では、参照信号算出ステップＳ６３０と、サンプリングレート算出ステップＳ６３１と、時間数列算出ステップＳ６３２と、アンチエイリアシングフィルタ処理ステップＳ６３３と、測定信号算出ステップＳ６３４と、ＦＦＴ処理ステップＳ６３５と、距離記録ステップＳ６３６を有する。ここで、参照信号算出ステップＳ６３０と、サンプリングレート算出ステップＳ６３１と、時間数列算出ステップＳ６３２の順序は問わない。

参照信号算出ステップＳ６３０では、データ処理装置１８ｃが、ステップＳ６２６で得られた第１モニタリングビート信号の位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）を数式（５３）に当てはめて参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）を計算する。ここで、データ処理装置１８ｃは、ステップＳ６２６で得られた第１モニタリングビート信号の位相Ｘ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）及びステップＳ６２７で得られた第２モニタリングビート信号の位相Ｘ_Ｌｏｎｇ（ｔ）を数式（５４）に当てはめて参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）を計算することが好ましい。

サンプリングレート算出ステップＳ６３１では、データ処理装置１８ｃは、参照信号算出ステップＳ６３０と並行して、数式（５６）を用いてサンプリングレートＳ_Ｎを計算する。そして、時間数列算出ステップＳ６３２では、参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）からＭ・Ｓ_Ｎに等しい時刻を時間数列ｔ_ＭＮとして求める。

一方、アンチエイリアシングフィルタ処理ステップＳ６３３では、ステップＳ６２５で得られたサンプリングデータＹ_ｎにつき、Ｎに対応するアンチエイリアシングフィルタを求め、このフィルタ係数を用いてサンプリングデータＹ_ｎにフィルタリング処理を行う。すなわち、サンプリングデータＹ_ｎに、Ｎに対応する数式（５５）の特性を有する通過上限周波数をもつ低域通過濾波フィルタをかける。これにより、測定信号Ｙ_{ｎ Anti−aliasing Ｎ}を得る。

そして、測定信号算出ステップＳ６３４では、時間数列算出ステップＳ６３２で求めた時間数列ｔ_ＭＮを利用して、時刻ｔ_ＭＮごとの測定信号Ｙ_{ｎ Anti−aliasingＮ}である測定信号Ｙ（ｔ_ＭＮ）を計算する。測定信号Ｙ（ｔ_ＭＮ）は、数式（５１）に測定信号Ｙ_{ｎ Anti−aliasingＮ}及び時間数列ｔ_ＭＮを代入することで算出することができる。

ＦＦＴ処理ステップＳ６３５では、算出された測定信号Ｙ（ｔ_ＭＮ）に対してＦＦＴ処理を行う。距離記録ステップＳ６３６では、ＦＦＴ処理ステップＳ６３５でＦＦＴ処理を行った測定信号Ｙ（ｔ_ＭＮ）のうち、図２６に示す周波数掃引光源１から被測定光回路４内における反射点までの伝搬距離ごとにＦＦＴ_Ｎとして記録する。Ｎ＝１のとき、図２６に示す周波数掃引光源１から被測定光回路４内における反射点までの伝搬距離が長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の０倍から３／４倍までに対応するものを、データＦＦＴ_１として記録する。Ｎ＞１のとき、図２６に示す周波数掃引光源１から被測定光回路４内における反射点までの伝搬距離が長さＬ_{Ｓｈｏｒｔ}の（２Ｎ−１）／４倍から（２Ｎ＋１）／４倍までに対応するものを、データＦＦＴ_Ｎとして記録する。

以上のように、補正ステップＳ６２８では、ステップＳ６３０、Ｓ６３１、Ｓ６３２、Ｓ６３３、Ｓ６３４、Ｓ６３５、Ｓ６３６を一連の処理を行う。そして、当該一連の処理をＮ回繰り返すことにより、データＦＦＴ_１、ＦＦＴ_２、・・・ＦＦＴ_Ｎを取得する。取得したデータＦＦＴ_１、ＦＦＴ_２、・・・ＦＦＴ_Ｎをグラフ上の横軸でつなげることによって、０から（２Ｎ＋１）Ｌ_{Ｓｈｏｒｔ}／４までの伝搬距離での測定対象における位置に対する反射率の分布を測定することができる。

以上説明したように、本実施形態では、周波数掃引光源１のコヒーレンス特性をモニタリングする第１コヒーレンスモニタ部１２ａと第２コヒーレンスモニタ部１２ｂを設け、そのモニタリングの結果に基づいて測定部１１における測定結果を補正するようにしている。すなわち、第１コヒーレンスモニタ１２ａと第２コヒーレンスモニタ部１２ｂにおいて自己遅延ホモダイン検波により周波数掃引光源１の出力する測定光のモニタリングビート信号を生じさせ、モニタリングビート信号から参照信号を生成し、生成した参照信号に基づき測定信号Ｙ_ｎをサンプリングして、得られた数列にＦＦＴ処理を施して測定結果を得られるようにしている。

このようにすることで、光源コヒーレンス長を超える伝搬距離に対しても、干渉ビート信号をＦＦＴ処理した結果が発散的に広がることを防ぐことができる。したがって、光源コヒーレンス長による制限を受けることなく、ＯＦＤＲによる測定を光源コヒーレンス長の超える伝搬距離で実施することの可能な光リフレクトメトリ測定方法及び光リフレクトメトリ測定装置を提供することができる。すなわち、ＯＦＤＲによる光源コヒーレンス長を超える伝搬距離で実施することの可能な光リフレクトメトリ測定方法及び光リフレクトメトリ測定装置を提供することが可能となる。

なお、この発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。例えば、図２６に示す解析部１３において、第１モニタリングビート信号又は第２モニタリングビート信号に乗算する手段、または、三角関数を計算する手段を利用して、参照信号Ｘ_ｎ（ｔ）を作り出し、測定信号Ｙ_ｎを補正してもよい。

また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素からいくつかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

Claims (20)

1. 
   光周波数を掃引される周波数掃引光源からの出力光を測定対象に入射してこの測定対象における反射率の伝播方向に対する分布を測定する光周波数領域リフレクトメトリ測定方法（ＯＦＤＲ）である光リフレクトメトリ測定方法において、
   
   前記出力光のコヒーレンス特性をモニタし、
   
   前記出力光と前記測定対象からの後方散乱光との干渉ビート信号を検出し、
   
   前記干渉ビート信号に基づく測定結果を前記出力光のコヒーレンス特性に基づき補正することを特徴とする光リフレクトメトリ測定方法。
   
2. 
   前記周波数掃引光源からの出力光を２分岐する光干渉計の一方の分岐路の光を遅延させ他方の分岐路の光と合波してモニタリングビート信号を生成し、
   
   このモニタリングビート信号の位相を示す参照信号を生成し、
   
   この参照信号を用いて前記干渉ビート信号の広がりを補正することを特徴とする請求項１に記載の光リフレクトメトリ測定方法。
   
3. 
   前記モニタリングビート信号の位相を示す位相関数と、この位相関数の時間軸を前記一方の分岐路の遅延量の整数倍遅延して生成した関数とを加算して前記参照信号を生成することを特徴とする請求項２に記載の光リフレクトメトリ測定方法。
   
4. 
   前記モニタリングビート信号の位相をＸ₁（ｔ）とし、前記遅延量をτcとし、次式のＸ_N（ｔ）を前記参照信号とすることを特徴とする請求項３に記載の光リフレクトメトリ測定方法。
   
   

   
5. 
   Ｘ₁（ｔ）の時間微分をＸ′₁（ｔ）とし、Ｘ_N（ｔ）の時間微分をＸ′_N（ｔ）としたとき、前記モニタリングビート信号のビート周波数が前記周波数掃引光源からの距離に対してＸ′₁（ｔ）／Ｘ′_N（ｔ）に比例することを利用して、前記ビート周波数を補正することを特徴とする請求項４に記載の光リフレクトメトリ測定方法。
   
6. 
   前記モニタリングビート信号をベースバンド化し、得られたベースバンド信号をリサンプリングして前記測定結果を補正することを特徴とする請求項５に記載の光リフレクトメトリ測定方法。
   
7. 
   測定対象における反射率の伝播方向に対する分布を光周波数領域リフレクトメトリ測定方法（ＯＦＤＲ）により測定する光リフレクトメトリ測定装置において、
   
   光周波数を掃引される周波数掃引光源と、
   
   この周波数掃引光源の出力光のコヒーレンス特性をモニタするモニタ部と、
   
   前記出力光と前記測定対象からの後方散乱光との干渉ビート信号を検出する測定部と、
   
   前記干渉ビート信号に基づく測定結果を前記出力光のコヒーレンス特性に基づき補正する解析部とを具備することを特徴とする光リフレクトメトリ測定装置。
   
8. 
   前記周波数掃引光源からの出力光を２分岐して一方の分岐路の光と他方の分岐路の光とを合波してモニタリングビート信号を生成する光干渉計と、
   
   前記一方の分岐路の光を遅延させる遅延部とを備え、
   
   前記解析部は、
   
   前記モニタリングビート信号の位相を示す参照信号を生成し、
   
   この参照信号を用いて前記干渉ビート信号の広がりを補正することを特徴とする請求項７に記載の光リフレクトメトリ測定装置。
   
9. 
   前記解析部は、前記モニタリングビート信号の位相を示す位相関数と、この位相関数の時間軸を前記一方の分岐路の遅延量の整数倍遅延して生成した関数とを加算して前記参照信号を生成することを特徴とする請求項８に記載の光リフレクトメトリ測定装置。
   
10. 
    前記解析部は、
    
    前記モニタリングビート信号の位相をＸ₁（ｔ）とし、前記遅延量をτcとし、次式のＸ_N（ｔ）を前記参照信号とすることを特徴とする請求項９に記載の光リフレクトメトリ測定装置。
    
    

    
11. 
    前記解析部は、
    
    Ｘ₁（ｔ）の時間微分をＸ′₁（ｔ）とし、Ｘ_N（ｔ）の時間微分をＸ′_N（ｔ）としたとき、前記モニタリングビート信号のビート周波数が前記周波数掃引光源からの距離に対してＸ′₁（ｔ）／Ｘ′_N（ｔ）に比例することを利用して、前記ビート周波数を補正することを特徴とする請求項１０に記載の光リフレクトメトリ測定装置。
    
12. 
    前記解析部は、
    
    前記モニタリングビート信号をベースバンド化し、得られたベースバンド信号をリサンプリングして前記測定結果を補正することを特徴とする請求項１１に記載の光リフレクトメトリ測定装置。
    
13. 
    光周波数を掃引される周波数掃引光源からの出力光を測定対象に入射してこの測定対象における反射率の伝播方向に対する分布を測定する光周波数領域リフレクトメトリ測定方法（ＯＦＤＲ）である光リフレクトメトリ測定方法において、
    
    前記出力光を分岐して得たモニタリング光から前記掃引の非直線性を反映する参照信号を生成するモニタステップと、
    
    前記出力光と前記測定対象からの後方散乱光との干渉ビート信号を一定周期でサンプリングしてサンプリングデータを得る検出ステップと、
    
    前記干渉ビート信号に基づき測定される前記反射率の分布を前記参照信号に基づき補正する補正ステップとを具備し、
    
    前記モニタステップは、
    
    前記モニタリング光を２分岐した一方の分岐光を遅延部で遅延したのち双方の分岐光を光９０度ハイブリッドに入射して自己遅延ホモダイン検波して、互いに直交する第１および第２のモニタリングビート信号を生成し、
    
    前記第１および第２のモニタリングビート信号を前記一定周期でサンプリングして得たデータのそれぞれの分散をもとに前記光９０度ハイブリッドにおける分岐部の分岐比の誤差を算出し、
    
    前記分散を用いた統計計算処理により前記光９０度ハイブリッドにおける９０度直交性の誤差を算出し、
    
    前記算出した分岐比の誤差と、９０度直交性の誤差と、前記第１および第２のモニタリングビートとを用いて前記参照信号を生成し、
    
    前記参照信号が規定値をとる時刻の数列を算出し、
    
    前記補正ステップは、
    
    前記サンプリングデータから標本化定理を用いて連続関数を生成し、
    
    前記連続関数に前記時刻の数列を代入して得た値をフーリエ変換して前記反射率の分布を補正した値を得ることを特徴とする光リフレクトメトリ測定方法。
    
14. 
    前記モニタステップは、前記モニタリング光の位相を示す位相関数と、この位相関数の時間軸を前記遅延部における遅延量の整数倍遅延して生成した関数とを加算して前記参照信号を生成することを特徴とする請求項１３に記載の光リフレクトメトリ測定方法。
    
15. 
    測定対象における反射率の伝播方向に対する分布を光周波数領域リフレクトメトリ測定方法（ＯＦＤＲ）により測定する光リフレクトメトリ測定装置において、
    
    光周波数を掃引される周波数掃引光源と、
    
    この周波数掃引光源の出力光を分岐したモニタリング光を入射されるモニタ部と、
    
    前記出力光と前記測定対象からの後方散乱光との干渉ビート信号を一定周期でサンプリングしてサンプリングデータを得る測定部と、
    
    前記干渉ビート信号に基づき測定される前記反射率の分布を前記参照信号に基づき補正する解析部とを具備し、
    
    前記モニタ部は、
    
    前記モニタリング光を２分岐する分配部と、
    
    前記分配された一方の分岐光を遅延する遅延部と、
    
    前記遅延された分岐光と前記分配された他方の分岐光とが入射され、互いに直行する第１および第２のモニタリングビート信号を生成する光９０度ハイブリッドと、
    
    前記第１および第２のモニタリングビート信号を前記一定周期でサンプリングしてサンプルデータを得るサンプリング装置とを備え、
    
    前記解析部は、
    
    前記第１および第２のモニタリングビート信号を前記一定周期でサンプリングして得たデータのそれぞれの分散をもとに前記光９０度ハイブリッドにおける分岐部の分岐比の誤差を算出し、
    
    前記分散を用いた統計計算処理により前記光９０度ハイブリッドにおける９０度直交性の誤差を算出し、
    
    前記算出した分岐比の誤差と、９０度直交性の誤差と、前記第１および第２のモニタリングビートとを用いて前記掃引の非直線性を反映する参照信号を生成し、
    
    前記参照信号が規定値をとる時刻の数列を算出し、
    
    前記サンプリングデータから標本化定理を用いて連続関数を生成し、
    
    前記連続関数に前記時刻の数列を代入して得た値をフーリエ変換して前記反射率の分布を補正した値を得ることを特徴とする光リフレクトメトリ測定装置。
    
16. 
    前記解析部は、前記モニタリング光の位相を示す位相関数と、この位相関数の時間軸を前記遅延部における遅延量の整数倍遅延して生成した関数とを加算して前記参照信号を生成することを特徴とする請求項１５に記載の光リフレクトメトリ測定装置。
    
17. 
    光周波数を掃引される周波数掃引光源からの出力光を測定対象に入射し、当該測定対象における位置に対する反射率の分布を測定する光リフレクトメトリ測定方法であって、
    
    前記出力光を分岐したモニタリング光からモニタリングビート信号を取得するモニタステップと、
    
    前記測定対象から後方散乱された信号光と前記出力光を分岐した参照光との干渉ビート信号を取得する測定ステップと、
    
    前記モニタステップで取得したモニタリングビート信号から前記掃引の非直線性及び前記周波数掃引光源の位相ノイズを反映する参照信号を生成し、前記測定ステップで取得した干渉ビート信号から算出した前記反射率の分布を、当該参照信号に基づき補正する補正ステップを具備し、
    
    前記モニタステップにおいて、
    
    前記モニタリング光を２分岐して第１コヒーレンスモニタ部及び第２コヒーレンスモニタ部に入射し、
    
    前記入射した光をそれぞれ２分岐し、
    
    前記２分岐した分岐光の一方を、前記第１コヒーレンスモニタ部と前記第２コヒーレンスモニタ部で互いに異なる遅延量で遅延し、
    
    前記分岐光の他方と前記遅延した前記分岐光の一方を合波したモニタリングビート信号を取得することを特徴とする光リフレクトメトリ測定方法。
    
18. 
    前記第１コヒーレンスモニタ部の前記遅延量をτ_{Ｓｈｏｒｔ}とし、前記第１コヒーレンスモニタ部の取得する前記モニタリングビート信号の位相をＸ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）とし、前記第２コヒーレンスモニタ部の前記遅延量をτ_Ｌｏｎｇとし、前記第２コヒーレンスモニタ部の取得する前記モニタリングビート信号の位相をＸ_Ｌｏｎｇ（ｔ）とすると、前記遅延量τ_Ｌｏｎｇは前記遅延量τ_{Ｓｈｏｒｔ}のＫ倍（Ｋは整数）であり、
    
    ＮをＫで除算した商の整数部をＩｎｔ（Ｎ／Ｋ）、ＮをＫで除算した商の余りをＭｏｄ（Ｎ，Ｋ）として、前記参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）が、次の数式で表されることを特徴とする請求項１７に記載の光リフレクトメトリ測定方法。
    
    

    
19. 
    光周波数を掃引された出力光を測定対象に入射し、当該測定対象における位置に対する反射率の分布を測定する光リフレクトメトリ測定装置であって、
    
    前記出力光を出力する周波数掃引光源と、
    
    前記周波数掃引光源からの出力光を分岐したモニタリング光からモニタリングビート信号を取得する第１コヒーレンスモニタ部及び第２コヒーレンスモニタ部と、
    
    前記測定対象から後方散乱された信号光と前記周波数掃引光源からの出力光を分岐した参照光との干渉ビート信号を取得する測定部と、
    
    前記第１コヒーレンスモニタ部及び前記第２コヒーレンスモニタ部の取得するモニタリングビート信号から前記掃引の非直線性及び前記周波数掃引光源の位相ノイズを反映する参照信号を生成し、前記測定部の取得する干渉ビート信号から算出した前記反射率の分布を当該参照信号に基づき補正する解析部と、を具備し、
    
    前記第１コヒーレンスモニタ部及び前記第２コヒーレンスモニタ部は、
    
    前記モニタリング光を２分岐する分配部と、
    
    前記分配部の分岐する分岐光の一方を、前記第１コヒーレンスモニタ部と前記第２コヒーレンスモニタ部で互いに異なる遅延量で遅延する遅延部と、
    
    前記分配部の分岐する分岐光の他方と前記遅延部の遅延する分岐光の一方とを合波したモニタリングビート信号を取得する受信器と、を備えることを特徴とする光リフレクトメトリ測定装置。
    
20. 
    前記第１コヒーレンスモニタ部における前記遅延部の生じさせる遅延量をτ_{Ｓｈｏｒｔ}とし、前記第１コヒーレンスモニタ部における前記受信器の取得するモニタリングビート信号の位相をＸ_{Ｓｈｏｒｔ}（ｔ）とし、前記第２コヒーレンスモニタ部における前記遅延部の生じさせる遅延量をτ_Ｌｏｎｇとし、前記第２コヒーレンスモニタ部における前記受信器の取得するモニタリングビート信号の位相をＸ_Ｌｏｎｇ（ｔ）とすると、前記遅延量τ_Ｌｏｎｇは前記遅延量τ_{Ｓｈｏｒｔ}のＫ倍（Ｋは整数）であり、
    
    ＮをＫで除算した商の整数部をＩｎｔ（Ｎ／Ｋ）、ＮをＫで除算した商の余りをＭｏｄ（Ｎ，Ｋ）として、前記参照信号Ｘ_Ｎ（ｔ）が、次の数式で表されることを特徴とする請求項１９に記載の光リフレクトメトリ測定装置。
    
    

    

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