JPWO2008023530A1

JPWO2008023530A1 - トランスコンダクタンスアンプ

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Publication number: JPWO2008023530A1
Application number: JP2008530837A
Authority: JP
Inventors: 祐丞相羽
Original assignee: Asahi Kasei EMD Corp
Current assignee: Asahi Kasei EMD Corp
Priority date: 2006-08-21
Filing date: 2007-07-26
Publication date: 2010-01-07
Anticipated expiration: 2027-07-26
Also published as: EP2086108A4; US20090289711A1; EP2086108B1; US7768349B2; WO2008023530A1; EP2086108A1; JP4855470B2; KR20080091357A

Abstract

本発明は、トランスコンダクタンスアンプに関し、所定の動作入力範囲全体にわたって入力電圧と出力電流との間の線形性を維持した状態で、トランスコンダクタンスをより広範囲でチューニング可能なトランスコンダクタンスアンプを提供することを目的とする。本発明の一実施形態は、ソース接地された、第１のＭＯＳトランジスタ（１１１）および第２のＭＯＳトランジスタ（１１２）から構成された差動対と、ソース端子が第１のトランジスタ（１１１）および第２のトランジスタ（１１２）のドレイン端子と各々接続されている第３のトランジスタ（１１３）および第４のトランジスタ（１１４）と、チューニング電圧およびコモン電圧を、コモン電圧とチューニング電圧との比が一定となるように出力する電圧発生回路（３００）と、入力電圧およびコモン電圧が入力され電圧ＶｉｐおよびＶｉｎを第１のトランジスタ（１１１）および第２のトランジスタ（１１２）のゲート端子に各々出力する差動対入力電圧発生回路（３２０）とを備える。第４のトランジスタ（１１４）のゲート端子は、第３のトランジスタ（１１３）のゲート端子と接続され、両端子にはチューニング電圧が入力される。

Description

本発明は、電圧を電流に変換するトランスコンダクタンスアンプに関する。

トランスコンダクタンスアンプは、入力電圧に比例した出力電流を供給する増幅器であり、一般に安定した利得を持つ。言い換えると、所定の動作入力範囲にわたり入力電圧を変化させたときに出力電流と入力電圧との比が安定している、つまり出力電流が入力電圧に関して線形である。

所定の動作入力範囲において入力電圧と出力電流との間の良好な線形性を有するトランスコンダクタンスアンプとして、例えば、図１に示されているようなソース接地されたＭＯＳトランジスタから構成された差動対を用いる方法が知られている（例えば、非特許文献１参照）。図１に示すトランスコンダクタンスアンプは、ソース接地されたＭＯＳトランジスタ１１１および１１２から構成された差動対と、ソース端子がＭＯＳトランジスタ１１１のドレイン端子と接続されているＭＯＳトランジスタ１１３と、ソース端子がＭＯＳトランジスタ１１２のドレイン端子と接続され、ゲート端子がＭＯＳトランジスタ１１３のゲート端子と接続されているＭＯＳトランジスタ１１４と、ＭＯＳトランジスタ１１３および１１４のゲート端子に入力されるチューニング電圧Ｖｃｔｒｌを出力する電圧発生回路１００と、差動対に入力される電圧ＶｉｐおよびＶｉｎを生成するためのコモン電圧Ｖｃｍを出力する電圧発生器と、入力電圧Ｖｉｎｐｕｔおよびコモン電圧Ｖｃｍが入力され、電圧ＶｉｐをＭＯＳトランジスタ１１１のゲート端子に出力し電圧ＶｉｎをＭＯＳトランジスタ１１２のゲート端子に出力する差動対入力電圧発生回路１２０とから構成されている。ここで、各ＭＯＳトランジスタの（チャネル幅とチャネル長との比である）トランジスタサイズやチューニング電圧Ｖｃｔｒｌおよびコモン電圧Ｖｃｍは、差動対を形成するＭＯＳトランジスタ１１１および１１２が三極管領域で動作するように、ＭＯＳトランジスタ１１３および１１４が飽和領域で動作するように制御されている。また、電圧ＶｉｐおよびＶｉｎは、
Ｖｉｎ＝２×Ｖｃｍ−Ｖｉｐ
の関係を満たすものである。ＶｉｐとＶｉｎとの差が、Ｖｉｎｐｕｔにより定まる。

このような構成において、Ｖｉｐ−Ｖｉｎを入力電圧としＩｐ−Ｉｎを出力電流とすると、図１に示されている回路はトランスコンダクタンスアンプとして機能する。図２には、出力電流を入力電圧で微分して得られるトランスコンダクタンスＧｍが示されている。Ｖｉｐ−Ｖｉｎ＝０の付近においてトランスコンダクタンスＧｍが一定であり、出力電流が入力電圧に比例することが分かる。入力電圧と出力電流との間の良好な線形性に加えて、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌの制御によってトランスコンダクタンスＧｍのチューニングを行うことも可能であり、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌを中レベルから小レベルおよび大レベルに変えたときのトランスコンダクタンスＧｍがそれぞれ示されている。

しかしながら、図１に示されているような従来のトランスコンダクタンスアンプにおいては、トランスコンダクタンスのチューニングを目的としてチューニング電圧Ｖｃｔｒｌを変化させたとき、トランスコンダクタンスアンプの入力電圧と出力電流との間の線形性が悪化してしまう問題がある。チューニング前（図２の例では、Ｖｃｔｒｌが中の時）にトランスコンダクタンスＧｍが一定である範囲をトランスコンダクタンスアンプ使用時の動作入力範囲と定めた場合、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌを大きくすると動作入力範囲の上限および下限付近におけるトランスコンダクタンスＧｍが減少するためトランスコンダクタンスＧｍが一定である範囲が狭くなる。したがって、入力電圧に比例した出力電流を供給することができなくなってしまう。別の観点から考えると、動作入力範囲全体にわたって入力電圧と出力電流との間の線形性を保った状態でチューニングするためには、トランスコンダクタンスをチューニングするためにチューニング電圧Ｖｃｔｒｌを変化させることのできる範囲が非常に狭いものになってしまう。

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、所定の動作入力範囲全体にわたって入力電圧と出力電流との間の線形性を維持した状態で、トランスコンダクタンスをより広範囲でチューニングすることのできるトランスコンダクタンスアンプを提供することにある。

Chun-Sup Kim, "A CMOS 4X Speed DVD Read Channel IC", IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 33, No. 8, August 1998

このような目的を達成するために、請求項１に記載の本発明は、入力電圧に比例した出力電流を供給するトランスコンダクタンスアンプであって、三極管領域で動作する、ソース接地された第１および第２のＭＯＳトランジスタから構成されている差動対と、飽和領域で動作する、ソース端子が前記第１のＭＯＳトランジスタのドレイン端子と接続されている第３のＭＯＳトランジスタと、飽和領域で動作する、ソース端子が前記第２のＭＯＳトランジスタのドレイン端子と接続され、ゲート端子が前記第３のＭＯＳトランジスタのゲート端子と接続されている第４のＭＯＳトランジスタと、前記第３および第４のＭＯＳトランジスタのゲート端子に入力されるチューニング電圧と、前記差動対に入力される第１の電圧および第２の電圧を生成するためのコモン電圧とを、前記チューニング電圧と前記コモン電圧との比が一定になるように出力する電圧発生回路と、前記コモン電圧が入力され、前記第１の電圧を前記第１のＭＯＳトランジスタのゲート端子に出力し前記第２の電圧を前記第２のＭＯＳトランジスタのゲート端子に出力する差動対入力電圧発生回路とを備え、前記第２の電圧は、２×（前記コモン電圧）−（前記第１の電圧）であり、前記入力電圧は、前記第１の電圧と前記第２の電圧との差であり、前記出力電流は、前記第１および第３のＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間を流れる第１の電流と、前記第２および第４のＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間を流れる第２の電流との差であることを特徴とする。

また、請求項２に記載の発明は、請求項１において、前記電圧発生回路は、前記チューニング電圧を出力する電圧発生器と、前記電圧発生器の出力とグランドとの間の電圧を分圧し、前記分圧された電圧を前記コモン電圧として出力する分圧手段とを備えることを特徴とする。

また、請求項３に記載の発明は、請求項２において、前記分圧手段は、前記電圧発生器の出力とグランドとの間に直列に接続された複数の抵抗を備えることを特徴とする。

また、請求項４に記載の発明は、請求項３において、前記分圧手段は、前記複数の抵抗を二分する点に入力端子の一方が接続され、他方の入力端子が出力端子と接続された演算増幅器をさらに備えることを特徴とする。

また、請求項５に記載の発明は、請求項１において、前記電圧発生回路は、前記コモン電圧を出力する電圧発生器と、前記電圧発生器の出力端子が入力端子に接続され前記チューニング電圧を出力する非反転増幅器とを備えることを特徴とする。

また、請求項６に記載の発明は、請求項５において、前記電圧発生器は、三極管領域で動作する、ソース接地された第５のＭＯＳトランジスタと、飽和領域で動作する、ソース端子が前記第５のＭＯＳトランジスタのドレイン端子と接続され、ドレイン端子が前記第５のＭＯＳトランジスタのゲート端子と接続されている第６のＭＯＳトランジスタと、前記第６のＭＯＳトランジスタのドレイン端子に電流を出力する電流源とを備え、前記第５のＭＯＳトランジスタのゲート端子は、前記電圧発生器の出力端子であり、前記第６のＭＯＳトランジスタのゲート端子は、前記非反転増幅回路の出力端子と接続されていることを特徴とする。

また、請求項７に記載の発明は、請求項６において、前記第５のＭＯＳトランジスタは、前記第１および第２のＭＯＳトランジスタと、前記第６のＭＯＳトランジスタは、前記第３および第４のＭＯＳトランジスタとカレントミラー関係を有するように構成されていることを特徴とする。

また、請求項８に記載の発明は、請求項６又は７において、前記電流源は可変であることを特徴とする。

また、請求項９に記載の発明は、請求項２乃至８のいずれかにおいて、前記電圧発生器は可変であることを特徴とする。

また、請求項１０に記載の発明は、請求項１乃至９のいずれかにおいて、前記チューニング電圧と前記コモン電圧との比は、定数αであることを特徴とする。

図１は従来のトランスコンダクタンスアンプを示す図である。図２は従来のトランスコンダクタンスアンプをチューニングしたときのトランスコンダクタンスの変化を説明する図である。図３は本発明の実施形態１に係るトランスコンダクタンスアンプを示す図である。図４はソース接地されたＭＯＳトランジスタの動作を説明する図である。図５はソース接地された２つのＭＯＳトランジスタから構成された差動対の動作を説明する図である。図６は本発明の一実施形態に係るトランスコンダクタンスアンプをチューニングしたときのトランスコンダクタンスの変化を説明する図である。図７は本発明の実施形態２に係るトランスコンダクタンスアンプを示す図である。図８は本発明の実施形態３に係るトランスコンダクタンスアンプを示す図である。図９は本発明の実施形態４に係るトランスコンダクタンスアンプを示す図である。図１０は本発明の一実施形態に係る差動対入力電圧発生回路の一実施例を示す図である。図１１は本発明の一実施形態に係る差動対入力電圧発生回路の別の実施例を示す図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。

(実施形態１)
図３は、実施形態１に係るトランスコンダクタンスアンプの回路図を示している。本実施形態に係るトランスコンダクタンスアンプは、ＭＯＳトランジスタ１１１乃至１１４に関して図１の従来のトランスコンダクタンスアンプと同一の構成であるが、電圧発生回路、コモン電圧Ｖｃｍを出力する電圧発生器、および差動対入力電圧発生回路に関して構成を異にする。具体的には、本実施形態に係るトランスコンダクタンスアンプは、ソース接地されたＭＯＳトランジスタ１１１（第１のＭＯＳトランジスタに対応）および１１２（第２のＭＯＳトランジスタに対応）から構成された差動対と、ソース端子がＭＯＳトランジスタ１１１のドレイン端子と接続されているＭＯＳトランジスタ１１３（第３のＭＯＳトランジスタに対応）と、ソース端子がＭＯＳトランジスタ１１２のドレイン端子と接続されゲート端子がＭＯＳトランジスタ１１３のゲート端子と接続されているＭＯＳトランジスタ１１４（第４のＭＯＳトランジスタに対応）と、ＭＯＳトランジスタ１１３および１１４のゲート端子に入力されるチューニング電圧Ｖｃｔｒｌ、ならびに差動対に入力される電圧Ｖｉｐ（第１の電圧に対応）およびＶｉｎ（第２の電圧に対応）を生成するためのコモン電圧Ｖｃｍを出力する電圧発生回路３００と、入力端子ＩＮＰＵＴから入力される入力電圧Ｖｉｎｐｕｔおよびコモン電圧Ｖｃｍが入力され、電圧ＶｉｐをＭＯＳトランジスタ１１１のゲート端子に出力し電圧ＶｉｎをＭＯＳトランジスタ１１２のゲート端子に出力する差動対入力電圧発生回路３２０とを備える。ここで、各ＭＯＳトランジスタのトランジスタサイズやチューニング電圧Ｖｃｔｒｌおよびコモン電圧Ｖｃｍは、差動対を形成するＭＯＳトランジスタ１１１および１１２が三極管領域で動作するように、ＭＯＳトランジスタ１１３および１１４が飽和領域で動作するように制御されている。

差動対入力電圧発生回路３２０は、たとえば図１０に示す構成とすることができる。電圧Ｖｉｐと電圧Ｖｉｎとの差（トランスコンダクタンスアンプの入力）と実質的に等価である入力電圧Ｖｉｎｐｕｔと、コモン電圧Ｖｃｍとが入力され、差動対に入力される電圧ＶｉｐとＶｉｎが出力される。

入力電圧Ｖｉｎｐｕｔは、シングル差動変換回路３３０を経て差動信号Ｖｉｎｐｕｔｐ、Ｖｉｎｐｕｔｎとなり、抵抗Ｒｈｐ１、Ｒｈｐ２と容量Ｃｈｐ１、Ｃｈｐ２とから構成されるＨＰＦ（ハイパスフィルタ）により、それぞれの信号の基準電位をコモン電圧Ｖｃｍに直したあと、ＭＯＳトランジスタ１１１および１１２のゲート端子に出力される。シングル差動変換回路３３０を用いず直接、差動信号であるＶｉｎｐｕｔｐ、Ｖｉｎｐｕｔｎを元に差動対へ入力される電圧を発生させてももちろん良い。

また図１１は、差動対入力電圧発生回路３２０の別の実施例を示している。電圧Ｖｉｐと電圧Ｖｉｎとの差（トランスコンダクタンスアンプの入力）と実質的に等価である入力電圧Ｖｉｎｐｕｔと、コモン電圧Ｖｃｍとが入力され、差動対に入力される電圧ＶｉｐとＶｉｎが出力される。入力電圧Ｖｉｎｐｕｔは、シングル差動変換回路３３０を経て差動信号Ｖｉｎｐｕｔｐ、Ｖｉｎｐｕｔｎとなり、レベルシフト回路３３１および３３２によりそれぞれの信号の基準電位をコモン電圧Ｖｃｍに直したあと、ＭＯＳトランジスタ１１１および１１２のゲート端子に出力される。シングル差動変換回路３３０を用いず直接、差動信号であるＶｉｎｐｕｔｐ、Ｖｉｎｐｕｔｎを元に差動対へ入力される電圧を発生させてももちろん良い。差動対入力電圧発生回路３２０は、上記二つの実施例のみに限定されるわけではないことを付け加えておく。

このような構成において、ＭＯＳトランジスタ１１１、１１２の各ゲート端子に発生する電圧Ｖｉｐ、Ｖｉｎの差Ｖｉｐ−Ｖｉｎを入力電圧とし、ＭＯＳトランジスタ１１３、１１４の各ドレイン端子ＯＰ、ＯＮに流れる電流Ｉｐ、Ｉｎの差Ｉｐ−Ｉｎを出力電流とすると、図３に示されている回路はトランスコンダクタンスアンプとして機能する。

本実施形態は、電圧発生回路３００が、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌの出力に加えて、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌと一定の関係を有するようにコモン電圧Ｖｃｍも出力している点において従来の図１に示すようなトランスコンダクタンスアンプと異なる。以下で、まずＭＯＳトランジスタ１１１および１１３に注目して電圧Ｖｉｐとチューニング電圧Ｖｃｔｒｌとの関係を説明する。ついで、ＭＯＳトランジスタ１１２および１１４の動作と合わせて、本実施形態に係るトランスコンダクタンスアンプ全体の動作を説明する。

図４は、電圧Ｖｉｐに対する電流Ｉｐの値と、電流Ｉｐを電圧Ｖｉｐで微分した値、すなわちＭＯＳトランジスタ１１１のトランスコンダクタンスＧｍｐとを示している。電圧Ｖｉｐが０ＶからＭＯＳトランジスタ１１１のスレショルド電圧Ｖｔｈ１までの領域では、電流Ｉｐは０である（遮断領域）。ＭＯＳトランジスタ１１１のドレイン電圧をＶｄｐと表すと、電圧ＶｉｐがＶｔｈ１＜Ｖｉｐ＜Ｖｄｐ＋Ｖｔｈ１となる領域では、ＭＯＳトランジスタ１１１は飽和領域で動作し、その電流Ｉｐは数式（１）を満たす。

ここで、ｋ１はトランジスタサイズと製造プロセスに依存する係数である。さらに、電圧ＶｉｐがＶｉｐ＞Ｖｄｐ＋Ｖｔｈ１となる領域では、ＭＯＳトランジスタ１１１は三極管領域で動作し、その電流Ｉｐは次式で表される。

飽和領域と三極管領域との境界における電圧Ｖｉｐを境界電圧Ｖｔｒ１とすると、

である。

ところで、ドレイン電圧Ｖｄｐは、飽和領域で動作しているＭＯＳトランジスタ１１３に注目すると数式（４）に示す関係を満たし、数式（４）は、数式（５）のように変形することができる。

ここで、ｋ３はトランジスタサイズと製造プロセスに依存する係数であり、Ｖｔｈ３はＭＯＳトランジスタ１１３のスレショルド電圧である。数式（５）を数式（３）に代入することで、

を得る。ここで、Ｖｉｐ＝Ｖｔｒ１となる点では電流Ｉｐは数式（１）で表すことができることに注意すると、数式（１）を数式（６）に代入して次式を得る。

ここで

なる定数α、βを定義すると、境界電圧Ｖｔｒ１とチューニング電圧Ｖｃｔｒｌとの関係式

を得ることができる。定数α、βは、トランジスタサイズと製造プロセスに依存する定数である。

次に、本実施形態に係るトランスコンダクタンスアンプ全体の動作を、図５を参照して説明する。

図５には、トランスコンダクタンスＧｍｐに加え、電流Ｉｎを電圧Ｖｉｎで微分したトランスコンダクタンスＧｍｎがＶｉｐの関数として点線で示されている。トランスコンダクタンスＧｍｎは、トランスコンダクタンスＧｍｐをコモン電圧Ｖｃｍで折り返したようになっている。ＭＯＳトランジスタ１１２および１１４を、それぞれＭＯＳトランジスタ１１１および１１３と同じ動作特性を有するものとし、ＶｉｐとＶｉｎの関係を考慮することで、図示されるようなトランスコンダクタンスＧｍｎを得ることができる。ここでコモン電圧Ｖｃｍは、ＭＯＳトランジスタ１１１および１１２を両方とも三極管領域で動作させるために、Ｖｔｒ１＜Ｖｃｍとなるよう設定されている必要があることに留意されたい。

ＭＯＳトランジスタ１１１および１１２で形成される差動対全体のトランスコンダクタンスＧｍは、Ｖｉｐ−Ｖｉｎを入力電圧としＩｐ−Ｉｎを出力電流とするとＧｍｐとＧｍｎの和で与えられる。したがって、図５に示すように、差動対全体のトランスコンダクタンスＧｍは、コモン電圧Ｖｃｍを中心に±（Ｖｃｍ−Ｖｔｒ１）の範囲内で安定した値を持ち、ほぼ一定となる。

本実施形態に係るトランスコンダクタンスアンプにおいては、トランスコンダクタンスのチューニングの際に、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌだけでなくコモン電圧Ｖｃｍもコントロールすることを特徴としている。具体的には、コモン電圧は、電圧発生回路３００において、チューニング電圧との比が定数となるように調整される。数式（９）からＶｃｍ−Ｖｔｒ１を計算すると次式のように表現することができる。

数式（１０）から、コモン電圧Ｖｃｍとチューニング電圧Ｖｃｔｒｌとの比を定数αに近い適切な定数に選ぶと、Ｖｃｍ−Ｖｔｒ１に対するチューニング電圧Ｖｃｔｒｌの影響を低減することができることが見出される。すなわち、たとえトランスコンダクタンスのチューニング目的でチューニング電圧Ｖｃｔｒｌを変化させたとしても、チューニング前に定められた動作入力範囲全体にわたって入力電圧と出力電流との間の線形性を保つことができる。

特に、

を満たすように電圧発生回路３００が調整されると、数式（１１）を数式（１０）に代入して

が得られる。つまり、図６に示されているように、チューニング電圧ＶｃｔｒｌのＶｃｍ−Ｖｔｒ１に対する影響を排除することができ、したがって所定の動作入力範囲全体において入力電圧と出力電流との間の線形性を保ちつつ、トランスコンダクタンスのチューニングのためにチューニング電圧Ｖｃｔｒｌを大きく変化させることができる。

ここで定数αは、数式（８）で示されているようにｋ１とｋ３との比により一意に決定される。ｋ１、ｋ３は前述のとおり、トランジスタサイズと製造プロセスに依存する係数であり、その両者の積で表される。ＭＯＳトランジスタ１１１と１１３におけるサイズの比は、同一チップ上に形成することを考えると、製造プロセス変動の影響をほとんど受けずほぼ一定である。また、製造プロセスに依存する係数の比も、同一種類のトランジスタを使用し同一チップ上に形成することを考えると、製造プロセス変動の影響をほとんど受けずほぼ一定である。また動作温度条件によらない。したがって、ｋ１とｋ３との比は製造プロセス変動や動作温度条件によって変動しない安定した数値になるため、電圧発生回路３００で調整される定数αは、製造プロセス変動や動作温度条件によって変更を迫られるようなことのない、安定した定数であることがわかる。

以上説明してきたように、本発明に係るトランスコンダクタンスアンプは、トランスコンダクタンスのチューニングの際に、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌだけでなくコモン電圧Ｖｃｍもコントロールすることを特徴とする。より具体的には、コモン電圧Ｖｃｍとチューニング電圧Ｖｃｔｒｌとの比が一定となるように電圧発生回路を構成していることを特徴とする。それによって、Ｖｃｍ−Ｖｔｒ１に対するチューニング電圧Ｖｃｔｒｌの影響を低減し、より広い範囲でトランスコンダクタンスをチューニング可能なトランスコンダクタンスアンプを提供することができる。

特に、コモン電圧Ｖｃｍとチューニング電圧Ｖｃｔｒｌとの比が定数αとなるように電圧発生回路を構成することにより、Ｖｃｍ−Ｖｔｒ１に対するチューニング電圧Ｖｃｔｒｌの影響を排除し、極めて広い範囲でチューニング可能なトランスコンダクタンスアンプを提供することができる。

(実施形態２)
図７は、実施形態２に係るトランスコンダクタンスアンプの回路図を示している。本実施形態は、実施形態１の電圧発生回路３００の構成を特定したものであり、その他の構成は同一である。すなわち、本実施形態に係る電圧発生回路３００は、電圧発生器３０２と、電圧発生器３０２の出力とグランドとの間に直列に接続された抵抗Ｒ０およびＲ１と、抵抗Ｒ０とＲ１との間に入力端子の一方が接続され、他方の入力端子が出力端子と接続された演算増幅器３０１とを備える。抵抗Ｒ０およびＲ１は、チップ上に形成されるポリシリコンからなる抵抗体だけに限られることはなく、例えば金属配線や三極管領域で動作させたＭＯＳトランジスタなどでも良い。チューニング電圧Ｖｃｔｒｌは電圧発生器３０２からの出力であり、コモン電圧Ｖｃｍは演算増幅器３０１の出力である。電圧発生器３０２の出力電圧を所望の値にすることにより、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌ及びコモン電圧Ｖｃｍを所望の値にすることができる。ここで、電圧発生器３０２の出力電圧を可変としても良いし、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌ及びコモン電圧Ｖｃｍが所望の値となるように設定した後にその出力電圧の値を固定としても良い。

このような構成を有するトランスコンダクタンスアンプは、抵抗Ｒ０と抵抗Ｒ１との抵抗比が定数であることを特徴とし、コモン電圧Ｖｃｍとチューニング電圧Ｖｃｔｒｌとの比が一定となるように電圧発生回路３００が構成されている。コモン電圧Ｖｃｍとチューニング電圧Ｖｃｔｒｌとの比を定数αに近い適切な定数に選ぶと、数式（１０）に示した関係によりＶｃｍ−Ｖｔｒ１に対するチューニング電圧Ｖｃｔｒｌの影響を低減することができるため、より広い範囲でトランスコンダクタンスをチューニングすることができるトランスコンダクタンスアンプを提供することが可能となる。特に、抵抗Ｒ０と抵抗Ｒ１との抵抗比を（１―α）：αとすることによって、コモン電圧Ｖｃｍとチューニング電圧Ｖｃｔｒｌとの電圧比を定数αにすることができる。それによって、Ｖｃｍ−Ｖｔｒ１に対するチューニング電圧Ｖｃｔｒｌの影響を排除し、極めて広い範囲でトランスコンダクタンスをチューニングすることができるトランスコンダクタンスアンプを提供することが可能となる。

なお、本実施形態では、２つの抵抗および１つの演算増幅器（ボルテージホロア）により分圧を行い、分圧された電圧をコモン電圧Ｖｃｍとして出力しているが、電圧発生器の出力とグランドとの間の電圧を分圧し、分圧された電圧をコモン電圧Ｖｃｍとして出力する分圧手段は、これらに限定されるものではないことに留意されたい。分圧手段は、電圧発生器の出力とグランドとの間に直列に接続された複数の抵抗と、複数の抵抗を二分する点に入力端子の一方が接続され、他方の入力端子が出力端子と接続された演算増幅器とを備える手段とすることができる。また、演算増幅器を備えずに、抵抗分圧された電圧をコモン電圧Ｖｃｍとしてもよい。

（実施形態３）
図８は、実施形態３に係るトランスコンダクタンスアンプの回路図を示している。本実施形態は、実施形態１の電圧発生回路３００の構成を特定したものであり、その他の構成は同一である。すなわち、電圧発生回路３００は、電圧発生器３０４と、電圧発生器３０４の出力端子が入力端子に接続された非反転増幅器とを備える。非反転増幅器は、演算増幅器３０３、抵抗Ｒ０および抵抗Ｒ１から構成されている。抵抗Ｒ０およびＲ１は、チップ上に形成されるポリシリコンからなる抵抗体だけに限られることはなく、例えば金属配線や三極管領域で動作させたＭＯＳトランジスタなどでも良い。チューニング電圧Ｖｃｔｒｌは非反転増幅器からの出力であり、コモン電圧Ｖｃｍは電圧発生器３０４からの出力である。電圧発生器３０４の出力電圧を所望の値にすることにより、コモン電圧Ｖｃｍ及びチューニング電圧Ｖｃｔｒｌを所望の値にすることができる。ここで、電圧発生器３０４の出力電圧を可変としても良いし、コモン電圧Ｖｃｍ及びチューニング電圧Ｖｃｔｒｌが所望の値となるように設定した後にその出力電圧の値を固定としても良い。

このような構成を有するトランスコンダクタンスアンプは、抵抗Ｒ０と抵抗Ｒ１との抵抗比が定数であることを特徴とし、コモン電圧Ｖｃｍとチューニング電圧Ｖｃｔｒｌとの比が一定となるように電圧発生回路３００が構成されている。コモン電圧Ｖｃｍとチューニング電圧Ｖｃｔｒｌとの比を定数αに近い適切な定数に選ぶと、数式（１０）に示した関係によりＶｃｍ−Ｖｔｒ１に対するチューニング電圧Ｖｃｔｒｌの影響を低減することができるため、より広い範囲でトランスコンダクタンスをチューニングすることができるトランスコンダクタンスアンプを提供することが可能となる。特に、抵抗Ｒ０とＲ１との抵抗比を（１―α）：αとすることによって、コモン電圧Ｖｃｍとチューニング電圧Ｖｃｔｒｌとの電圧比を定数αにすることができる。それによって、Ｖｃｍ−Ｖｔｒ１に対するチューニング電圧Ｖｃｔｒｌの影響を排除し、極めて広い範囲でトランスコンダクタンスをチューニングすることができるトランスコンダクタンスアンプを提供することが可能となる。

（実施形態４）
図９は実施形態４に係るトランスコンダクタンスアンプの回路図を示している。本実施形態は、図８の電圧発生器３０４を図９の電圧発生器３０６で代替した点を除いて実施形態３と同一の構成である。本実施形態に係る電圧発生回路３００は、電圧発生器３０６と、電圧発生器３０６の出力端子が入力端子に接続された非反転増幅器とを備え、電圧発生器３０６は、ソース接地されたＭＯＳトランジスタ３１５（第５のＭＯＳトランジスタに対応）と、ソース端子がＭＯＳトランジスタ３１５のドレイン端子と接続され、ドレイン端子がＭＯＳトランジスタ３１５のゲート端子と接続されているＭＯＳトランジスタ３１６（第６のＭＯＳトランジスタに対応）と、ＭＯＳトランジスタ３１６のドレイン端子に電流を出力する電流源３０５とを備え、ＭＯＳトランジスタ３１５のゲート端子が電圧発生器３０６の出力端子であり、ＭＯＳトランジスタ３１６のゲート端子が非反転増幅回路の出力端子と接続されていることを特徴とする。チューニング電圧Ｖｃｔｒｌは非反転増幅器からの出力であり、コモン電圧Ｖｃｍは電圧発生器３０６からの出力である。電流源３０５の出力電流を所望の値にすることにより、電圧発生器３０６の出力を所望の値にし、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌ及びコモン電圧Ｖｃｍを所望の値にすることができる。ここで、電流源３０５の出力電流を可変としても良いし、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌ及びコモン電圧Ｖｃｍが所望の値となるように電流源３０５の出力電流を設定した後にその出力電流の値を固定としても良い。

ＭＯＳトランジスタ３１５および３１６は、ＭＯＳトランジスタ１１１および１１３、ならびにＭＯＳトランジスタ１１２および１１４とそれぞれカレントミラー関係を有するようなトランジスタサイズにすることができる。例えば、カレントミラー比をγとし固定電流源３０５の電流をＩｃとすると、Ｖｉｐ＝Ｖｉｎ＝ＶｃｍのときにＩｐ=γ×Ｉｃ、Ｉｎ＝γ×Ｉｃとなるように、ＭＯＳトランジスタ３１５および３１６を構成することができる。

このような構成を有するトランスコンダクタンスアンプは、実施形態３に係るトランスコンダクタンスアンプと同様に、抵抗Ｒ０と抵抗Ｒ１との抵抗比が定数であることを特徴とし、コモン電圧Ｖｃｍとチューニング電圧Ｖｃｔｒｌとの比が一定となるように電圧発生回路３００が構成されている。コモン電圧Ｖｃｍとチューニング電圧Ｖｃｔｒｌとの比を定数αに近い適切な定数に選ぶと、数式（１０）に示した関係によりＶｃｍ−Ｖｔｒ１に対するチューニング電圧Ｖｃｔｒｌの影響を低減することができるため、より広い範囲でトランスコンダクタンスをチューニング可能なトランスコンダクタンスアンプを提供することができる。特に、抵抗Ｒ０とＲ１との抵抗比を（１―α）：αとすることによって、ＶｃｍとＶｃｔｒｌとの電圧比を定数αにすることができる。それによって、Ｖｃｍ−Ｖｔｒ１に対するチューニング電圧Ｖｃｔｒｌの影響を排除し、極めて広い範囲でトランスコンダクタンスをチューニングすることができるトランスコンダクタンスアンプを提供することが可能となる。

加えて、本実施形態に係るトランスコンダクタンスアンプは、差動対を形成するＭＯＳトランジスタ１１１および１１２を流れる電流ＩｐおよびＩｎを、電流源３０５により直接カレントミラー比で決定することができるという特徴を有する。

Claims

入力電圧に比例した出力電流を供給するトランスコンダクタンスアンプであって、
三極管領域で動作する、ソース接地された第１および第２のＭＯＳトランジスタから構成されている差動対と、
飽和領域で動作する、ソース端子が前記第１のＭＯＳトランジスタのドレイン端子と接続されている第３のＭＯＳトランジスタと、
飽和領域で動作する、ソース端子が前記第２のＭＯＳトランジスタのドレイン端子と接続され、ゲート端子が前記第３のＭＯＳトランジスタのゲート端子と接続されている第４のＭＯＳトランジスタと、
前記第３および第４のＭＯＳトランジスタのゲート端子に入力されるチューニング電圧と、前記差動対に入力される第１の電圧および第２の電圧を生成するためのコモン電圧とを、前記チューニング電圧と前記コモン電圧との比が一定になるように出力する電圧発生回路と、
前記コモン電圧が入力され、前記第１の電圧を前記第１のＭＯＳトランジスタのゲート端子に出力し前記第２の電圧を前記第２のＭＯＳトランジスタのゲート端子に出力する差動対入力電圧発生回路と
を備え、
前記第２の電圧は、２×（前記コモン電圧）−（前記第１の電圧）であり、
前記入力電圧は、前記第１の電圧と前記第２の電圧との差であり、
前記出力電流は、前記第１および第３のＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間を流れる第１の電流と、前記第２および第４のＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間を流れる第２の電流との差であることを特徴とするトランスコンダクタンスアンプ。
前記電圧発生回路は、
前記チューニング電圧を出力する電圧発生器と、
前記電圧発生器の出力とグランドとの間の電圧を分圧し、前記分圧された電圧を前記コモン電圧として出力する分圧手段と
を備えることを特徴とする請求１に記載のトランスコンダクタンスアンプ。
前記分圧手段は、
前記電圧発生器の出力とグランドとの間に直列に接続された複数の抵抗
を備えることを特徴とする請求項２に記載のトランスコンダクタンスアンプ。
前記分圧手段は、
前記複数の抵抗を二分する点に入力端子の一方が接続され、他方の入力端子が出力端子と接続された演算増幅器
をさらに備えることを特徴とする請求項３に記載のトランスコンダクタンスアンプ。
前記電圧発生回路は、
前記コモン電圧を出力する電圧発生器と、
前記電圧発生器の出力端子が入力端子に接続され前記チューニング電圧を出力する非反転増幅器と
を備えることを特徴とする請求項１に記載のトランスコンダクタンスアンプ。
前記電圧発生器は、
三極管領域で動作する、ソース接地された第５のＭＯＳトランジスタと、
飽和領域で動作する、ソース端子が前記第５のＭＯＳトランジスタのドレイン端子と接続され、ドレイン端子が前記第５のＭＯＳトランジスタのゲート端子と接続されている第６のＭＯＳトランジスタと、
前記第６のＭＯＳトランジスタのドレイン端子に電流を出力する電流源と
を備え、
前記第５のＭＯＳトランジスタのゲート端子は、前記電圧発生器の出力端子であり、
前記第６のＭＯＳトランジスタのゲート端子は、前記非反転増幅回路の出力端子と接続されていることを特徴とする請求項５に記載のトランスコンダクタンスアンプ。
前記第５のＭＯＳトランジスタは、前記第１および第２のＭＯＳトランジスタと、前記第６のＭＯＳトランジスタは、前記第３および第４のＭＯＳトランジスタとカレントミラー関係を有するように構成されていることを特徴とする請求項６に記載のトランスコンダクタンスアンプ。
前記電流源は可変であることを特徴とする請求項６又は７に記載のトランスコンダクタンスアンプ。
前記電圧発生器は可変であることを特徴とする請求項２乃至８のいずれかに記載のトランスコンダクタンスアンプ。
前記チューニング電圧と前記コモン電圧との比は、定数αであることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載のトランスコンダクタンスアンプ。