JP3953009B2 - トランスコンダクタンス調整回路 - Google Patents

Description

本発明は、ＲＣ型１次フィルタの周波数特性を制御するトランスコンダクタンス調整回路に関する。

従来より光ディスク装置などでは、光ピックアップから出力されたアナログ信号をハイパスフィルタとローパスフィルタを組み合わせてイコライズすることにより波形整形が行なわれ、その後デジタル信号化される。そのためのフィルタとして従来より例えば図５に示すような回路が用いられている。

図５にて、ＲＣ型１次フィルタ（以降単にフィルタと称することもある）５０は、入力差動対をＮチャネルのトランジスタＮ１とＮ２で形成し、ＮチャネルのトランジスタＮ３とＮ４をそのバイアス源として駆動される。トランジスタＮ１とＮ２のソース端子間にはキャパシタンスＣ１が接続されていて、これらトランジスタＮ１とＮ２のソース端子を差動出力とすることで、これらソース端子のインピーダンス（即ちトランスコンダクタンスｇｍの逆数）とキャパシタンスＣ１で所謂ＲＣ型の１次ローパスフィルタを構成する。

更にトランジスタＮ１とＮ２のドレイン端子には、これらトランジスタＮ１とＮ２と同じＷ／Ｌサイズを持つＮチャネルのトランジスタＮ５とＮ６をゲートとドレイン端子を短絡した負荷として接続し、その各々の負荷（トランジスタＮ１とＮ２のドレイン端子）から差動出力を取り出すことでＲＣ型の１次のハイパスフィルタを構成することができる。

上記のような構成のフィルタ５０では、トランジスタＮ３、Ｎ４のドレイン電流が安定していないと、トランスコンダクタンスｇｍが安定せず、そのためトランジスタＮ１とＮ２のソース端子のインピーダンスが不安定にとなって、フィルタの周波数特性が不安定となってしまう。このため、トランジスタＮ３、Ｎ４のドレイン電流の安定化が極めて重要なことになる。また、一方では、上記フィルタのカットオフ周波数を可変する場合はトランジスタＮ３、Ｎ４のドレイン電流を制御することでトランスコンダクタンスｇｍを変化させて所望のカットオフ周波数を設定できる。

したがって、上記のようなフィルタ５０はハイパスフィルタとローパスフィルタのいずれにも使用でき、しかもそのカットオフ周波数をトランジスタＮ３、Ｎ４のドレイン電流を制御することで変更できる。また、再生倍速を変化させた場合に波形整形回路の周波数特性を再生倍速に応じて変化させなければならないが、その場合もトランジスタＮ３、Ｎ４のドレイン電流を変化させて対応することができるため、前述した光ピックアップからのアナログ信号の波形整形回路に用いるのに極めて好都合である。

しかし、上記図５に示したフィルタ５０はトランスコンダクタンスｇｍを設定値どおりに一定にさせることが極めて重要で、その条件を満たすバイアスがトランジスタＮ３とＮ４に必要となるため、このバイアスを供給するトランスコンダクタンス調整回路（ｇｍ調整回路）と組み合わせて用いられ、図６はその場合の例を示した回路図である。

図６にて、ｇｍ調整回路６０は、ＰチャネルのトランジスタＰ１〜Ｐ４と、ＮチャネルのトランジスタＮ７〜Ｎ１０と、トランジスタＮ８のソース抵抗である抵抗Ｒ１を有して構成されている。但し、トランジスタＮ８は同じＷ／Ｌサイズの複数のトランジスタが並列に接続されて形成され、トランジスタＮ７とＮ８およびトランジスタＰ１とＰ２はそれぞれカレントミラーを構成している。

トランジスタＮ７のドレイン側には同じＷ／ＬサイズのトランジスタＮ９がカスケード接続され、トランジスタＮ８のドレイン側には同じＷ／ＬサイズのトランジスタＮ１０がカスケード接続されてトランジスタＮ７、Ｎ８のドレイン電位を同等としている。同様に、トランジスタＰ１のソース側には同じＷ／ＬサイズのトランジスタＰ３がカスケード接続され、トランジスタＰ２のソース側には同じＷ／ＬサイズのトランジスタＰ４がカスケード接続されて、トランジスタＰ１、Ｐ２のドレイン電位を同等としている。

また、トランジスタＮ７とトランジスタＰ１、Ｐ２は同じＷ／Ｌのサイズで、トランジスタＮ８を形成する書くトランジスタのＷ／Ｌサイズは同じだが、複数個並列に接続することによりＷ／ＬサイズをＫ倍としている。

ここで、トランジスタＮ１０とトランジスタＰ４のドレイン電流をＩｏｕｔとすると、トランジスタＰ１とＰ２のカレントミラーとトランジスタＰ３とＰ４のカレントミラーにより同じ電流ＩｏｕｔがトランジスタＮ９とトランジスタＰ３のドレイン端子に流れ、それは式（１）のように表される。

ここでμｎはＮチャネルトランジスタの移動度、Ｃｏｘは単位面積あたりのゲート容量を示す。ここでトランジスタＮ７に生じるトランスコンダクタンスｇｍ１は式（２）のように表される。

これにより、式（１）のＩｏｕｔを式（２）に代入すると式（３）のようになる。

この式（３）から、トランジスタＮ７のトランスコンダクタンスｇｍ１が電源電圧ＶＤＤに関係がないため、電源電圧の変動に依らず一定で、また、抵抗Ｒ１を回路の外付けの外部抵抗とすることで、回路の温度の影響を受けずに一定となることが分かる。

図６のフィルタ５０のｇｍ調整回路６０において、上記式（３）で得られるｇｍ１をもつトランジスタＮ７のゲート端子と、フィルタ５０のバイアス源であるトランジスタＮ３とＮ４のゲート端子を接続すると共に、トランジスタＮ３とＮ４のＷ／ＬサイズをトランジスタＮ７と同等とすることで、トランジスタＮ３とＮ４は式（３）と同様なｇｍ１を得ることができる。即ちトランジスタＮ３とトランジスタＮ４がトランジスタＮ７とカレントミラーを構成しているので、トランジスタＮ３とＮ４の出力電流（ドレイン電流）は式（３）で示されるＩｏｕｔと同等となる。

従って、フィルタ５０のローパスフィルタとしての出力端であるソース端子のインピーダンス（１／ｇｍ）をもつトランジスタＮ１、Ｎ２および、ハイパスフィルタとしての出力端であるトランジスタＮ５、Ｎ６についてもトランジスタＮ７と同等のＬ／Ｗサイズとすれば、式（３）と同様なｇｍ１を得て一定のソース端子インピーダンスを表すことができ、電源電圧変動および環境温度に対して安定な周波数特性を実現できる。

このＲＣ型１次フィルタ５０を使用するアプリケーションでは前述したように周波数特性を常にコントロールしながら用いることが多いので、フィルタ５０の周波数を調整できるような機能を追加したい。その調整法は図６で示される回路において、式（３）で抵抗Ｒ１またはトランジスタＮ８の並列接続数Ｋを可変とする方法、または、フィルタ５０を構成する各トランジスタの並列接続数を可変とする方法が挙げられる。

抵抗Ｒ１可変とする方法では、一般にＲ１を外付け素子として切り替え機能を追加することによって、基盤上での制御機能を追加したり部品を増やしたりするため、基盤コストへの影響を考慮するとＲ１は固定値として扱うことが望ましい。そこでトランジスタＮ８を形成するトランジスタの並列接続数Ｋを切り替える手法を例とした方法について図７に示す。

図７では、一般的に周波数の切り替えはロジックコマンドで行われるので、周波数の可変範囲とその範囲内の調整粗さによってビット数が与えられ、Ｋ個のトランジスタＮ７で形成されるトランジスタ８に、Ｋ個のトランジスタ７（Ｎ１１で示す）、２Ｋ個のトランジスタ７（Ｎ１２で示す）、４Ｋ個のトランジスタ７（Ｎ１２で示す）というようにスイッチＳＷで接続される構成が必要で、６ビット制御であれば、６４Ｋ個のトランジスタ７が並列接続されてトランジスタ８を形成することが必要になる。そして、スイッチＳＷをオンオフし、トランジスタＮ８のＷ／Ｌサイズを変えることにより、フィルタ５０のトランジスタＮ３とＮ４のバイアス電流を変えて、所望のカットオフ周波数を設定できる。

図８は従来のｇｍ調整回路の他の例を示した回路図である。これは一定のトランスコンダクタンスｇｍを提供するｇｍ調整回路である。本例のｇｍ調整回路６２は、可変ｇｍの電圧電流変換アンプ（ｇｍアンプ）６２２と、通常の電圧電流変換アンプ６２４と、これら電圧電流変換アンプ６２２と電圧電流変換アンプ６２４との間を接続するノードに接続されるキャパシタンスＣｅｘｔと抵抗Ｒｅｘｔとを有して構成され、電圧電流変換アンプ６２４の出力Ｉｏｕｔは可変ｇｍの電圧電流変換アンプ６２２にフィードバックされている（特許文献１参照）。

電圧電流変換アンプ６２２の入力間にＶａ１なるＤＣ電圧を与えると、電圧電流変換アンプ６２２はｇｍ０・Ｖａ１なる電流を出力する。その出力電流ｇｍ０・Ｖａ１は抵抗Ｒｅｘｔによって電圧に変換され、その電圧ｇｍ０・Ｖａ１・ＲｅｘｔとＶａ２なるＤＣ電圧が電圧電流変換アンプ６２４に入力され、これら電圧の差分に対応する電流Ｉｃｎｔが出力される。この電流Ｉｃｎｔは電圧電流変換アンプ６２２にフィードバックされ、そのｇｍ０の値をｇｍ０・Ｖａ１・Ｒｅｘｔ＝Ｖａ２となるように変化させる。ここで得られるｇｍアンプのｇｍ０は式（４）に示すように表される。

ここで、Ｖａ１とＶａ２の電圧依存性が等しければ、電源電圧が変動してもその比は変わらないため、一定のｇｍ０値を得ることができる。従って、このｇｍ０をフィルタ５０に供給すれば、安定した周波数特性が得られる。更に式（４）より電圧Ｖａ１或いは電圧Ｖａ２を変化させることで、カットオフ周波数を制御することができる。
特開２００１−３０８６８３号公報 （第４−５頁、第１０図）

図６に示した従来のｇｍ調整回路６０では、トランジスタ７の数が増えるため、そのチップ占有面積が増大したり、更に、トランジスタ間の相対的オフセットが大きくなるため、本来欲しいｇｍからずれて周波数可変精度が悪化するなどの問題点がある。

図８のｇｍ調整回路６２では、ｇｍ調整回路６０がカットオフ周波数の可変方法をトランジスタの数で切り替えているのに対し、電圧値の切り替えで済むためトランジスタの増加に伴う前述の不利は解消され、また、二つのパラメータで可変できるので可変レンジも広がる利点も伴う。

一方、ｇｍ調整回路６２を用いて、図５に示したフィルタ５０の周波数特性を制御することを考えるとき、フィルタ５０の入力差動対を形成するトランジスタＮ１とＮ２のトランスコンダクタンスと、電圧電流変換アンプ６２２のトランスコンダクタンスを合わせるようにすれば、フィルタ５０は安定した一定の周波数特性を得ると共に、周波数カットオフの制御も可能である。しかし、トランジスタＮ１、Ｎ２バイアス源であるトランジスタＮ３、Ｎ４のトランスコンダクタンスの制御はこれらトランジスタのゲートに印加する電圧で行われるため、ｇｍ調整回路６２の出力である電流Ｉｃｎｔをそのままフィルタ５０のトランスコンダクタンスの制御には用いられないという問題がある。

本発明は前記事情に鑑み案出されたものであって、本発明の目的は、チップ専有面積を増やすことなく、トランスコンダクタンスの調整対象であるフィルタの周波数可変レンジを広げ且つその周波数特性を高精度で設定することができるトランスコンダクタンス調整回路を提供することにある。

本発明は上記目的を達成するため、入力作動対と該入力作動対のバイアス源とを備えたＲＣ型１次フィルタに接続して用いるトランスコンダクタンス調整回路において、一対の入力端子を有し該一対の入力端子間に入力される第１の基準電圧を電流に変換して出力する第１の電圧電流変換回路と、前記第１の電圧電流変換回路の出力電流に応じた電圧を発生する抵抗と、前記抵抗により発生された電圧と第２の基準電圧の電圧差に応じた電流を出力する第２の電圧電流変換回路と、前記第２の電圧電流変換回路の出力電流を電圧に変換して出力する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路の出力電圧により前記第１の電圧電流変換回路の前記第１の基準電圧を入力する入力回路の動作点を前記電圧差が無くなるまで変化させる帰還手段とを具備し、前記電流電圧変換回路の出力電圧をＲＣ型１次フィルタの入力差動対のバイアス源に供給するようにしてあり、前記第１の電圧電流変換回路の入力回路は一対のトランジスタで構成される入力差動対であり、前記第１の基準電圧は前記第１の電圧電流変換回路の前記一対の入力端子間に印加され且つ、前記電流電圧変換回路の出力電圧は前記第１の電圧電流変換回路の前記一対の入力端子のバイアスとなってその動作点を変化させるようにしてあることを特徴とする。

このように本発明のトランスコンダクタンス調整回路では、第１の電圧電流変換回路により第１の基準電圧を変換して出力される電流を抵抗により変換した電圧と第２の基準電圧との電圧差を第２の電圧電流変換回路により電流に変換し、第１の電圧電流変換回路の前記第１の基準電圧を入力する入力回路に前記第２の電圧電流変換回路の出力電流に対応する電圧を帰還して、前記電圧差が０になるように前記入力回路の動作点を制御することにより、第２の電圧電流変換回路の出力電流に対応する電圧は前記第１の電圧電流変換回路の前記電圧差が０の時のトランスコンダクタンスに対応することになり、しかも、このトランスコンダクタンスは第１、第２の基準電圧の比と前記抵抗の関数で表されることになる。したがって、このトランスコンダクタンスは電源電圧の変動や集積回路の内部温度環境により変化しない一定の値になり、このような一定の値の電圧をＲＣ型１次フィルタの入力差動対のバイアス源を形成するトランジスタの制御端子に供給することにより、入力差動対を構成する各トランジスタのドレイン電流が一定になめため、ＲＣ型１次フィルタのトランスコンダクタンスは、トランスコンダクタンス調整回路のトランスコンダクタンスと同一か或いは整数倍になるため、ＲＣ型１次フィルタの周波数特性を電源電圧の変動や回路温度の変動に対して常に一定とすることができる。

また、第１の基準電圧または第２の基準電圧のいずれか一方或いは両方を変化させることによりトランスコンダクタンスを変化させることができ、トランスコンダクタンスを変化させるパラメータが２つになるため、トランスコンダクタンス調整回路から供給されるトランスコンダクタンス（電圧）を広範囲に変化させることができ、その際、並列接続するトランジスタの数を調整してトランスコンダクタンスを変化させるのではないため、回路規模の増大を防止することができる。また、並列接続するトランジスタの数を調整してトランスコンダクタンスを変化させるのではないためトランジスタの数が少なくて済み、
その分トランジスタの相対的オフセットの増大もなく、ＲＣ型１次フィルタに供給するトランスコンダクタンスの精度を向上させることができ、それ故、ＲＣ型１次フィルタの周波数特性を精度良く設定することができる。

以上詳細に説明したように、本発明によれば、第１の電圧電流変換回路により第１の基準電圧を変換して出力される電流を抵抗により変換した電圧と、第２の基準電圧の電圧差を第２の電圧電流変換回路により電流に変換し、第１の電圧電流変換回路の前記第１の基準電圧を入力する入力回路に前記第２の電圧電流変換回路の出力電流に対応する電圧を帰還して、前記電圧差が０になるように前記入力回路の動作点を制御することによって、前記第２の電圧電流変換回路の出力電流に対応する電圧であるトランスコンダクタンスをＲＣ型１次フィルタのバイアス源に供給するトランスコンダクタンス調整回路を用いることにより、トランスコンダクタンス調整回路のチップ専有面積を増やすことなく、ＲＣ型１次フィルタの周波数可変レンジを広げ且つその周波数特性を高精度で設定することができる。

トランスコンダクタンス調整回路のチップ専有面積を増やすことなく、このトランスコンダクタンス調整回路の調整対象であるフィルタの周波数可変レンジを広げ且つその周波数特性を高精度で設定する目的を、トランスコンダクタンス調整回路の出力を電圧としてＲＣ型１次フィルタに供給することによって実現した。

図１は、本発明の第１の実施の形態に係るトランスコンダクタンス調整回路（ｇｍ調整回路）の構成を示した回路図である。但し、従来例と同様の部分には同一符号を付して説明する。

本例のｇｍ調整回路８０は、基準電圧Ｖ１を電流に変換するｇｍ可変の電圧電流変換回路２と、基準電圧Ｖ２と抵抗Ｒｅｘｔに生じる抵抗降下電圧の差を電流に変換する電圧電流変換回路４と、電圧電流変換回路４の出力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路６と、電圧電流変換回路２の入力差動対の電位を変化させるバッファ８と、基準電圧Ｖ１を発生する電圧発生回路１０と、電圧電流変換回路２の出力電流ΔＩを電圧に変換する抵抗Ｒｅｘｔと、動作安定のためのキャパシタンスＣｅｘｔと、電流ΔＩに応じた電圧を発生する抵抗Ｒｅｘｔと、基準電圧Ｖ２に電位を与える基準電源Ｖｒｅｆと、カスケード接続されるトランジスタのバイアス電圧を発生する電源Ｖｃａｓを有して構成される。但し、特許請求の範囲の第１の電圧電流変換回路は電圧電流変換回路２に相当し、抵抗は抵抗Ｒｅｘｔに相当し、第２の電圧電流変換回路は電圧電流変換回路４に相当し、電流電圧変換回路は電流電圧変換回路６に相当し、帰還手段はバッファ８と電圧発生回路１０に相当し、カスケード接続されるトランジスタはトランジスタＭ４、Ｍ５、Ｍ６、Ｍ１０、Ｍ１１に相当し、バイアス電源はバイアス電源Ｖｃａｓに相当し、入力回路はトランジスタＭ１、Ｍ２に相当し、電圧出力用トランジスタはトランジスタM３に相当する。

ｇｍ可変の電圧電流変換回路２は、入力差動対を形成するＮチャンネルのトランジスタＭ１、Ｍ２と、トランジスタＭ１、Ｍ２にカスケード接続されるＮチャンネルのトランジスタＭ４、Ｍ５と、カレントミラー回路２１とを有し、電圧電流変換回路４はオペレーションアンプ４１とＰチャネルのトランジスタＭ７を有し、電流電圧変換回路６はＮ型のトランジスタＭ３とそれにカスケード接続されたＮ型のトランジスタＭ６を有し、電圧発生回路１０はＶ０を中心としてＶ１／２と−Ｖ１／２の電圧を発生する電圧源１０１、１０２を有している。

このｇｍ調整回路８０にはＲＣ型１次フィルタ５２に接続されるが、次にこのＲＣ型１次フィルタ５２（以降単にフィルタと称することもある。）の構成について説明する。このフィルタ５２は従来とほぼ同様の構成を有している。入力差動対を形成するＮチャンネルのトランジスタＭ１２とＭ１３と、トランジスタＭ１２とＭ１３を駆動するバイアス源となるＮチャンネルのトランジスタＭ８とＭ９と、トランジスタＭ１２とＭ１３の負荷となる同Ｗ／Ｌサイズのゲートとドレインを短絡したＮチャンネルのトランジスタＭ１４とＭ１５と、トランジスタＭ８とＭ９のドレイン電位を同等にするためにこれらトランジスタにカスケード接続されたトランジスタＭ１０とＭ１１と、トランジスタＭ１２とＭ１３のソース間に挿入されたコンデンサＣ２とを有している。

上記構成のＲＣ型１次フィルタ５２は、従来例と同様に、コンデンサＣ２とトランジスタＭ１２、Ｍ１３各々のソース端子のインピーダンス（１／ｇｍ）で周波数特性が決まり、トランジスタＭ１２、Ｍ１３のソース端子を差動出力とすることで、ＲＣ型のローパスフィルタを構成している。また、トランジスタＭ１２とＭ１３のドレイン端子にはこれらトランジスタと同等のサイズをもつトランジスタＭ１４とＭ１５を負荷として接続しているため、これらトランジスタＭ１４とＭ１５のソース端子を差動出力とすることで、ハイパスフィルタを構成する。

尚、ＲＣ型１次フィルタ５２及びｇｍ調整回路８０でカスケード接続用のトランジスタＭ１０、Ｍ１１、Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６のゲートバイアス電圧は共通の電源Ｖｃａｓから供給されているため、トランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ８、Ｍ９のドレイン電圧は同電位となる。

次に本実施の形態の動作について説明する。電圧電流回路２のトランジスタＭ１とＭ２はソース接地型差動対を形成し、これらトランジスタＭ１とＭ２のゲート入力端子には電圧発生回路１０から発生される基準電圧Ｖ１が印加されている。電圧発生回路１０はバッファ８から与えられる同相直流電圧Ｖ０を基準にソース接地型差動対の一方の入力に＋Ｖ１／２、もう一方の入力に−Ｖ１／２となる電圧を出力することにより、両入力間に電圧Ｖ１を印加している。

トランジスタＭ１、Ｍ２の入力端子間に電位差Ｖ１を印加すると、トランジスタＭ１、Ｍ４およびトランジスタＭ５、Ｍ２を通してＩ１およびＩ２のドレイン電流が流れる。この時、トランジスタＭ１およびＭ２の入力電位の低いほう（本例ではＭ１）の出力電流Ｉ１をＰチャンネルのトランジスタで構成されるカレントミラー回路２１で折り返し、その出力を入力電位の高いほう（本例ではＭ２）の出力（Ｍ５のドレイン端子）に接続することで、差電流ΔＩ（Ｉ２−Ｉ１）として取り出され、トランジスタＭ１とＭ２のトランスコンダクタンスｇｍ２が構成される。

電圧電流変換回路２からの出力電流は集積回路外部の抵抗Ｒｅｘｔと容量Ｃｅｘｔの並列接続された負荷に流れる。これにより、抵抗ＲｅｘｔにＲｅｘｔ・ΔＩなる電圧が発生し、これが電圧電流変換回路４の反転入力端子に入力し、非反転入力端子には基準電圧Ｖ２が入力される。電圧電流変換回路４は抵抗Ｒｅｘｔに発生した電圧と基準電圧Ｖ２との差分に対応した電圧をトランジスタＭ７のゲートに出力するため、トランジスタＭ７には抵抗Ｒｅｘｔに発生した電圧と基準電圧Ｖ２との差分に対応したドレイン電流がトランジスタＭ３、Ｍ６を介して流れる。

それ故、電圧電流変換回路４のゲートをトランジスタＭ６のドレインに接続したトランジスタＭ３の当該ゲートには抵抗Ｒｅｘｔに発生した電圧と基準電圧Ｖ２との差分に対応した電圧Ｖ０が発生し、この電圧Ｖ０がバッファ８、電圧発生回路１０を介して電圧電流変換回路２にフィードバックされる。即ち、前記した差分に応じて電圧発生回路１０の中心電圧Ｖ０が変化するため、電圧電流変換回路２のソース接地型差動対を構成するトランジスタＭ１、Ｍ２の動作点が変化し、これにより、電圧電流変換回路２の出力電流ΔＩが変化する。

この変化の方向は抵抗Ｒｅｘｔに発生した電圧と基準電圧Ｖ２との差分が０になる方向で、結局、上記した帰還経路により抵抗Ｒｅｘｔに発生した電圧が基準電圧Ｖ２と等しくなる。この時のトランジスタＭ３のゲート電圧（トランジスタＭ３のトランスコンダクタンスｇｍ２）がＲＣ型１次フィルタ５２のバイアス源であるトランジスタＮ８、Ｍ９Ｋゲートに供給される。尚、上記した帰還ループ内の位相マージンは抵抗ＲｅｘｔとキャパシタンスＣｅｘｔで第一の極を決めることができ、Ｃｅｘｔを大きくとることでそのマージンは十分確保されるので発振等の不具合は起こらない。

次に上記したｇｍ調整回路８０におけるトランスコンダクタンスを求める式を示す。各記号は図中に示されているものとし、示されていないものは数式途中で説明する。

図１より、トランジスタＭ１とＭ２のゲート端子にそれぞれ（Ｖ０−Ｖ１／２）と（Ｖ０＋Ｖ１／２）を印加したときに、出力される電流Ｉ１およびＩ２は式（５）で示される。但し、μｎを移動度、Ｃｏｘを単位当たりのゲート容量、ＶｔｈをＮチャネルトランジスタの閾値電圧とする。

トランジスタＭ１とＭ２の出力電流の差ΔＩをとると、ΔＩは式（６）で表される。

一般にゲート−ソース間電圧はＶｇｓとして表されるため上式は式（７）で表される。

ここで得られるｇｍ２はゲート電圧ＶｇｓがＶ０であるＭ３のトランスコンダクタンスと等価となる。更に、式（８）の関係によりｇｍ２は式（９）で示される。

この式（９）は式（４）と同等の形となり、電圧Ｖ１および電圧Ｖ２を電源電圧ＶＤＤＩ対して同じ依存性のパラメータとして扱えば、Ｖ２／Ｖ１は比として表され、また、抵抗Ｒｅｘｔは外付けであるため、トランジスタＭ３のトランスコンダクタンスｇｍ２は電源電圧変動や温度環境変化に影響のない一定のパラメータとなることが分かる。

ここでｇｍ調整回路８０のトランジスタＭ３のＷ／ＬサイズとトランジスタＭ８、Ｍ９およびＭ１２〜Ｍ１５のＷ／Ｌサイズを等しくすることで、これらのトランスコンダクタンスについても式（９）が成り立ちその結果、ここで構成されるＲＣ型１次フィルタ５２についても電源電圧変化や温度環境変化に影響のない一定の周波数特性を得ることができる。また、図１においてトランジスタＭ４、Ｍ５、Ｍ６、Ｍ１０、Ｍ１１はカスケード接続トランジスタであり、トランジスタＭ１〜Ｍ３およびＭ８とＭ９のドレイン端子電位を揃えることで各出力電流の相対的なばらつきが抑圧されている。

尚、ｇｍ調整回路８０のトランジスタＭ３とＲＣ型１次フィルタ５２のトランジスタＭ８、Ｍ９はカレントミラーを形成しているため、トランジスタＭ３を流れる電流と同一の電流がトランジスタＭ８、Ｍ９に流れることにより、トランジスタＭ３のトランスコンダクタンスｇｍ２がＲＣ型１次フィルタ５２のバイアス源であるトランジスタＭ８、Ｍ９に供給されると説明することもできる。

次に上記ＲＣ型１次フィルタ５２の周波数特性を調整するには、ｇｍ調整回路８０から供給するトランスコンダクタンスを制御することにより行うことができる。以下ではこのトランスコンダクタンスを制御する手段を列挙する。式（９）よりトランジスタＭ３のゲート電圧で供給されるトランスコンダクタンスｇｍ２は、Ｒｅｘｔと基準電圧Ｖ１、Ｖ２の関数であるため、（１）Ｖ２を変化させる。（２）Ｖ２を変化させる。（２）Ｒｅｘｔを変化させることでＲＣ型１次フィルタ５２のトランスコンダクタンスを調整することができる。また、（４）フィルタ５２部分のＷ／Ｌのサイズを持つトランジスタＭ８〜Ｍ１５のそれぞれの並列接続トランジスタ数を同じＷ／Ｌのサイズを持つトランジスタＭ３のトランジスタ数に対してＫ倍とすることでトランスコンダクタンスをＫ倍に調整することができる。

上記した（１）〜（４）の調整方法を使い分けることによって幅広いフィルタの調整範囲をとることができる。フィルタ５２のカットオフ周波数を基準電圧Ｖ１およびＶ２、フィルタ回路を構成するトランジスタの数で調整することで調整範囲が広がる例を図２を用いて説明する。この図２で示されるカットオフ周波数ｆ１、ｆ２、ｆ１はｆ１＜ｆ２＜ｆ３の関係を持つ。

フィルタ５２のカットオフ周波数ｆ１からｆ２までの範囲を電圧Ｖ１で、ｆ２からｆ３までの範囲を電圧Ｖ２の調整パラメータを使って行う。さらにフィルタ５２のトランスコンダクタンスの数をトランジスタの数を調整して２倍、４倍と増やすことが可能な場合、電圧Ｖ１およびＶ２の調整を使用することで、調整範囲は２＊ｆ１〜２＊ｆ３、４＊ｆ１〜４＊ｆ３となり、トータルとしてｆ１〜４＊ｆ３の範囲のカットオフ周波数の調整が可能になる。従来の技術では調整範囲はトランジスタの数を前記と同様４倍までとすると、カットオフ周波数の範囲はｆ１〜４＊ｆ１或いはｆ２〜４＊ｆ２或いはｆ３〜４＊ｆ３となるため、図２に示すとおり、カットオフ周波数の調整範囲は本発明の調整範囲より狭くなる。

本実施の形態によれば、ｇｍ調整回路８０からＲＣ型１次フィルタ５２に供給されるトランスコンダクタンスｇｍ２は電源電圧の変動や回路の温度環境によらず一定であるため、フィルタ５２の周波数特性を安定化することができる。

また、基準電圧Ｖ１、Ｖ２によりフィルタ５２に供給するトランスコンダクタンスを変化することができるため、チップ専有面積を増やすことなくフィルタ５２の周波数可変レンジを広げることができる。

さらに、トランジスタの個数がそれ程多くならないため、これらトランジスタを近接配置してトランジスタの相対的オフセットを小さくすることができるため、供給するトランスコンダクタンスｇｍ２の誤差を少なくでき、その分、フィルタ５２の周波数を高精度で設定することができる。

また、本実施の形態では、トランジスタＭ４、Ｍ５、Ｍ６、Ｍ１０、Ｍ１１をカスケード接続で回路に挿入することにより、トランジスタＭ１〜Ｍ３およびトランジスタＭ８とＭ９のドレイン端子電位を揃えることが出来、各出力電流の相対的なばらつきを小さくすることができるため、上記した供給するトランスコンダクタンスｇｍ２の精度を更に向上させることができる。

さらに、フィルタ５２のトランスコンダクタンスの数をトランジスタの数を調整して２倍、４倍と増やすことが可能な場合、フィルタ５２の周波数可変レンジを更に広げることができ、光ピックアップのアナログ信号を波形整形する場合、再生倍速数が広範囲に変化しても、十分に対応することができる。

尚、上記した実施の形態では、ｇｍ調整回路８０のトランジスタＭ３のゲートをカスケード接続されるトランジスタＭ６のドレインと接続することにより、ＶＤＤが低電圧（例えば３Ｖ）でもｇｍ調整回路８０のダイナミックレンジを確保できる構成としたが、ＶＤＤが高電圧（例えば１２Ｖ）の場合はトランジスタＭ３のゲートとドレインを短絡する構成としても何等支障はない。

図３は、本発明の第２の実施の形態に係るトランスコンダクタンス調整回路（ｇｍ調整回路）の構成を示した回路図である。但し、第１の実施の形態と同様の部分には同一符号を付して説明する。

本例のｇｍ調整回路８２は、電圧電流変換回路２のトランジスタＭ１およびＭ２の差動入力電位差によって出力された差動電流ΔＩに電流Ｉｃを加算する電流可変の電流源（可変電流源）１２を電圧電流変換回路２と電圧電流変換回路４を接続するノードに接続したところが第１の実施の形態と異なり、他の構成は同様である。但し、特許請求の範囲の電流可変型の電流源は可変電流源１２に相当する。

次に本実施の形態の動作について説明する。本実施の形態では、電圧電流変換回路２から出力される差動電流ΔＩに可変電流源１２の電流Ｉｃを加算するため、この電流Ｉｃを変化させることにより、トランジスタＭ３から出力されるトランスコンダクタンスｇｍ２を変化させることができる。

ここで、本実施の形態のトランスコンダクタンスｇｍ２を求めるには、第１の実施の形態と同様の式（７）と、式（８）のΔＩにＩｃを加算して導出される式（１０）とにより求めることができる。

式（７）と式（１０）からトランスコンダクタンスｇｍ２は式（１１）に示される。

この式（１１）より、トランスコンダクタンスｇｍ２はＶ１およびＶ２、Ｉｃを電源変動および温度変化などによって変化しないパラメータとすれば、Ｉｃを変化させることによりトランスコンダクタンスを調整できることが分かる。

本実施の形態によれば、電圧Ｖ１、Ｖ２に加えて、可変電流源１２の電流Ｉｃを変化させることで、トランスコンダクタンスを変化させることができるため、フィルタ５２の周波数特性の調整範囲を第１の実施の形態よりも更に広げることができると共に、トランスコンダクタンスを変化させるパラメータがひとつ多いため、フィルタ５２の調整を容易に行うことができる。他の効果は第１の実施の形態の効果と同様である。

尚、本実施の形態も電源電圧ＶＤＤが低くなければ、ｇｍ調整回路８２のトランジスタ
Ｍ３のゲートを同Ｍ３のドレインに短絡する構成としても、ｇｍ調整回路８２のダイナミックレンジを確保することができ、動作に支障を来すことはない。

図４は、本発明の第３の実施の形態に係るトランスコンダクタンス調整回路（ｇｍ調整回路）の構成を示した回路図である。但し、第１の実施の形態と同様の部分には同一符号を付して説明する。

本例のｇｍ調整回路８４及びＲＣ型１次フィルタ５０は、第１の実施の形態のｇｍ調整回路８０及びＲＣ型１次フィルタ５２からカスケード接続するために挿入されたトランジスタＭ４、Ｍ５、Ｍ６、Ｍ１０、Ｍ１１が省略されているところが異なるだけで、他の構成は同様である。

本実施の形態によれば、トランジスタをカスケード接続構成としていないため、トランジスタＭ１〜Ｍ３およびトランジスタＭ８とＭ９のドレイン端子電位はばらつき、それ故、各出力電流の相対的ばらつきも大きくなり、ｇｍ調整回路８４から出力されるトランスコンダクタンスｇｍの精度は第１の実施の形態よりも悪くはなるが、ＲＣ型１次フィルタ５０に要求される精度によって十分使用でき、しかも、トランジスタの数を減らすことができるため、回路規模を小さくすることができる。

尚、本発明は上記実施の形態に限定されることなく、その要旨を逸脱しない範囲において、具体的な構成、機能、作用、効果において、他の種々の形態によっても実施することができる。

本発明の第１の実施の形態に係るトランスコンダクタンス調整回路の構成を示した回路図である。 図１に示したトランスコンダクタンス調整回路によるフィルタの周波数特性調整範囲を示した図である。 本発明の第２の実施の形態に係るトランスコンダクタンス調整回路の構成を示した回路図である。 本発明の第３の実施の形態に係るトランスコンダクタンス調整回路の構成を示した回路図である。 従来のＲＣ型１次フィルタの構成例を示した回路図である。 従来のトランスコンダクタンス調整回路の構成を示した回路図である。 従来のトランスコンダクタンス調整回路の他の構成例を示した回路図である。 従来のトランスコンダクタンス調整回路の他の構成例を示した回路図である。

符号の説明

２、４……電圧電流変換回路、６……電流電圧変換回路、８……バッファ、１０……電圧発生回路、１２……可変電流源、５０、５２……ＲＣ型１次フィルタ、８０、８２、８４……ｇｍ調整回路、Ｒｅｘｔ……抵抗、Ｍ１〜Ｍ１５……トランジスタ。

Claims (7)

1. 入力作動対と該入力作動対のバイアス源とを備えたＲＣ型１次フィルタに接続して用いるトランスコンダクタンス調整回路において、
   一対の入力端子を有し該一対の入力端子間に入力される第１の基準電圧を電流に変換して出力する第１の電圧電流変換回路と、
   前記第１の電圧電流変換回路の出力電流に応じた電圧を発生する抵抗と、
   前記抵抗により発生された電圧と第２の基準電圧の電圧差に応じた電流を出力する第２の電圧電流変換回路と、
   前記第２の電圧電流変換回路の出力電流を電圧に変換して出力する電流電圧変換回路と、
   前記電流電圧変換回路の出力電圧により前記第１の電圧電流変換回路の前記第１の基準電圧を入力する入力回路の動作点を前記電圧差が無くなるまで変化させる帰還手段とを具備し、
   前記電流電圧変換回路の出力電圧を前記ＲＣ型１次フィルタの前記入力差動対の前記バイアス源に供給するようにしてあり、
   前記第１の電圧電流変換回路の入力回路は一対のトランジスタで構成される入力差動対であり、前記第１の基準電圧は前記第１の電圧電流変換回路の前記一対の入力端子間に印加され且つ、前記電流電圧変換回路の出力電圧は前記第１の電圧電流変換回路の前記一対の入力端子のバイアスとなってその動作点を変化させるようにしてある、
   ことを特徴とするトランスコンダクタンス調整回路。
2. 前記トランスコンダクタンス調整回路を集積回路で構成した場合、前記抵抗は前記集積回路に外付けされることを特徴とする請求項１記載のトランスコンダクタンス調整回路。
3. 前記電流電圧変換回路の出力電圧をＶ０とし、前記第１の基準電圧をＶ１とするとき、Ｖ０＋Ｖ１／２を前記第１の電圧電流変換回路の前記一対の入力端子のうちの一方の入力端子に、Ｖ０−Ｖ１／２を前記第１の電圧電流変換回路の前記一対の入力端子のうちの他方の入力端子に印加するようにしてあることを特徴とする請求項１記載のトランスコンダクタンス調整回路。
4. 前記第１の電圧電流変換回路の前記入力回路を構成する前記一対のトランジスタと前記電流電圧変換回路の電圧出力用トランジスタと前記ＲＣ型１次フィルタの前記バイアス源を形成するトランジスタの各ドレイン電位を同一とするドレイン電位制御手段を具備することを特徴とする請求項１記載のトランスコンダクタンス調整回路。
5. 前記ドレイン電位制御手段は、前記第１の電圧電流変換回路の前記入力回路を構成する前記一対のトランジスタと前記電流電圧変換回路の電圧出力用トランジスタと前記ＲＣ型１次フィルタの前記バイアス源を形成するトランジスタのそれぞれにカスケード接続された複数のトランジスタと、それらカスケード接続された複数のトランジスタに共通のバイアス電圧を供給するバイアス電源とを具備することを特徴とする請求項４記載のトランスコンダクタンス調整回路。
6. 前記電流電圧変換回路の電圧出力用トランジスタと前記ＲＣ型１次フィルタの前記バイアス源を形成するトランジスタはカレントミラー回路を構成することを特徴とする請求項１記載のトランスコンダクタンス調整回路。
7. 前記第１の電圧電流変換回路の出力電流に加算する電流を発生する電流可変型の電流源を具備することを特徴とする請求項１記載のトランスコンダクタンス調整回路。

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