JPWO2006087870A1 - オーディオ信号増幅回路およびそれを用いた電子機器 - Google Patents

Abstract

ミュートトランジスタを必要とせずに無音状態のノイズを低減したオーディオ信号増幅器を提供する。オーディオ信号増幅回路１００において、メインアンプ１０、サブアンプ２０は、オーディオ信号ＳＩＧ１４を増幅する。サブアンプ２０は、メインアンプ１０と並列に設けられ、かつメインアンプ１０より駆動能力が低く設定される。制御部３４は、メインアンプ１０のオンオフを制御する。制御部３４は、オーディオ信号ＳＩＧ１０が無音状態と判定されたとき、メインアンプ１０をオフする。メインアンプ１０、サブアンプ２０により増幅されたオーディオ信号ＳＩＧ２０は、ローパスフィルタ５０を通してアナログ信号に変換され、スピーカ６０に出力される。

Description

本発明は、オーディオ信号の増幅技術に関し、特にスピーカもしくはイアホンを駆動するオーディオ信号増幅回路に関する。

近年のＬＳＩ技術の発展に伴い、ＣＤプレイヤやＭＤプレイヤ等に代表されるデジタルオーディオにおいては、デジタル信号処理およびその増幅に１ビットＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）が用いられている。この１ビットＤＡＣにおいては、音声信号は、ΔΣ変調器を用いてノイズシェーピングされ、パルス幅変調ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）された１ビットＰＷＭ信号として出力される。

この１ビットＰＷＭ信号は、負荷であるスピーカを駆動するために所定のレベルまで増幅されるが、これには、高効率が得られるＤ級アンプが用いられている。増幅された１ビットＰＷＭ信号は、後置ローパスフィルタを通してアナログ再生信号となり、スピーカから音声として再生される。たとえば特許文献１には、Ｄ級アンプを用いたデジタルオーディオ信号を増幅するドライバ回路（以下、本明細書において信号増幅回路という）が開示されている。

こうした信号増幅回路では、特許文献１の図３に記載されるように、フィルタとスピーカの駆動経路上には直流防止用のキャパシタ（以下、ＤＣブロックキャパシタという）が設けられる。このＤＣブロックキャパシタによってアナログのオーディオ信号の直流成分が除去され、スピーカには接地電位を中心値とした交流成分の電圧が印加される。

このようなＤ級アンプを用いた信号増幅回路においては、いわゆる無音状態において、Ｄ級アンプに入力されるパルス幅変調された１ビットＰＷＭ信号のデューティ比を一定値に固定する必要がある。デューティ比が固定されると、後置ローパスフィルタの出力電圧は直流電圧となるため、ＤＣブロックキャパシタにより直流成分が除去され、スピーカに印加される電圧は接地電位に固定されるためである。通常、無音状態において固定すべきデューティ比は、スピーカに印加する電圧を正負で等しくとるために５０％とされる。
特開２００１−２２３５３７号公報

こうしたＤ級アンプを用いた信号増幅回路において、デューティ比を固定することにより無音状態を実現する場合、Ｄ級アンプから発生するスイッチングノイズなどによってＳ／Ｎ比が高くとれないという問題がある。この問題を解決するために、スピーカの入力端子と接地電位間にミュートトランジスタを設け、無音状態においてこのミュートトランジスタをオンする方法が考えられる。
しかしながら、この方法では、ミュートトランジスタを別途設ける必要があるため、回路規模が大きくなるという問題があった。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、ミュートトランジスタを必要とせずに無音状態のノイズを低減したオーディオ信号増幅器の提供にある。

本発明のある態様は、オーディオ信号増幅回路に関する。このオーディオ信号増幅回路は、オーディオ信号を増幅するメインアンプと、メインアンプと並列に設けられ、かつメインアンプより駆動能力が低く設定されるサブアンプと、メインアンプのオンオフを制御する制御部と、を備える。制御部は、オーディオ信号が無音状態と判定されたとき、メインアンプをオフする。

「オーディオ信号が無音状態」とは、再生されるオーディオ信号に音声に関する有意な信号が含まれていない状態等をいい、たとえば、トラックとトラックのインターバルや、トラックの冒頭や末尾に設定されるブランクなどを含む。この態様によると、無音状態においてメインアンプをオフし、駆動能力の低いサブアンプによってのみ負荷となるスピーカを駆動することによって、スピーカから出力されるノイズを低減することができる。

サブアンプは、その出力端子に直列に接続された出力抵抗を含んでもよい。
出力端子に直列に出力抵抗を設けることにより、サブアンプから出力される信号が分圧されてスピーカに印加されるため、サブアンプの負荷駆動能力を好適に低下させることができる。

出力抵抗の抵抗値は、負荷として接続されるスピーカのインピーダンスの２倍から２５倍の範囲であってもよい。スピーカのインピーダンスに応じて出力抵抗の抵抗値を調節することによって、駆動能力を調節することができ、無音状態におけるノイズを低減することができる。

サブアンプを構成するトランジスタのサイズは、メインアンプを構成するトランジスタのサイズの１／１．５倍から１／１０倍の範囲であってもよい。サブアンプを構成するトランジスタのサイズを小さくすることにより、電流供給能力が低下するため、負荷駆動能力を低下させることができ、トランジスタサイズの調節によってノイズレベルを調節することができる。

オーディオ信号は、ΔΣ変調器から出力されるパルス幅変調された信号であって、メインアンプおよびサブアンプはＤ級アンプであってもよい。メインアンプ、サブアンプがＤ級アンプの場合、無音状態においても固定デューティ比でスイッチング動作するため、スイッチングノイズが発生するが、無音状態においてメインアンプをオフすることにより、スイッチングノイズが低減し、スピーカから出力されるノイズを低減することができる。
ここでの「パルス幅変調」とは、周波数を一定としてオン、オフのデューティ比を変化させるパルス幅変調の他、パルスの発生回数を変化させるパルス密度変調なども含み、「パルス幅変調された信号」とは、時間平均値がアナログ信号の振幅に対応した信号をいう。

オーディオ信号増幅回路は、パルス幅変調された信号を生成するためのΔΣ変調器をさらに備えてもよい。

メインアンプは、ＣＭＯＳインバータ型のＤ級アンプと、Ｄ級アンプを構成するトランジスタのゲート電圧を制御するゲートドライバ回路と、を含んでもよい。ゲートドライバ回路は、当該メインアンプがオフの状態において、Ｄ級アンプを構成するトランジスタのゲート電圧を固定してもよい。

制御部は、所定のデジタル信号処理を経て復調されたデジタルオーディオ信号を監視し、当該デジタルオーディオ信号のレベルが所定時間以上、所定のしきい値レベルを下回ったときに無音状態と判定してもよい。

メインアンプ、サブアンプならびに制御部は、ひとつの半導体集積回路に集積化されてもよい。
さらに、フルＣＭＯＳで構成した場合、集積度を高めることができる。

本発明の別の態様は、電子機器である。この電子機器は、上述のオーディオ信号増幅回路と、オーディオ信号増幅回路から出力されるパルス幅変調されたオーディオ信号の高周波成分を除去するフィルタと、フィルタの出力信号により駆動されるスピーカと、を備える。
この態様によると、無音状態においてスピーカから発生するノイズを好適に抑えることができる。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明に係るオーディオ信号増幅回路によれば、ミュートトランジスタを用いることなく無音状態におけるノイズを低減することができる。

実施の形態に係るオーディオ信号増幅回路が搭載されるＣＤプレイヤの構成を示すブロック図である。 オーディオ信号増幅回路の内部構成を示す回路図である。 オーディオ信号増幅回路の動作状態を示す信号波形図である。

符号の説明

１０ メインアンプ、 １２ 第１ゲートドライバ回路、 １４ 第１Ｄ級アンプ、 ２０ サブアンプ、 ２２ 第２ゲートドライバ回路、 ２４ 第２Ｄ級アンプ、 ３０ デジタルフィルタ、 ３２ ΔΣ変調器、 ３４ 制御部、 ５０ ローパスフィルタ、 ６０ スピーカ、 １００ オーディオ信号増幅回路、 １０２ 信号入力端子、 １０４ 信号出力端子、 ３００ ＤＳＰ、 ２００ ＣＤプレイヤ、 ２１０ ディスク、 ２１２ 光ピックアップ、 ２１４ ＲＦアンプ、 ２１６ 復調部、 ２１８ エラー訂正部。

図１は、本発明の実施の形態に係るオーディオ信号増幅回路が搭載されるＣＤプレイヤの構成を示すブロック図である。

ＣＤプレイヤ２００は、ディスク２１０、光ピックアップ２１２、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）３００、ローパスフィルタ５０、スピーカ６０を含む。
光ピックアップ２１２は、ディスク２１０にレーザを照射し、ディスク２１０上のピットに応じた反射光を検知し、光信号を電気信号ＳＩＧ２００に変換する。電気信号ＳＩＧ２００は、ＤＳＰ３００に入力される。

ＤＳＰ３００は、ＲＦアンプ２１４、復調部２１６、エラー訂正部２１８、オーディオ信号増幅回路１００を含むデジタル信号処理回路である。光ピックアップ２１２から出力された電気信号ＳＩＧ２００は、ＲＦアンプ２１４に入力される。ＲＦアンプ２１４は、電気信号ＳＩＧ２００を増幅し、増幅した電気信号ＳＩＧ２０２を復調部２１６に出力する。

復調部２１６は、電気信号ＳＩＧ２０２を波形整形してパルス列に変換するとともに、ＰＬＬ回路などを用いてクロック再生する。その後、パルス列、すなわちビットデータに変換された信号をＥＦＭ（Ｅｉｇｈｔ ｔｏ Ｆｏｕｒｔｅｅｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）復調する。ＥＦＭ復調されたデータは、エラー訂正部２１８に出力される。
エラー訂正部２１８は、ＣＩＲＣ（Ｃｒｏｓｓ Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅ Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ Ｃｏｄｅ）方式により誤り検出を行い、ビットエラー訂正を行う。
復調部２１６によって復調され、エラー訂正部２１８によりエラー訂正されたデジタルオーディオ信号ＳＩＧ１０はオーディオ信号増幅回路１００に出力される。

オーディオ信号増幅回路１００は、デジタルオーディオ信号ＳＩＧ１０をΔΣ変調してノイズシェーピングし、パルス幅変調されたオーディオ信号をスイッチングアンプにより増幅して出力する。

オーディオ信号増幅回路１００から出力されたパルス幅変調されたオーディオ信号ＳＩＧ２０は、ローパスフィルタ５０に入力される。ローパスフィルタ５０は、オーディオ信号ＳＩＧ２０の高周波成分を除去し、さらに直流成分を除去した後にアナログ振幅成分を有するオーディオ信号ＳＩＧ２２としてスピーカ６０に出力する。

図２は、オーディオ信号増幅回路１００の内部構成を示す回路図である。図２は、オーディオ信号増幅回路１００とともに、ローパスフィルタ５０、スピーカ６０を示している。

オーディオ信号増幅回路１００は、メインアンプ１０、サブアンプ２０、デジタルフィルタ３０、ΔΣ変調器３２、制御部３４を含む。上述のように、オーディオ信号増幅回路１００は、ＤＳＰ３００内に集積化されている。
オーディオ信号増幅回路１００の信号入力端子１０２には、エラー訂正部２１８から出力されるオーディオ信号ＳＩＧ１０が入力される。信号入力端子１０２に入力されたオーディオ信号ＳＩＧ１０は、デジタルフィルタ３０および制御部３４に入力される。

デジタルフィルタ３０は、オーディオ信号ＳＩＧ１０に対してデジタル信号処理を行い、音量調整、イコライジング処理を行う。デジタルフィルタ３０によって特定の帯域がイコライジング処理されたオーディオ信号ＳＩＧ１２は、ΔΣ変調器３２へと出力される。
ΔΣ変調器３２は、高次、たとえば５次のΔΣ変調器であって、１ビットのオーディオ信号ＳＩＧ１２をノイズシェーピングし、パルス幅変調された１ビットのオーディオ信号ＳＩＧ１４として出力する。オーディオ信号ＳＩＧ１４は、メインアンプ１０およびサブアンプ２０へと出力される。

メインアンプ１０は、第１ゲートドライバ回路１２、第１Ｄ級アンプ１４を含む。
第１Ｄ級アンプ１４は、ＣＭＯＳインバータ型のスイッチングアンプであり、電源電圧Ｖｄｄおよび接地電位間に直列に接続されたＮ型の第１トランジスタＭ１、Ｐ型の第２トランジスタＭ２を含む。
第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２のゲート端子は、第１ゲートドライバ回路１２に接続される。第１ゲートドライバ回路１２は、ΔΣ変調器３２から出力されるオーディオ信号ＳＩＧ１４にもとづき、第１Ｄ級アンプ１４を駆動する。その結果、メインアンプ１０によりオーディオ信号ＳＩＧ１４が増幅され、振幅が０Ｖ〜電源電圧Ｖｄｄの間で変化するパルス幅変調されたオーディオ信号ＳＩＧ１６が出力される。

第１ゲートドライバ回路１２は、イネーブル端子ＥＮ１を備える。第１ゲートドライバ回路１２は、イネーブル端子に入力されるイネーブル信号ＳＥＮ１がハイレベルのとき、オーディオ信号ＳＩＧ１４の入力の有無にかかわらず、第１Ｄ級アンプ１４の駆動を停止する。駆動の停止は、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２がそれぞれオフするよう各トランジスタのゲート電圧を固定することにより実現できる。

また、ΔΣ変調器３２から出力されるオーディオ信号ＳＩＧ１４は、メインアンプ１０と並列に設けられたサブアンプ２０へと出力される。
サブアンプ２０は、メインアンプ１０と同様に第２ゲートドライバ回路２２、第２Ｄ級アンプ２４を備え、さらに出力抵抗Ｒ１を備える。第２Ｄ級アンプ２４は、第１Ｄ級アンプ１４と同様にＣＭＯＳインバータ型のスイッチングアンプであり、第３トランジスタＭ３、第４トランジスタＭ４を含む。

サブアンプ２０の第２Ｄ級アンプ２４によって増幅されたオーディオ信号ＳＩＧ１８も、メインアンプ１０から出力されるオーディオ信号ＳＩＧ１６と同様に振幅が０Ｖ〜電源電圧Ｖｄｄの間で変化するパルス幅変調されたオーディオ信号となる。

サブアンプ２０の第２Ｄ級アンプ２４は、メインアンプ１０の第１Ｄ級アンプ１４よりも駆動能力が低く設計されている。Ｄ級アンプの負荷の駆動能力は、電流供給能力によって決まるため、第２Ｄ級アンプ２４を構成する第３トランジスタＭ３、第４トランジスタＭ４のトランジスタサイズは、第１Ｄ級アンプ１４の第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２よりも小さくする。

第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２のトランジスタサイズは、通常の音声信号の再生時において、スピーカ６０を十分に駆動できるように設計すればよい。これに対し、後述するように、サブアンプ２０は補助的に用いられるため、第３トランジスタＭ３、第４トランジスタＭ４のトランジスタサイズは、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２のトランジスタサイズの１／２．５倍程度に設定する。第２Ｄ級アンプ２４のトランジスタサイズを大きくすると、回路面積が大きくなりコスト高となるため、後述の補助的な機能が発揮できる範囲でできる限り小さく設計することが望ましい。このトランジスタのサイズ比は、シミュレーションにより、あるいは実験的に設計することができ、１／１．５〜１／１０倍の範囲で設定するのが望ましい。

さらに、サブアンプ２０は、駆動能力を低くするために、第２Ｄ級アンプ２４の出力側に出力抵抗Ｒ１を備える。スピーカ６０のインピーダンスＲＬは２Ωから３２Ω程度と低いため、アンプの出力に直列に抵抗を接続することにより、スピーカ６０に印加される電圧振幅を小さくして、駆動能力を低下させている。たとえば、スピーカ６０のインピーダンスＲＬが１６Ωのとき、出力抵抗Ｒ１の抵抗値は２００Ω程度とする。
出力抵抗Ｒ１の抵抗値は、スピーカ６０のインピーダンスＲＬの２倍から２５倍の範囲に設定することが望ましい。２倍以上とすることにより、スピーカ６０に印加される電圧振幅を十分に低下させることができる。また、２５倍以下とすることにより、出力抵抗Ｒ１と後段のキャパシタにより２０ｋＨｚ以下の帯域制限がかかるのを防止することができる。

メインアンプ１０、サブアンプ２０それぞれの出力端子は信号出力端子１０４に接続される。信号出力端子１０４から出力されるオーディオ信号ＳＩＧ２０は、ローパスフィルタ５０に入力される。
ローパスフィルタ５０は、オーディオ信号ＳＩＧ２０の高周波成分を除去するフィルタである。ローパスフィルタ５０は、信号の伝搬経路上に直列に設けられた第１インダクタＬ１と、第１インダクタＬ１の一端と接地電位間に設けられた第１キャパシタＣ１とを含む。第１インダクタＬ１および第１キャパシタＣ１の回路定数は、ローパスフィルタ５０のカットオフ周波数ｆｃに応じて決定される。このカットオフ周波数ｆｃは、オーディオ帯域である２０ｋＨｚ以上の値、たとえば３０ｋＨｚ程度に設定される。
このローパスフィルタ５０によって、パルス幅変調された１ビットのオーディオ信号の高周波成分が除去され、パルス幅変調のデューティ比に応じたアナログ振幅成分を有するオーディオ信号が生成される。

さらにローパスフィルタ５０は、ＤＣブロックキャパシタＣ２を含む。ＤＣブロックキャパシタＣ２は、オーディオ信号ＳＩＧ２０の直流成分がスピーカに入力されるのを阻止するために設けられている。ＤＣブロックキャパシタＣ２により直流成分が除去されたオーディオ信号ＳＩＧ２２は、スピーカ６０に入力される。

制御部３４は、メインアンプ１０のオンオフを制御する。上述のように、メインアンプ１０の第１ゲートドライバ回路１２はイネーブル端子ＥＮ１を備えている。制御部３４は、イネーブル端子ＥＮ１に出力するイネーブル信号を制御することによりメインアンプ１０のオンオフを制御する。

制御部３４は、音楽などの再生中に、デジタルのオーディオ信号ＳＩＧ１０をモニタし、オーディオ信号の無音状態を検出する。こうした無音状態は、ＣＤの曲と曲の間や、曲のイントロ部分などで発生する。
無音状態の判定としてはさまざまな方法が考えられるが、たとえば所定時間、所定レベル以下の信号が持続したときに無音状態と判定することができる。

無音状態においては、スピーカ６０に入力されるオーディオ信号ＳＩＧ２２はセンターレベル、すなわち接地電位に固定されている必要がある。このとき、ΔΣ変調器３２からは、デューティ比５０％のパルス幅変調されたオーディオ信号ＳＩＧ１４が出力される。制御部３４は、無音状態の期間、イネーブル信号ＳＥＮ１をハイレベルとし、第１ゲートドライバ回路１２をオフすることにより第１Ｄ級アンプ１４によるオーディオ信号の増幅を停止する。

以上のように構成されたオーディオ信号増幅回路１００の動作について説明する。図３は、オーディオ信号増幅回路１００の動作状態を示す信号波形図である。図３において、オーディオ信号ＳＩＧ１０は、実際にはデジタル信号であるが、アナログ振幅として示している。

時刻Ｔ０から時刻Ｔ１の間、ある楽曲ＭＳＣ１が再生されている。ΔΣ変調器３２から出力されるオーディオ信号ＳＩＧ１４のデューティ比は、楽曲ＭＳＣ１に応じて時間とともに変化する。このとき、制御部３４はイネーブル信号ＳＥＮ１をローレベルとしている。
オーディオ信号ＳＩＧ１４はメインアンプ１０、サブアンプ２０に出力され、２つのＤ級アンプによって増幅される。メインアンプ１０、サブアンプ２０により増幅された信号はローパスフィルタ５０を介してスピーカ６０に入力され、楽曲ＭＳＣ１が音声として出力される。

時刻Ｔ１に楽曲ＭＳＣ１が終了し、無音状態となる。制御部３４は、オーディオ信号ＳＩＧ１０をモニタしており、オーディオ信号ＳＩＧ１０の振幅が所定のしきい値レベルＬＶｔｈ以下になると、制御部３４は時間計測を開始する。オーディオ信号ＳＩＧ１０の振幅が０になると、ΔΣ変調器３２から出力されるオーディオ信号ＳＩＧ１４のデューティ比は５０％の一定値に固定される。デューティ比が固定されたオーディオ信号ＳＩＧ１４がローパスフィルタ５０を通過すると直流信号となるため、ＤＣブロックキャパシタＣ２によってスピーカ６０には印加されず、スピーカ６０に印加される電圧は接地レベルとなる。ところが、実際にはメインアンプ１０、サブアンプ２０において発生するスイッチングノイズなどによりスピーカ６０に印加される電圧は完全な接地レベルとはならないため、スピーカ６０からはノイズ信号が出力されている。

時刻Ｔ２に、制御部３４における無音状態の計測時間が所定のしきい値ΔＴを超えると、制御部３４は、イネーブル信号ＳＥＮ１をハイレベルに切り替え、メインアンプ１０をオフとする。メインアンプ１０をオフすると、オーディオ信号ＳＩＧ１４は、サブアンプ２０によってのみ増幅され、ローパスフィルタ５０を介してスピーカ６０へと出力されることになる。

メインアンプ１０がオフすることにより、スイッチングノイズは大幅に低減される。一方で、上述したように、サブアンプ２０の負荷駆動能力はメインアンプ１０に比べて低く設定されているため、サブアンプ２０において発生するスイッチングノイズはメインアンプ１０から発生するスイッチングノイズよりも小さい。さらに、サブアンプ２０から出力されるオーディオ信号ＳＩＧ１８’の振幅は、出力抵抗Ｒ１によって小さくなるため、ローパスフィルタ５０から出力されるオーディオ信号ＳＩＧ２２のノイズレベルはさらに小さくなる。

その結果、時刻Ｔ２〜時刻Ｔ３までの間、スピーカ６０に印加される電圧はノイズ成分の非常に小さな接地レベルに近い信号となり、スピーカ６０から出力されるノイズレベルは大幅に低減される。
時刻Ｔ３に楽曲ＭＳＣ２が開始されると、制御部３４は直ちにイネーブル信号ＳＥＮ１をローレベルに落とし、メインアンプ１０をオンする。時刻Ｔ３において、メインアンプ１０を再びオンするとき、サブアンプ２０によってローパスフィルタ５０の第１キャパシタＣ１、ＤＣブロックキャパシタＣ２は電荷が充電された状態となっているため、ポップ音ノイズなどを発生させることなく、速やかに楽曲ＭＳＣ２のオーディオ信号ＳＩＧ１４を増幅することができる。

以上のように本実施の形態に係るオーディオ信号増幅回路１００によれば、無音状態において負荷駆動能力の高いメインアンプ１０をオフし、負荷駆動能力の低いサブアンプ２０によってのみスピーカ６０を駆動することにより、スピーカ６０から出力されるノイズを低減することができる。

もし無音状態において、メインアンプ１０、サブアンプ２０の両方をオフすると、オーディオ信号ＳＩＧ２０のノイズレベルは減少し、スピーカ６０から出力されるノイズも低減される。しかしながら、このときのオーディオ信号ＳＩＧ２０の直流レベルと、メインアンプ１０、サブアンプ２０を再度オンしたときのオーディオ信号ＳＩＧ２０には電位差が発生するため、ポップ音ノイズが発生してしまうことになる。
一方、本実施の形態に係るオーディオ信号増幅回路１００では、無音状態において、サブアンプ２０によりローパスフィルタ５０を駆動し続けることにより、メインアンプ１０を再びオンする際に、ポップ音ノイズが発生するのを防止することができる。

以上、本発明を実施の形態にもとづいて説明した。上述した実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

実施の形態において、サブアンプ２０の駆動能力を低下させるために、トランジスタサイズを小さくし、さらに出力抵抗Ｒ１を設けた場合について説明したがこれには限定されない。たとえば、出力抵抗Ｒ１は設けずに、トランジスタサイズを小さくすることにより駆動能力を落としてもよいし、あるいは、トランジスタサイズはメインアンプ１０と同等とし、出力抵抗Ｒ１を設けることにより駆動能力を低下させてもよい。

実施の形態おいて、制御部３４は、エラー訂正部２１８から出力されるオーディオ信号ＳＩＧ１０をモニタして無音状態の検出を行う場合について説明したがこれには限定されず、デジタルフィルタ３０を透過後のオーディオ信号ＳＩＧ１２をモニタしてもよい。すなわち、制御部３４は、所定の条件のもと無音状態が検出可能なデジタル信号であれば、他の信号もモニタすることができる。

その他、実施の形態においては、ローパスフィルタ５０の構成として、ＤＣブロックキャパシタＣ２がＬＣフィルタの後段に配置される場合について説明したがこれには限定されず、ＤＣブロックキャパシタＣ２がメインアンプ１０およびサブアンプ２０の直後に設けられていてもよい。

また、実施の形態において、オーディオ信号増幅回路１００はＤＳＰ３００の内部に復調部２１６、エラー訂正部２１８等と一体に構成されていたが、オーディオ信号増幅回路１００のみがひとつのＬＳＩとして構成されてもよい。どのブロックを集積化するかについては、各ブロックに要求される特性、使用される電子機器などに応じて決定すればよい。

実施の形態に係るオーディオ信号増幅回路１００が搭載される電子機器としては、実施の形態で説明したＣＤプレイヤの他、ＤＶＤプレイヤ、ＭＤプレイヤ、シリコンオーディオ機器、携帯電話端末、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｃｅ）、デジタルスチルカメラ、デジタルビデオカメラなど、デジタルオーディオ信号の出力手段を備える装置に広く用いることができる。

本発明に係るオーディオ信号増幅回路によれば、ミュートトランジスタを用いることなく無音状態におけるノイズを低減することができる。

Claims (9)

1. オーディオ信号を増幅するメインアンプと、
   前記メインアンプと並列に設けられ、かつメインアンプより駆動能力が低く設定されるサブアンプと、
   前記メインアンプのオンオフを制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記オーディオ信号が無音状態と判定されたとき、前記メインアンプをオフすることを特徴とするオーディオ信号増幅回路。
2. 前記サブアンプは、その出力端子に直列に接続された出力抵抗を含むことを特徴とする請求項１に記載のオーディオ信号増幅回路。
3. 前記出力抵抗の抵抗値は、負荷として接続されるスピーカのインピーダンスの２倍から２５倍の範囲であることを特徴とする請求項２に記載のオーディオ信号増幅回路。
4. 前記サブアンプを構成するトランジスタのサイズは、前記メインアンプを構成するトランジスタのサイズの１／１．５倍から１／１０倍の範囲であることを特徴とする請求項１に記載のオーディオ信号増幅回路。
5. 前記オーディオ信号は、ΔΣ変調器から出力されるパルス幅変調された信号であって、
   前記メインアンプおよびサブアンプはＤ級アンプであることを特徴とする請求項１に記載のオーディオ信号増幅回路。
6. 前記メインアンプは、
   ＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｌｙ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）インバータ型のＤ級アンプと、
   前記Ｄ級アンプを構成するトランジスタのゲート電圧を制御するゲートドライバ回路と、 を含み、
   前記ゲートドライバ回路は、当該メインアンプがオフの状態において、前記Ｄ級アンプを構成するトランジスタのゲート電圧を固定することを特徴とする請求項１に記載のオーディオ信号増幅回路。
7. 前記制御部は、所定のデジタル信号処理を経て復調されたデジタルオーディオ信号を監視し、当該デジタルオーディオ信号のレベルが所定時間以上、所定のしきい値レベルを下回ったときに無音状態と判定することを特徴とする請求項１に記載のオーディオ信号増幅回路。
8. 前記メインアンプ、前記サブアンプならびに前記制御部は、ひとつの半導体集積回路に集積化されたことを特徴とする請求項１に記載のオーディオ信号増幅回路。
9. 請求項１から８のいずれかに記載のオーディオ信号増幅回路と、
   前記オーディオ信号増幅回路から出力されるパルス幅変調されたオーディオ信号の高周波成分を除去するフィルタと、
   前記フィルタの出力信号により駆動されるスピーカと、
   を備えることを特徴とする電子機器。

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