JPWO2006025099A1 - 不揮発性記憶装置、およびその制御方法 - Google Patents
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Abstract
消去動作時、消去対象セクタの下位デコーダ群20(i)、21(i)(i=1〜m)には、低電圧電源端子VLにスイッチ(B)50、51を介して、第1負電圧供給線VMが接続され、ローカルワード線への負バイアスが供給される。第1負電圧供給線VMはレベルシフト回路4に接続されており、第2負電圧供給線VMPを介して負電圧発生回路3から出力される第2負電圧VMPに比して高電圧にレベルシフトされている。上位デコーダ群10には、低圧電源端子VLにスイッチ(A)5を介して第2負電圧供給線VMPが接続される。上位デコーダ群10に入力されるローレベルのアクティブ信号ACTB0(i)により、全てのグローバルワード線GWL0(i)(i=0〜m)は第2負電圧VMPにバイアスされ、ローカルワード線へのバイアス電圧である第1負電圧VMより低い電圧レベルにバイアスされる。
Description
本発明は、不揮発性記憶装置におけるバイアス電圧の印加に関するものであり、特に、内部で生成された負のバイアス電圧を効率的に印加する技術に関するものである。
特許文献1では、図10に示すように、駆動器280によりワードラインXiを駆動するところ、不図示の前置デコーダは駆動器280へデコードされた前置デコード信号VAを出力する。駆動器280は多重化信号MUXiとアースとの間につながれた2つのPチャネルトランジスタ780と800を備えている。Pチャネルトランジスタ780のゲートはVAへつながれ、Pチャネルトランジスタ800のゲートは固定された電圧VNへつながれている。ノード810は、駆動器280に付随する、ワードラインXiと負チャージポンプ回路320へつながれている。ワードラインXiに負バイアスが印加される場合には、VAを高レベルにして、Pチャネルトランジスタ780を介して負バイアスがリークすることを防いでいる。
しかしながら、大容量化の進展に伴い、ワードラインXiが、長大配線となると共に多数のメモリセルが接続されるようになると、ワードラインXiは多大な配線容量を有することとなる。ワードラインXiへの高電圧の印加を高速に行うには、Pチャネルトランジスタ780として十分な電流供給能力を有することが必要となり、トランジスタサイズを大きくせざるを得ない。大容量化と相俟って要求される不揮発性記憶装置の高集積化の要求に反してしまい問題である。また、トランジスタサイズの増大に伴う寄生容量等の増大により、高速応答が妨げられる要因ともなり問題である。
また、大サイズのPチャネルトランジスタ780は、ゲート容量も大きなものとなり、これらのゲートを駆動する前置デコーダ(不図示)のドライバ能力も大きくならざるを得ない。同様に、大容量化と相俟って要求される不揮発性記憶装置の高集積化の要求に反してしまい問題である。また高速応答を妨げる要因ともなり問題である。
上記の問題点を回避するために、Pチャネルトランジスタ780、800に代えて、より電流駆動能力の高いNチャネルトランジスタを備える構成とすることが考えられる。図11にその構成を示す。図11には、ワード線WLに負バイアスが印加される消去動作時のバイアス関係を合せて示している。特許文献1におけるPチャネル780、800に代えて、NチャネルトランジスタT1、T2が備えられている。
ワード線WLへの負バイアス(例えば、−9V)の印加は、ゲート信号GWLBをローレベル(例えば、0V)とした上で、ソース端子XDSに負バイアス(例えば、−9V)を供給することにより行われる。このとき、NチャネルトランジスタT1のゲート信号GWLには、ワード線WLと同電位の負バイアス(例えば、−9V)が印加される。この場合、ドレイン信号VWLはローレベル(例えば、0V)となっている。NチャネルトランジスタT1はゲート・ソース間電圧(VGS)をゼロボルトとして非導通状態にバイアスされる。
大容量化に伴い、また高速なアクセス動作を実現するため、ワード線WLへの電圧供給能力は十分に確保されなければならないところ、集積度を向上させるべき要請からはトランジスタサイズは制限される。そこで、NチャネルトランジスタT1を使用して、微細化と低閾値電圧化により駆動能力を確保している。このため、VGS=0Vの状態であっても、リーク電流が流れる場合がある。いわゆるテーリング電流である。消去動作は、メモリセルアレイ内の所定ブロックであるセクタあるいはセクタ群ごとに行われるところ、大容量化に伴い、セクタ内のワード線数は増大することが考えられる。個々のNチャネルトランジスタT1に流れるテーリング電流は微小であるとしても、多数のNチャネルトランジスタT1にテーリング電流が流れることにより、ワード線WLの負バイアスは上昇してしまうおそれがある。電源電圧等の正の電圧源からチャージポンプ動作により生成される負バイアスの供給能力は、チャージポンプ回路の性能に依存しているため、流入電流によっては所定の負電圧を維持することができなくなるおそれがある。所定の負バイアスが印加されることを条件として消去動作が行われる不揮発性記憶装置のメモリセルは、負バイアスの電圧値の上昇に伴い消去動作が完了しないおそれがある。正常なデータ記憶が確保されない場合も考えられ問題である。また、テーリング電流を吸収することができる能力を確保するためには、チャージポンプ回路を大規模な回路構成にせざるを得ず問題である。
特に、多数のセクタを同時に一括消去する機能である、FCER(Fast Chip Erase)モード、またはアクセラレータモード(ACCモード)が備えられている場合、負バイアスが印加されるワード線WLの本数は更に増加し、更に多数のNチャネルトランジスタT1においてテーリング電流が流れることとなる。負バイアスを所定電圧に維持することが益々困難になり問題である。
本発明は前記従来技術の少なくとも1つの問題点を解消するためになされたものであり、不揮発性記憶装置の内部で生成される負のバイアス電圧を印加する際、リーク電流を低減することにより、または/およびバイアス電圧の供給能力を必要に応じて向上させることにより、バイアス電圧を効率よく確実に供給することが可能な、不揮発性記憶装置、およびその制御方法を提供することを目的とする。
前記目的を達成するためになされた第1の発明に係る不揮発性記憶装置は、第1端子とワード線との間に備えられ、第1端子に供給される正電圧を、導通によりワード線に供給する第1N型トランジスタと、第1N型トランジスタを非導通としてワード線に第1負電圧を供給する際、第1N型トランジスタの制御端子に、第1負電圧に比して更に低電圧の第2負電圧を供給する負電圧発生部とを備えることを特徴とする。
また、第1の発明に係る不揮発性記憶装置の制御方法は、第1端子とワード線との間に備えられ、第1端子よりワード線に対して正電圧を供給する際に導通する第1N型トランジスタを備える不揮発性記憶装置の制御方法であって、ワード線に第1負電圧を供給するステップと、ワード線に第1負電圧を供給する際、第1N型トランジスタの制御端子に、第1負電圧に比して更に低電圧の第2負電圧を供給するステップとを有することを特徴とする。
第1の発明の不揮発性記憶装置、およびその制御方法では、第1端子とワード線との間に備えられ、第1端子よりワード線に対して正電圧を供給する際に導通する第1N型トランジスタを備えるところ、ワード線に第1負電圧を供給する際、第1N型トランジスタの制御端子には、第1負電圧に比して更に低電圧の第2負電圧が供給される。
また、第2の発明に係る不揮発性記憶装置は、ワード線に負電圧を供給する負電圧発生部と、負電圧発生部への供給電源を、負電圧発生部における増大する所定負荷条件に応じて、より高い電圧レベルである高電圧電源に切り替える電源切替部とを備えることを特徴とする。
また、第3の発明に係る不揮発性記憶装置は、チャージポンプ回路を備えて、ワード線に負電圧を供給する負電圧発生部と、負電圧発生部における所定負荷条件に応じて、チャージポンプ動作における動作周波数を、より高い周波数に切り替える周波数切替部とを備えることを特徴とする。
また、第4の発明に係る不揮発性記憶装置は、ワード線に負電圧を供給する負電圧発生部と、負電圧発生部における所定負荷条件に応じて、負電圧発生部に代えて、または負電圧発生部に加えて、動作を開始する補助負電圧発生部とを備えることを特徴とする。
また、第2の発明に係る不揮発性記憶装置の制御方法は、ワード線を選択するステップと、選択されたワード線に負電圧を供給するステップと、選択されたワード線数が所定数以上の場合に、負電圧の供給能力を増大させるステップとを有することを特徴とする。
第2の発明の不揮発性記憶装置では、負電圧発生部によりワード線に負電圧を供給する際、電源切替部により、負電圧発生部の負荷が増大する所定負荷条件に応じて、負電圧発生部への供給電源を通常電源に比して高電圧電源に切り替える。
第3の発明の不揮発性記憶装置では、負電圧発生部によりワード線に負電圧を供給する際、周波数切替部により、負電圧発生部の負荷が増大する所定負荷条件に応じて、負電圧発生部に備えられているチャージポンプ回路の動作周波数を通常周波数に比して高周波数に切り替える。
第4の発明の不揮発性記憶装置では、負電圧発生部によりワード線に負電圧を供給する際、負電圧発生部の負荷が増大する所定負荷条件に応じて、負電圧発生部に代えて、または負電圧発生部に加えて、補助負電圧発生部を活性化する。
第2の発明の不揮発性記憶装置の制御方法では、ワード線が選択されて負電圧が供給される際、選択されるワード線数が所定数以上であることに応じて、負電圧の供給能力を増大する。
上記第1の発明の不揮発性記憶装置、およびその制御方法によれば、第1N型トランジスタの制御端子には、ワード線に供給される第1負電圧より低電圧の第2負電圧が供給される。他端子に比して高い電圧レベルが制御端子に供給される場合に導通する第1N型トランジスタにおいて、ワード線が接続されている端子に対して制御端子の電圧が定電圧となり逆バイアスが印加されて、第1N型トランジスタは確実にオフ状態となる。これにより、第1N型トランジスタが低閾値電圧であり、他端子と制御端子との電圧差がない場合にテーリング電流等のリーク電流が流れてしまう場合であっても、第1N型トランジスタは確実にオフ状態とされリーク電流の低減を図ることができる。ワード線への第1負電圧の供給を確実に行うことができる。
また、第2乃至第4の発明の不揮発性記憶装置によれば、負荷が増大する所定負荷条件に応じて、負電圧発生部への供給電源を高電圧とし、負電圧発生部に備えられるチャージポンプ回路の動作周波数を高周波数とし、または補助負電圧発生部を活性化することにより、負電圧の供給能力を高めることができる。テーリング電流等のリーク電流が増大する状態を所定負荷条件として設定しておけば、リーク電流の増大に応じて負電圧の供給能力を高めることができ、リーク電流の増大にも関わらずワード線への負電圧の供給を確実に行うことができる。
また、第2の発明の不揮発性記憶装置の制御方法によれば、負電圧が供給されるために選択されるワード線数が所定数以上である場合に、負電圧の供給能力を高めることができる。ワード線ごとにリーク電流が存在するところ、選択されるワード線数が所定数以上となりリーク電流の総和が増大する場合に、負電圧の供給能力を高めることができ、リーク電流の増大にも関わらずワード線への負電圧の供給を確実に行うことができる。
これにより本発明によれば、ワード線への第1負電圧または負電圧の供給を確実に行うことができ、ワード線への負電圧の供給が行われるイレーズ動作等の回路動作を確実に行うことができる。
ワード線に負電圧が供給された場合のリーク電流が低減することにより、負電圧発生部の負電圧供給能力を必要最小限とすることができ、回路規模の縮小を図ることができる。また、必要に応じて負電圧供給能力を高めることができるので、不要な電圧供給能力を備える必要がなく、回路の消費電流を低減することができると共に、回路規模の縮小を図ることができる。
3 負電圧発生回路
4 レベルシフト回路
5 スイッチ(A)
6 プリデコーダ(A)
7 レギュレータ回路
10、11 上位デコーダ群
10(i)、11(i)(i=1〜m) 上位デコーダ
20(i)、21(i)、22(i)(i=1〜m) 下位デコーダ群
20(i)(x)、21(i)(x)、22(i)(x)(i=1〜m)(x=1〜n)
下位デコーダ
31 補助負電圧発生回路
50、51 スイッチ(B)
60、61 プリデコーダ(B)
81 ACC電源端子
82 VCC電源端子
GWL0(i)/GWLB0(i)、GWL1(i)/GWLB1(i)(i=1〜 m) グローバルワード線
NEGP 低側電圧供給線
PPS 接地電圧供給線
S00乃至S10 セクタ
VM 第1負電圧供給線
VMP 第2負電圧供給線
VPX 正電圧供給線
VWL0(x)、VWL1(x)(x=1〜n) プリデコード線
XDS0、XDS1 低側電圧供給線
ACC ACC制御信号
ACTB0(i)(i=1〜m) アクティブ信号
ADD_H ロウ方向アドレス
ADD_V カラム方向アドレス
ER イレーズ信号
ERB 反転イレーズ信号
4 レベルシフト回路
5 スイッチ(A)
6 プリデコーダ(A)
7 レギュレータ回路
10、11 上位デコーダ群
10(i)、11(i)(i=1〜m) 上位デコーダ
20(i)、21(i)、22(i)(i=1〜m) 下位デコーダ群
20(i)(x)、21(i)(x)、22(i)(x)(i=1〜m)(x=1〜n)
下位デコーダ
31 補助負電圧発生回路
50、51 スイッチ(B)
60、61 プリデコーダ(B)
81 ACC電源端子
82 VCC電源端子
GWL0(i)/GWLB0(i)、GWL1(i)/GWLB1(i)(i=1〜 m) グローバルワード線
NEGP 低側電圧供給線
PPS 接地電圧供給線
S00乃至S10 セクタ
VM 第1負電圧供給線
VMP 第2負電圧供給線
VPX 正電圧供給線
VWL0(x)、VWL1(x)(x=1〜n) プリデコード線
XDS0、XDS1 低側電圧供給線
ACC ACC制御信号
ACTB0(i)(i=1〜m) アクティブ信号
ADD_H ロウ方向アドレス
ADD_V カラム方向アドレス
ER イレーズ信号
ERB 反転イレーズ信号
以下、本発明の不揮発性記憶装置、およびその制御方法について具体化した実施形態を図1乃至図9に基づき図面を参照しつつ詳細に説明する。
図1には、不揮発性記憶装置のメモリセルアレイにおいて、アクセス制御単位ごとに纏められ、複数のメモリセルが所定数ごとにワード線に接続されたメモリセル領域であるセクタS00乃至S10と、セクタごとにロウ方向アドレスをデコードするデコーダ群との配置を示す。
デコーダ群は、同一ロウ方向のセクタ列ごとに備えられる上位デコーダ群10、11と、セクタS00、S01、S10ごとに、m組備えられる下位デコーダ群20(1)乃至20(m)、21(1)乃至21(m)、22(1)乃至22(m)とで構成されている。
上位デコーダ群10、11は、各々、上位デコーダ10(1)乃至10(m)、11(1)乃至11(m)を備え、各上位デコーダは、m組のグローバルワード線GWL0(1)/GWLB0(1)乃至GWL0(m)/GWLB0(m)、グローバルワード線GWL1(1)/GWLB1(1)乃至GWL1(m)/GWLB1(m)を選択する。
ここで、二本で一組となっているグローバルワード線GWLとGWLBは、消去動作以外の、プログラム動作および読み出し動作において相補のデコード信号として出力される信号である。
下位デコーダ群20(1)乃至20(m)、21(1)乃至21(m)、22(1)乃至22(m)は、同一ロウ方向に配置されている上位デコーダ群10、11のグローバルワード線を受けて、更にデコードを行う。すなわち、下位デコーダ群20(1)乃至20(m)、21(1)乃至21(m)は、グローバルワード線GWL0(1)/GWLB0(1)乃至GWL0(m)/GWLB0(m)が接続されている。下位デコーダ群22(1)乃至22(m)は、グローバルワード線GWL1(1)/GWLB1(1)乃至GWL1(m)/GWLB1(m)が接続されている。
各下位デコーダ群20(1)乃至20(m)、21(1)乃至21(m)、22(1)乃至22(m)は、各々、n個の下位デコーダ20(1)(1)〜20(1)(n)乃至20(m)(1)〜20(m)(n)、21(1)(1)〜21(1)(n)乃至21(m)(1)〜21(m)(n)、22(1)(1)〜22(1)(n)乃至22(m)(1)〜22(m)(n)が備えられ、各下位デコーダは、同一カラム方向に配置されているセクタ列ごとに、n本の第1端子であるプリデコード線VWL0(1)〜VWL0(n)、VWL1(1)〜VWL1(n)により選択される。下位デコーダには、セクタ内のメモリセルの制御ゲート端子を駆動するローカルワード線が接続されており(不図示)、グローバルワード線GWL0(1)/GWLB0(1)乃至GWL0(m)/GWLB0(m)、GWL1(1)/GWLB1(1)乃至GWL1(m)/GWLB1(m)とプリデコード線VWL0(x)、VWL1(x)(x=1乃至n)との組み合わせにより、所定のローカルワード線が選択されてバイアスが供給される。
図2では、第1実施形態を、図1におけるセクタS00、S01に対するデコード群を例にとり説明する。各セクタS00、S01には、下位デコーダ群20(i)、21(i)(i=1〜m)が備えられている。下位デコーダ群各々の高電圧電源端子VH、および低電圧電源端子VLは、プリデコード線VWL0(x)、VWL1(x)(x=1〜n)、および第2端子である低側電圧供給線XDS0、XDS1を介して、各々、プリデコーダ(B)60、61、およびスイッチ(B)50、51に接続されている。また、対応する下位デコーダ群20(i)、21(i)(i=1〜m)には、各々、グローバルワード線GWL0(i)/GWLB0(i)(i=1〜m)が接続されている。
プリデコーダ(B)60、61は、カラム方向アドレスADD_Vおよびイレーズ信号ERが入力され、正電圧供給線VPXあるいは接地電圧供給線PPSの何れか一方を選択して、プリデコード線VWL0(x)、VWL1(x)(x=1〜n)に接続する。同様に、スイッチ(B)50、51は、カラム方向アドレスADD_Vおよびイレーズ信号ERが入力され、第1負電圧供給線VMあるいは接地電圧供給線PPSの何れか一方を選択して、低側電圧供給線XDS0、XDS1に接続する。第1負電圧供給線VMはレベルシフト回路4に接続されており、第2負電圧供給線VMPを介して負電圧発生回路3から出力される第2負電圧VMPがレベルシフトされて供給される。
グローバルワード線GWL0(i)/GWLB0(i)(i=1〜m)は、上位デコーダ群10により選択される。上位デコーダ群10の高圧電源端子VHには正電圧供給線VPXが接続され、低圧電源端子VLは、第3端子である低側電圧供給線NEGPを介してスイッチ(A)5に接続されている。スイッチ(A)5は、イレーズ信号ERが入力され、第2負電圧供給線VMPあるいは接地電圧供給線PPSの何れか一方を選択して低側電圧供給線NEGPに接続する。
上位デコード群10には、プリデコーダ(A)6から上位デコーダ群10を構成する上位デコーダ10(i)(i=1〜m)ごとに出力される、アクティブ信号ACTB0(i)(i=1〜m)と、イレーズ信号ERの反転信号である反転イレーズ信号ERBが入力される。プリデコーダ(A)6は、ロウ方向アドレスADD_Hおよびイレーズ信号ERが入力される。
イレーズ信号ERがローレベルであり非消去状態の場合には、ロウ方向アドレスADD_Hに応じて選択される何れか一つのアクティブ信号ACTB0(i)がローレベルとなり、ハイレベルの反転イレーズ信号ERBと合せて、対応するグローバルワード線GWL0(i)をハイレベルに、グローバルワード線GWLB0(i)をローレベルにする。
このとき、プリデコーダ(B)60、61、スイッチ(B)50、51に対して、イレーズ信号ERがローレベルであるところは、カラム方向アドレスADD_Vに関係なく、セクタS00、S01の、プリデコーダ(B)60、61およびスイッチ(B)50、51が非選択状態である。非選択のスイッチ(B)を介して、低側電圧供給線が接地電圧供給線PPSと接続され、対応する下位デコーダ群に接地電位を供給する。また、選択されるプリデコーダ(B)を介して、何れかのプリデコード線が正電圧供給線VPXと接続され、対応する下位デコーダ群に正バイアス電圧を供給する。
カラム方向アドレスADD_Vと、ER信号により選択されて、正バイアス電圧および接地電位が供給されている下位デコード群に対して、ロウ方向アドレスADD_Hにより選択されて、ハイ/ローレベルとなったグローバルワード線GWL0(i)/GWLB0(i)が入力されることにより、正バイアス電圧が不図示のローカルワード線に供給されてロウ方向のメモリセルが選択される。こうして、プログラム動作あるいはデータ読出し動作における、ロウ方向の選択が行われる。選択終了に際しては、アクティブ信号ACTB0(i)がハイレベルに反転することにより、グローバルワード線GWL0(i)がローレベルに、グローバルワード線GWLB0(i)がハイレベルに反転して、正電圧に充電されているローカルワード線の電圧バイアスを、低側電圧供給線を介して、接地電圧供給線PPSに供給されている接地電位に放電することにより行う。
尚、この場合、同一のロウ方向アドレスADD_Hであって、カラム方向アドレスADD_Vが非選択である場合は、プリデコーダ(B)60、61を介して、プリデコード線VWL(x)が接地電圧供給線PPSに接続されるため、ローカルワード線は接地電位に維持される。また、ロウ方向アドレスADD_Hが異なる場合には、グローバルワード線が非選択状態であり、スイッチ(B)50、51を介して、低側電圧供給線が接地電圧供給線PPSに接続されるため、ローカルワード線は接地電位に維持される。
イレーズ信号ERがハイレベルであり消去状態の場合には、負電圧発生回路3が活性化され、第2負電圧供給線VMPに第2負電圧VMPを供給する。第2負電圧VMPはレベルシフト回路4を介して第1不電圧VMにレベルシフトされる。第2負電圧VMPは、スイッチ(A)5において、活性化されたイレーズ信号ER、および消去対象のセクタと同一のロウ方向アドレスADD_Hにより選択されて、上位デコーダ群10に供給される。同時に、第1負電圧VMは、同一ロウ方向の全てのセクタS00、S01にあるスイッチ(B)50、51において、活性化されたイレーズ信号ERにより選択されて、あるいはカラム方向アドレスADD_Vに応じて選択される消去対象のセクタS00、S01にあるスイッチ(B)50、51により選択されて、下位デコーダ群20(i)、21(i)(i=1〜m)に供給される。ここで、レベルシフト回路4において、第1負電圧VMは第2負電圧VMPに比して高い電圧レベルを有するようにレベルシフトが行われる。
また、プリデコーダ(A)6は、活性化されたイレーズ信号ERにより、全てのアクティブ信号ACTB0(i)(i=0〜m)をローレベルとする。これにより、上位デコーダ群10から出力されている全てのグローバルワード線GWL0(i)(i=0〜m)が低側電圧供給線NEGPに接続される。これにより、グローバルワード線GWL0(i)(i=0〜m)は第2負電圧VMPにバイアスされる。一方、グローバルワード線GWLB0(i)(i=0〜m)は接地電位に維持される。
更に、プリデコーダ(B)60、61は、活性化されたイレーズ信号ERにより、同一ロウ方向にある全てのセクタS00、S01に対して、あるいはカラム方向アドレスADD_Vに応じて選択される消去対象のセクタS00、S01に対して、プリデコード線VWL0(x)、VWL1(x)(x=1〜n)を接地電圧供給線PPSに接続する。
ここで、プリデコーダ(B)60、61とスイッチ(B)50、51とは、同様に制御が行われる。すなわち、スイッチ(B)50、51において第1負電圧供給線VMが選択されるセクタに対して、プリデコーダ(B)60、61において接地電圧供給線PPSが選択される。この接続状態にあるセクタに対して一括消去が行なわれる。消去対象となるセクタあるいは複数のセクタに配置されている下位デコーダ群の低電圧電源端子VLに、共通に第1負電圧VMが供給されると共に、これらの下位デコーダ群に接続されているグローバルワード線GWL0(i)(i=0〜m)に、共通に第1負電圧VMに比して低電圧である第2負電圧VMPが供給される。
図3は、図2のデコーダ群に関し、上位デコーダ群10を構成する上位デコーダ10(i)(i=1〜m)、および下位デコーダ群20(1)を構成する下位デコーダ20(1)(x)(x=1〜n)の回路構成例である。上位デコーダ10(i)(i=1〜m)は、上位デコーダ群10にmセット備えられており、各上位デコーダ10(i)(i=1〜m)は、図3に示す回路と同様の構成を有している。各上位デコーダ10(i)(i=1〜m)は、非消去動作において、アクティブ信号ACTB0(i)(i=1〜m)により各別に選択制御されるところ、消去動作においては、全てのアクティブ信号ACTB0(i)(i=1〜m)が同時にローレベルに活性化されることにより、同時に選択される。各上位デコーダ10(i)(i=1〜m)は、nセットの下位デコーダ20(i)(x)(i=1〜m)(x=1〜n)に対して備えられている。このうち、グローバルワード線GWL0(i)/GWLB0(i)(i=1〜m)は、下位デコーダ20(i)(x)(i=1〜m)(x=1〜n)に共通に接続されている。
上位デコーダ10(i)は、ソース端子が正電圧供給線VPXに接続され、ドレイン端子とゲート端子が相互に接続されたPMOSトランジスタTP1、TP2を備えている。PMOSトランジスタTP1のドレイン端子は、NMOSトランジスタTN1を介してアクティブ信号ACTB0(i)の入力端子に接続されている。PMOSトランジスタTP2のドレイン端子は、第3N型トランジスタであるNMOSトランジスタTN2を介して低側電圧供給線NEGPに接続されている。NMOSトランジスタTN1のゲート端子は電源電圧VCCに接続され、NMOSトランジスタTN2のゲート端子はアクティブ信号ACTB0(i)の入力端子に接続されている。PMOSトランジスタTP2とNMOSトランジスタTN2との接続点からグローバルワード線GWL0(i)が出力される。また、アクティブ信号ACTB0(i)およびイレーズ信号ERは、ナンドゲートNA1に入力され、ナンドゲートNA1の出力信号はインバータゲートI1を介してグローバルワード線GWLB0(i)として出力される。ここで、NMOSトランジスタTN1は、アクティブ信号ACTB0(i)の入力端子に印加されるバイアス電圧を電源電圧VCC以下に制限する機能を奏する。プログラム動作等の場合に、正電圧供給線VPXに電源電圧VCC以上の昇圧電圧が印加されても、NMOSトランジスタTN1によりアクティブ信号ACTB0(i)の入力端子に印加される電圧は、電源電圧VCC以下に制限される。
下位デコーダ20(i)(x)は、ゲート端子にグローバルワード線GWL0(i)が接続され、プリデコード線VWL0(x)とローカルワード線WL(i)(x)とを接続する第1N型トランジスタであるNMOSトランジスタTN3、およびゲート端子にグローバルワード線GWLB0(i)が接続され、低側電圧供給線XDS0とローカルワード線WL(i)(x)とを接続する第2N型トランジスタであるNMOSトランジスタTN4を備えて構成されている。
ここで、プリデコード線VWL0(x)には、動作状態に応じて接地電位から正電圧までの電圧値が供給される。消去動作においては、電源電圧VCCあるいは接地電位が供給されると共に、読出し動作において電源電圧VCCが供給され、プログラム動作においては昇圧電圧が供給される。低側電圧供給線NEGP、XDS0には、動作状態に応じて負電圧あるいは接地電位の何れかが供給される。読出し動作やプログラム動作においては接地電位が供給されるところ、消去動作においては負電圧が供給される。具体的には、低側電圧供給線NEGPには、第2負電圧VMPが供給され、低側電圧供給線XDS0には、第2負電圧VMPに比して電圧レベルの高い第1負電圧VMが供給される。
図2、図3の回路動作を、図4に基づき説明する。図4では、非消去動作の場合としてプログラム動作を例示している。また、各信号線については、サフィックスを省略して記載している。
プログラム動作の場合、先ず、反転イレーズ信号ERBはハイレベルである。電源電圧として、例えば1.8Vの電圧レベルである。スイッチ(A)、スイッチ(B)(図2)により、低側電圧供給線NEGP、XDSは接地電位である。また、正電圧供給線VPXについては、不図示の回路に応じて、プログラム対象のメモリセルを有するセクタS00をデコードする上位デコーダに対しては、昇圧電圧として、例えば9Vが供給される。セクタS10等のプログラム対象ではないセクタに対する上位デコーダについては、電源電圧VCCとして、例えば1.8Vが供給されている。
アクティブ信号ACTBは、プログラム対象のメモリセルを有するセクタS00をデコードする上位デコーダにおいては、何れか一つのアクティブ信号ACTBがローレベル(例えば、接地電位)に活性化され、他はハイレベル(例えば、電源電圧VCCとして1.8V)に維持される。プログラム対象のメモリセルを有しないセクタS10をデコードする上位デコーダについては、全てのアクティブ信号ACTBがハイレベル(例えば、1.8V)に維持される。
図3に示すように、上位デコーダ10(i)において、ローレベルのアクティブ信号ACTB0(i)に対して、NMOSトランジスタTN1を介してPMOSトランジスタTP2のゲート端子がローレベルになり導通すると共に、NMOSトランジスタTN2が非導通となる。グローバルワード線GWL0(i)が正電圧供給線VPXの電圧レベル(例えば、9V)に活性化される。このとき、PMOSトランジスタTP1は非導通となり、この状態が維持される。ここで、反転イレーズ信号ERBはハイレベルであるため、ローレベルのアクティブ信号ACTB0(i)に対応するグローバルワード線GWLB0(i)はローレベル(例えば、接地電位)となる。これに対し、ハイレベルのアクティブ信号ACTBに対しては、グローバルワード線GWL/GWLBの論理レベルは反転する。
一方、下位デコーダにおいては、カラム方向アドレスADD_Vに応じて選択されるプリデコード線VWLがハイレベルに選択される。このときの電圧レベルは、不図示の昇圧回路により、例えば9Vである。プリデコード線VWLは、カラム方向に配線されているので、同一カラム方向のセクタS00、S10についてハイレベルが供給される。カラム方向アドレスADD_Vにより非選択となる、セクタS00、S01のその他のプリデコード線VWL,およびセクタS01のプリデコード線VWLはローレベルを維持する。
ハイ/ローレベルに活性化されたグローバルワード線GWL/GWLBは、同一ロウ方向のセクタS00、S01にある下位デコーダに接続されている。図3に示すように、下位デコーダ20(i)(x)のNMOSトランジスタTN3を導通し、NMOSトランジスタTN4を非導通とする。これにより、プリデコード線VWL0(x)は、ローカルワード線に接続される。一方、ハイレベルに活性化されたプリデコード線VWL0(x)は、同一カラム方向のセクタS00、S10にある下位デコーダ20(i)(x)に接続されている。これにより、セクタS00において選択されるローカルワード線WLが、ハイレベルのプリデコード線VWL0(x)に接続されて、プログラム動作に対応する正電圧にバイアスされる。
消去動作の場合、先ず、反転イレーズ信号ERBはローレベルである。また、セクタ内のカラム方向アドレスADD_Vは識別されることはなく、プリデコード線BVWLはローレベルに維持される。スイッチ(A)(図2)により、消去対象のセクタS00と同一ロウ方向にある低側電圧供給線NEGPには、第2負電圧供給線VMPが接続される。第2負電圧供給線VMPには、負電圧発生回路3より第2負電圧VMPが供給されている。例えば−10Vである。なお、消去対象のセクタS00とは異なるロウ方向にある低側電圧供給線NEGPには、接地電圧供給線PPSが接続される。
セクタごとに備えられているスイッチ(B)(図2)のうち、消去対象のセクタS00を示すカラム方向アドレスADD_Vに応じて選択されたスイッチ(B)により、第1負電圧供給線VMが選択されて低側電圧供給線XDSに接続される。レベルシフト回路4で第2負電圧VMPからレベルシフトされた第1負電圧VM(例えば、−9V)が消去対象のセクタS00にある下位デコーダに供給される。消去対象ではないセクタS10、S01については、接地電圧供給線PPSが接続される。
また、正電圧供給線VPXについては、消去対象のセクタS00をデコードする上位デコーダに対しては接地電位が供給される。消去対象ではないセクタがあるロウ方向に配置されている上位デコーダに対しては、電源電圧VCCとして、例えば1.8Vが供給されている。
アクティブ信号ACTBは、消去対象のセクタS00をデコードする上位デコーダにおいては、全てのアクティブ信号ACTBがローレベルに活性化される。消去対象のセクタS00とは異なるロウ方向の上位デコーダについては、全てのアクティブ信号ACTBが電源電圧VCC(例えば、1.8V)のハイレベルに維持される。
消去対象のセクタをデコードする上位デコーダ10(i)については、図3に示すように、低側電圧供給線NEGPに第2負電圧(例えば、−10V)が供給されるため、正電圧供給線VPXやアクティブ信号ACTB0(i)に、接地電位やローレベルを供給して、PMOSトランジスタTP1、TP2、NMOSトランジスタTN2に高い差電圧が印加されないことが好ましい。
消去対象のセクタS00をデコードする上位デコーダ10(i)において、アクティブ信号ACTBがローレベル(例えば、接地電位)であるところ、低側電圧供給線NEGPには第2負電圧(例えば、−10V)が供給されるため、NMOSトランジスタTN2は導通して、グローバルワード線GWL0(i)が第2負電圧(例えば、−10V)に活性化される。PMOSトランジスタTP1は導通して、PMOSトランジスタTP2のゲート端子を接地電位とする。PMOSトランジスタTP2は非導通に維持される。ここで、反転イレーズ信号ERBはローレベルであるためグローバルワード線GWLB0(i)はローレベルとなる。これに対し、消去対象のセクタS00とは異なるロウ方向にある上位デコーダでは、ハイレベルのアクティブ信号ACTBに対して、NMOSトランジスタTN2が導通するところ、低側電圧供給線NEGPが接地電位であり、グローバルワード線GWLは接地電位とされる。また、反転イレーズ信号がローレベルであることより、グローバルワード線GWLBはローレベルに維持されている。
消去対象のセクタS00については、低側電圧供給線XDSに第1負電圧(例えば、−9V)が供給されており、グローバルワード線GWLBの電圧レベルが接地電位であることから、図3に示す回路図より、下位デコーダ20(i)(x)のNMOSトランジスタTN4は導通して、ローカルワード線WL(i)(x)に第1負電圧VM(例えば、−9V)を供給する。このとき、グローバルワード線GWL0(i)には第2負電圧VMP(例えば、−10V)が供給されているので、NMOSトランジスタTN3は、ドレイン端子に比してゲート端子が負電圧にバイアスされた逆バイアス状態である。NMOSトランジスタTN3として低閾値電圧のMOSトランジスタを使用する場合においても、充分な逆バイアスが印加されることにより、テーリング電流等のリーク電流を充分に低減することができる。
尚、消去対象ではないセクタS10、S01のうち、消去対象のセクタS00と同じロウ方向にあるセクタS01については、グローバルワード線GWLが第2負電圧(例えば、−10V)であり、下位デコーダにおいて、NMOSトランジスタTN3が導通するところ、このときワード線WLに接続されるプリデコード線VWLには接地電位が供給されている。従って、ワード線は接地電位に維持される。また、消去対象のセクタS00とは異なるロウ方向にあるセクタS10については、グローバルワード線GWL/GWLBは共に接地電位である。NMOSトランジスタTN3、TN4は共に非導通となり、ローカルワード線WLはフローティング状態となる。フローティング状態のローカルワード線WLは、例えば、9V等の高電圧レベルに昇圧されるウェル電位により、容量結合や電流リーク等の影響を受けることで電圧レベルが規定される結果、ウェル電位に近い電位に維持される。このワード線については、消去動作は行われない。
図5には第2負電圧VMPと第1負電圧VMを生成する回路部分を示す。イレーズ信号ERにより活性化される負電圧発生回路3からは、第2負電圧供給線VMPに第2負電圧VMPが出力される。第2負電圧供給線VMPはレベルシフト回路4に接続され、レベルシフト回路4からは、第1負電圧供給線VMに第1負電圧VMが出力される。第1負電圧供給線VMには、レギュレータ回路7が接続されている。
負電圧発生回路3は、例えば、チャージポンプ回路である。第2負電圧供給線VMPからチャージポンプ動作により電荷を引き抜いて、第2負電圧供給線VMPに負電圧を生成する。
レベルシフト回路4は、例えば、ダイオード素子等で構成される。第1負電圧供給線VMにアノード端子が接続され、第2負電圧供給線VMPにカノード端子が接続される構成である。チャージポンプ回路により構成されている負電圧発生回路3が電荷を引き抜くことに応じて、ダイオード素子の順方向に電流が流れ順方向電圧の電圧降下が発生することにより、第2負電圧VMPから第1負電圧VMへの電圧レベルシフトが行われる。この場合、ダイオード素子の順方向電圧は、流れる電流値に依存するが、略1V程度のレベルシフトとなる。
レギュレータ回路7は、フィードバックノードFBと参照電圧VRFとが接続された比較器CMPと、比較器CMPの出力信号によりオン/オフ制御され、第1負電圧供給線VMの電圧レベルに比して高電圧の電圧源VH1に一端が接続されたスイッチ回路SWと、スイッチ部SWの他端と第1負電圧供給線VMとの間に接続されている抵抗素子Rとを備えている。更に、フィードバックノードFBは、接地電位との間にキャパシタC1、および第1負電圧供給線VMとの間にキャパシタC2が接続されると共に、所定電圧レベルの電圧源VH2との間にPMOSトランジスタTP3が接続されている。PMOSトランジスタTP3のゲート端子には、消去動作に先立ち、ローパルスのリセット信号RSTが供給される。
ローパルスのリセット信号RSTが出力されることによりフィードバックノードFBが初期化された後、消去動作が開始される。イレーズ信号ERがハイレベルとなり負電圧発生回路3が活性化されると、チャージポンプ動作が行われ、第2負電圧供給線VMP、およびレベルシフト回路4を介して第1負電圧供給線VMの電荷が引き抜かれる。これにより、第1および第2負電圧供給線VM、VMPの電位が降下する。キャパシタC2による容量結合に応じてフィードバックノードFBの電位も降下する。第1および第2負電圧供給線VM、VMPの電位降下が継続し、フィードバックノードFBの電位が参照電圧VFBを下回ることに応じて、スイッチ部SWが導通して第1負電圧供給線VMに電流が流れ込み、第1および第2負電圧VM、VMPの電位を上昇させる。これに応じてフィードバックノードFBの電位も上昇する。フィードバックノードFBの電位が参照電圧VFBとバランスするようにフィードバック制御が行われ、第1および第2負電圧VM、VMPが所定の負電圧にレギュレートされる。例えば、第1負電圧VMとして−9V、第2負電圧VMPとして−10Vである。ここで、第1負電圧VMにおける−9Vは、消去動作におけるローカルワード線の電圧バイアス仕様に基づいた電圧値であり、第2負電圧VMPにおける−10Vは、レベルシフト回路4を構成するダイオード素子の順方向電圧の電圧降下を加えた電圧値である。
第1負電圧供給線VMの負電圧をモニタしておき、所定の電圧より低下した場合に電流が供給される。供給された電流は、レベルシフト回路4を構成するダイオード素子を介して負電圧発生回路3を構成するチャージポンプ回路から引き抜かれる。チャージポンプ回路の電流引き抜き能力の範囲内で、レギュレータ回路7による電流供給が制御されることにより、第1負電圧VMおよび第2負電圧VMPが所定電圧レベルに維持される。
図6、図7は、第2実施形態の回路ブロック図である。第2実施形態では、FCERモード(またはACCモード)により消去動作を行う際、負電圧発生回路3への供給電源を通常時の電源電圧VCCに比して高電圧の電圧源とすることにより、負電圧発生回路3の駆動能力を高め、増大するリーク電流を吸収する方法である。
図6は第1具体例である。FCERモード(またはACCモード)であることを示すACC制御信号ACCに応じて、電源切替部8において供給電源を切り替える。例えば、非ACCモードにおいて、ウェルへの正バイアス電圧(例えば、9V)は、不揮発性記憶装置の内部にある昇圧回路を使用して充分に供給できても、ACCモードでは、消去範囲の増大に伴い、内部昇圧回路では賄いきれなくなる。そこで、専用の電源端子であるACC電源端子81を備えておき、ACCモードへのエントリーに伴い、ACC電源端子81からウェルに対して、直接に正バイアス電圧を供給することが一般的に行われている。第1具体例では、ACC電源端子81から供給される正バイアス電圧を、電源切替部8により負電圧発生回路3に供給する。例えば、通常の電源電圧VCCが1.8Vであるところ、正バイアス電源として9Vが電源供給されれば、負電圧発生回路3としてチャージポンプ回路を使用している場合、一回のポンプ動作において、電圧振幅を大幅に増大させることができ、少ないポンピング回数で所望の負電圧を生成することができる。負電圧発生回路3の回路構成を簡略化することができると共に、消費電流の低減を図ることができる。
尚、ACC電源端子81は、FCERモード時に使用しない制御端子やアドレス端子などと兼用する事もでき、パッケージの端子数を削減する事も可能である。
尚、ACC電源端子81は、FCERモード時に使用しない制御端子やアドレス端子などと兼用する事もでき、パッケージの端子数を削減する事も可能である。
図7は第2具体例である。第1具体例において、ACC電源端子81から入力される正バイアス電圧を直接電源電圧として扱う場合に、負電圧発生回路3の素子耐圧を、正バイアス電圧に合せて設計する必要があるところ、通常動作時の電源電圧VCCに対しては過剰な素子耐圧を備えていることとなり、回路構成上の無駄が多い。そこで、ACCモード時に電源を切り替える際、ACC電源端子81から入力される正バイアス電圧をそのまま使用するのではなく、内部に降圧回路を備えることにより、負負電圧発生回路3の素子耐圧を確保しながら、充分な駆動能力をACCモードに関わらず実現することが可能な具体例である。
ACC電源端子81から供給される正バイアス電圧は、抵抗素子R2およびR3により分圧され、分圧された分圧バイアス電圧(例えば、5V)は、バッファ回路BUFを介して電流供給能力が確保された上で、電源切替部8に入力される。これにより、例えば、9Vといった高電圧の正バイアス電圧が直接負電圧発生回路3に印加されることはない。負電圧発生回路3を高耐圧素子により構成する必要がなく、しかも、ACCモードに関わらず、常に充分な駆動能力を有した負電圧発生回路3とすることができる。
図8、図9は、第3実施形態の回路ブロック図である。非ACCモードでの消去動作において、VCC電源端子82より電源電圧VCC(例えば、1.8V)が給電されて使用される負電圧発生回路3に代えて(図8)、または負電圧発生回路3に加えて(図9)、ACC電源端子81より電源電圧VCC(例えば、1.8V)に比して高電圧の正バイアス電圧(例えば、9V)が給電される補助負電圧発生回路31が活性化される。電源電圧VCCより高電圧の正バイアス電圧により活性化される補助負電圧発生回路31は、負電圧発生回路3に比して高駆動能力であり、より多くのセクタにおいて一括消去が行なわれリーク電流が増大する、ACCモードにおいても、第2負電圧供給線VMPに所定の第2負電圧VMPを供給することができる。
図8では、負電圧発生回路3、補助負電圧発生回路31のイネーブル端子(EN)は、アンドゲートA1、A2で制御される。アンドゲートA1には、イレーズ信号ERとACC制御信号ACCの反転信号とが入力される。消去動作時を示すハイレベルのイレーズ信号ERと、非ACCモード状態を示すローレベルのACC制御信号ACCとに応じて、負電圧発生回路3が活性化される。アンドゲートA2には、イレーズ信号ERとACC制御信号ACCとが入力される。消去動作時を示すハイレベルのイレーズ信号ERと、ACCモード状態を示すハイレベルのACC制御信号ACCとに応じて、補助負電圧発生回路31が活性化される。すなわち、ACCモード、非ACCモードの各々に対して、負電圧発生回路3、補助負電圧発生回路31が活性化されて、第2負電圧供給線VMPに第2負電圧VMPを供給する。
図9では、負電圧発生回路3、補助負電圧発生回路31のイネーブル端子(EN)は、イレーズ信号ER、アンドゲートA3で制御される。アンドゲートA3には、イレーズ信号ERとACC制御信号ACCとが入力される。負電圧発生回路3は常時活性化されているところ、消去動作時においてはACCモード状態を示すハイレベルのACC制御信号ACCに応じて、補助負電圧発生回路31が更に活性化される。ACCモードに入ることに応じて、負電圧発生回路3に加えて補助負電圧発生回路31が活性化されて、第2負電圧供給線VMPに第2負電圧VMPが供給される。
更に、チャージポンプ回路を備えて負電圧発生回路3が構成されている場合に、ACCモードにおいては、非ACCモードの場合に比して、チャージポンプ動作を行う動作周波数を高周波数化することが考えられる。チャージポンプ動作の動作周波数を高めることにより、負電圧の供給能力を高めることができる。
制御回路については図8の制御部分をそのまま利用することができる。チャージポンプ回路において、動作周波数を決定する発振器の回路構成については公知である。動作周波数の高周波数化についても公知の技術を適用することができる。例えば、リングオシレータを使用している場合には、リングオシレータを構成する各ゲート回路への給電能力を高めることにより、高周波数化することができる。ここで、給電能力とは、供給電流や供給電圧により決定される。供給される電流を増大することにより、または供給電圧を高電圧化することにより、給電能力を高めることができる。また、分周回路を備えている場合には、分周比を減らすことにより高周波数化することができる。更に、容量成分への充放電等のアナログ回路により構成されている場合には、容量値を減らすことや、充放電電流値を増大させること等のアナログ量の変更による各ゲート回路の時定数の調整により、高周波数化を実現することができる。これらの設定変更を行うことによりアンドゲートA2の出力信号に応じて周波数の切り替えを行う周波数切替部を備えることができる。ACCモードにおいてチャージポンプ動作における動作周波数を高周波数化することができる。
以上の説明から明らかなように、第1実施形態によれば、図2乃至図4に例示するように、下位デコーダ20(i)(x)(i=1〜m)(x=1〜n)において、第1N型トランジスタの一例であるNMOSトランジスタTN3の制御端子、すなわちゲート端子には、NMOSトランジスタTN4からローカルワード線WL(i)(x)に供給される第1負電圧VMより低電圧の第2負電圧VMPが供給される。NMOSトランジスタTN3は逆バイアスに印加され、確実にオフ状態となる。低閾値電圧であり、ゲート・ソース間電圧がゼロボルトである場合にもテーリング電流等のリーク電流が流れてしまう場合であっても、ゲート・ソース間に逆バイアスが印加されるため、リーク電流を確実に低減することができる。ローカルワード線WL(i)(x)への第1負電圧VMの供給を確実に行うことができる。
また、第2または第3実施形態によれば、例えば、ACCモード等により、一括消去されるセクタ数が増大することにより、または負電圧にバイアスされるローカルワード線数が増大する。リーク電流が増大し、負電圧発生回路の負荷が増大する所定負荷条件に応じて、負電圧の供給能力を増大させる。
すなわち、第2実施形態では、負電圧発生回路3への供給電源を、通常の電源電圧VCC(例えば、1.8V)から、ACC電源端子81に供給される高電圧の正バイアス電圧(例えば、9V)とし(図6)、あるいは正バイアス電圧から内部回路により分圧された分圧バイアス電圧(例えば、5V)とする(図7)。
また、第3実施形態では、ACCモードにおいては、非ACCモードにおいて通常の電源電圧VCCが給電されて活性化されている負電圧発生回路3に代えて、ACC電源端子81から供給される高電圧が給電される補助負電圧発生回路31に切り替えることにより(図8)、あるいは負電圧発生回路3に加えて、補助負電圧発生回路31を活性化することにより(図9)、第2負電圧VMPの供給能力を高める。
更に、負電圧発生回路がチャージポンプ回路を備えて構成されている場合には、チャージポンプ動作における動作周波数を高周波数化することで、負電圧の供給能力を高めることができる。
これにより、ローカルワード線への第1負電圧VMの供給を確実に行うことができ、ローカルワード線への負電圧の供給が行われるイレーズ動作等の回路動作を確実に行うことができる。
また、リーク電流が低減されるので、負電圧発生回路の負電圧供給能力を必要最小限とすることができ、回路規模の縮小を図ることができる。
また、必要に応じて負電圧供給能力を高めることができるので、不要な電圧供給動作を排除して、開路の消費電流を低減することができると共に、回路規模の縮小を図ることができる。
尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形が可能であることは言うまでもない。
例えば、第1実施形態では、図1乃至図3に示す、上位デコーダと下位デコーダとの構成を例にとり説明したが、デコーダの構成方法はこれに限定されるものではない。他の構成においても、同様の作用・効果を奏することはいうまでもない。
また、本実施形態においては、ワード線の構成として、グローバルワード線とローカルワード線との階層のワード線構造を備える場合を例に説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。ワード線構造が一階層の場合や、三階層以上の多階層の場合にも同様に適用することができる。
また、図5において、レベルシフト回路4はダイオード素子により構成されているものとして説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。略一定の電圧遷移を有して電流を流すことができる負電圧の降圧手段の構成であれば適用することができる。
また、図5において、レギュレート回路7により、第2負電圧VMPをレギュレートする構成とすることも可能である。
例えば、第1実施形態では、図1乃至図3に示す、上位デコーダと下位デコーダとの構成を例にとり説明したが、デコーダの構成方法はこれに限定されるものではない。他の構成においても、同様の作用・効果を奏することはいうまでもない。
また、本実施形態においては、ワード線の構成として、グローバルワード線とローカルワード線との階層のワード線構造を備える場合を例に説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。ワード線構造が一階層の場合や、三階層以上の多階層の場合にも同様に適用することができる。
また、図5において、レベルシフト回路4はダイオード素子により構成されているものとして説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。略一定の電圧遷移を有して電流を流すことができる負電圧の降圧手段の構成であれば適用することができる。
また、図5において、レギュレート回路7により、第2負電圧VMPをレギュレートする構成とすることも可能である。
Claims (18)
- 第1端子とワード線との間に備えられ、前記第1端子に供給される正電圧を、導通により前記ワード線に供給する第1N型トランジスタと、
前記第1N型トランジスタを非導通として前記ワード線に第1負電圧を供給する際、前記第1N型トランジスタの制御端子に、前記第1負電圧に比して更に低電圧の第2負電圧を供給する負電圧発生部とを備えることを特徴とする不揮発性記憶装置。 - 前記ワード線に供給される前記第1負電圧に応じて、前記ワード線に接続されている記憶セルに対する消去動作が行なわれることを特徴とする請求項1に記載の不揮発性記憶装置。
- 前記第2負電圧をレベルシフトして前記第1負電圧を生成するレベルシフト部を備えることを特徴とする請求項1に記載の不揮発性記憶装置。
- 第2端子と前記ワード線との間に備えられ、前記ワード線に供給された前記正電圧を、導通により放電する第2N型トランジスタを備え、
前記ワード線への前記第1負電圧の供給は、前記第2N型トランジスタが導通すると共に、前記第2端子に前記第1負電圧が供給されることにより行われることを特徴とする請求項1に記載の不揮発性記憶装置。 - 第3端子と前記第1N型トランジスタの制御端子との間に備えられ、該制御端子に供給されたバイアス電圧を、導通により放電する第3N型トランジスタを備え、
前記制御端子への前記第2負電圧の供給は、前記第3N型トランジスタが導通すると共に、前記第3端子に前記第2負電圧が供給されることにより行われることを特徴とする請求項4に記載の不揮発性記憶装置。 - ワード線に負電圧を供給する負電圧発生部と、
前記負電圧発生部における所定負荷条件に応じて、前記負電圧発生部への供給電源を、より高い電圧レベルである高電圧電源に切り替える電源切替部とを備えることを特徴とする不揮発性記憶装置。 - 前記負電圧は、前記ワード線に接続されている記憶セルに対して消去動作が行なわれる際に、前記ワード線に供給され、
前記所定負荷条件とは、所定数以上の前記記憶セルが同時に消去される場合であることを特徴とする請求項6に記載の不揮発性記憶装置。 - 前記高電圧電源は、前記所定負荷条件に応じて、外部より供給される電源であることを特徴とする請求項6に記載の不揮発性記憶装置。
- 前記所定負荷条件とは、複数セクタを同時に一括消去する動作モードであるFCER(First Chip Erase)モードであり、
前記外部より供給される電源とは、前記FCERモード用の電源端子から入力される電源であることを特徴とする請求項8に記載の不揮発性記憶装置。 - 前記高電圧電源は、前記所定負荷条件に応じて、外部より供給される電源に基づいて生成されることを特徴とする請求項6に記載の不揮発性記憶装置。
- チャージポンプ回路を備えて、ワード線に負電圧を供給する負電圧発生部と、
該負電圧発生部における所定負荷条件に応じて、チャージポンプ動作における動作周波数を、より高い周波数に切り替える周波数切替部とを備えることを特徴とする不揮発性記憶装置。 - ワード線に負電圧を供給する負電圧発生部と、
該負電圧発生部における所定負荷条件に応じて、前記負電圧発生部に代えて、または前記負電圧発生部に加えて、動作を開始する補助負電圧発生部とを備えることを特徴とする不揮発性記憶装置。 - 前記補助負電圧発生部への供給電源は、前記負電圧発生部への供給電源に比して高電圧であることを特徴とする請求項12に記載の不揮発性記憶装置。
- 前記負電圧発生部および前記補助負電圧発生部はチャージポンプ回路を備え、前記負電圧発生部のチャージポンプ回路における動作周波数に比して、前記補助負電圧発生部のチャージポンプ回路における動作周波数は、高周波数であることを特徴とする請求項12に記載の不揮発性記憶装置。
- 第1端子とワード線との間に備えられ、前記第1端子より前記ワード線に対して正電圧を供給する際に導通する第1N型トランジスタを備える不揮発性記憶装置の制御方法であって、
前記ワード線に第1負電圧を供給するステップと、
前記ワード線に前記第1負電圧を供給する際、前記第1N型トランジスタの制御端子に、前記第1負電圧に比して更に低電圧の第2負電圧を供給するステップとを有することを特徴とする不揮発性記憶装置の制御方法。 - ワード線を選択するステップと、
選択された前記ワード線に負電圧を供給するステップと、
選択された前記ワード線数が所定数以上の場合に、前記負電圧の供給能力を増大させるステップとを有することを特徴とする不揮発性記憶装置の制御方法。 - 前記負電圧の供給能力の増大は、供給電源を、通常供給電源にして高電圧とすることにより行なわれることを特徴とする請求項16に記載の不揮発性記憶装置の制御方法。
- 前記負電圧の供給能力の増大は、前記負電圧を供給する、チャージポンプ動作における動作周波数を、通常周波数に比して高い周波数とすることにより行なわれることを特徴とする請求項16に記載の不揮発性記憶装置の制御方法。
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KR100673170B1 (ko) * | 2005-03-10 | 2007-01-22 | 주식회사 하이닉스반도체 | 향상된 소거 기능을 가지는 플래쉬 메모리 장치 및 그 소거동작 제어 방법 |
JP2007207380A (ja) * | 2006-02-03 | 2007-08-16 | Renesas Technology Corp | 不揮発性半導体記憶装置 |
US7512015B1 (en) * | 2006-07-17 | 2009-03-31 | Lattice Semiconductor Corporation | Negative voltage blocking for embedded memories |
US7835200B2 (en) * | 2008-12-30 | 2010-11-16 | Stmicroelectronics S.R.L. | Level shifter |
KR101596826B1 (ko) * | 2009-10-26 | 2016-02-23 | 삼성전자주식회사 | 비휘발성 메모리 장치 및 그것의 바이어스 전압 인가 방법 |
US8638618B2 (en) * | 2010-12-23 | 2014-01-28 | Macronix International Co., Ltd. | Decoder for NAND memory |
KR20130031485A (ko) * | 2011-09-21 | 2013-03-29 | 에스케이하이닉스 주식회사 | 불휘발성 메모리 장치 |
US9082242B2 (en) * | 2013-10-11 | 2015-07-14 | GM Global Technology Operations LLC | Vehicle network health assessment |
JP5882397B2 (ja) | 2014-06-05 | 2016-03-09 | 力晶科技股▲ふん▼有限公司 | 負基準電圧発生回路及び負基準電圧発生システム |
JP5911614B1 (ja) | 2015-01-19 | 2016-04-27 | 力晶科技股▲ふん▼有限公司 | 負基準電圧発生回路 |
IT202000005104A1 (it) | 2020-03-10 | 2021-09-10 | Sk Hynix Inc | Architettura di commutazione per un dispositivo di memoria Flash NAND e circuito di commutazione ad alta tensione |
Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5730419A (en) * | 1980-07-30 | 1982-02-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Output buffer circuit |
JPS5843629A (ja) * | 1981-09-10 | 1983-03-14 | Nec Corp | 論理回路 |
JPH06168597A (ja) * | 1992-03-19 | 1994-06-14 | Fujitsu Ltd | フラッシュメモリ及びレベル変換回路 |
JPH0729386A (ja) * | 1993-07-13 | 1995-01-31 | Hitachi Ltd | フラッシュメモリ及びマイクロコンピュータ |
JP2003199329A (ja) * | 2001-12-28 | 2003-07-11 | Iwate Toshiba Electronics Co Ltd | 半導体集積回路 |
JP2003223794A (ja) * | 2002-01-24 | 2003-08-08 | Seiko Epson Corp | 不揮発性半導体装置の昇圧回路 |
JP2004103143A (ja) * | 2002-09-11 | 2004-04-02 | Fujitsu Ltd | 冗長構成を有するメモリ回路 |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2835215B2 (ja) | 1991-07-25 | 1998-12-14 | 株式会社東芝 | 不揮発性半導体記憶装置 |
JP2939086B2 (ja) | 1992-03-30 | 1999-08-25 | 三菱電機株式会社 | 半導体装置 |
US5311480A (en) | 1992-12-16 | 1994-05-10 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for EEPROM negative voltage wordline decoding |
US6249458B1 (en) * | 2000-06-22 | 2001-06-19 | Xilinx, Inc. | Switching circuit for transference of multiple negative voltages |
JP2002074951A (ja) | 2000-08-31 | 2002-03-15 | Sony Corp | 半導体集積回路装置 |
TW530459B (en) * | 2001-02-05 | 2003-05-01 | Ememory Technology Inc | Field breakdown-free negative voltage level conversion-circuit |
US20030197546A1 (en) * | 2001-07-09 | 2003-10-23 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Negative voltage generator for a semiconductor memory device |
JP3836787B2 (ja) * | 2001-12-27 | 2006-10-25 | 株式会社東芝 | 半導体装置 |
KR100610005B1 (ko) * | 2003-08-25 | 2006-08-09 | 삼성전자주식회사 | 반도체 메모리 소자의 네거티브 전압 발생장치 및네거티브 전압 생성제어방법 |
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Patent Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5730419A (en) * | 1980-07-30 | 1982-02-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Output buffer circuit |
JPS5843629A (ja) * | 1981-09-10 | 1983-03-14 | Nec Corp | 論理回路 |
JPH06168597A (ja) * | 1992-03-19 | 1994-06-14 | Fujitsu Ltd | フラッシュメモリ及びレベル変換回路 |
JPH0729386A (ja) * | 1993-07-13 | 1995-01-31 | Hitachi Ltd | フラッシュメモリ及びマイクロコンピュータ |
JP2003199329A (ja) * | 2001-12-28 | 2003-07-11 | Iwate Toshiba Electronics Co Ltd | 半導体集積回路 |
JP2003223794A (ja) * | 2002-01-24 | 2003-08-08 | Seiko Epson Corp | 不揮発性半導体装置の昇圧回路 |
JP2004103143A (ja) * | 2002-09-11 | 2004-04-02 | Fujitsu Ltd | 冗長構成を有するメモリ回路 |
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