JPS6364090B2

JPS6364090B2 -

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Publication number: JPS6364090B2
Application number: JP57230162A
Authority: JP
Priority date: 1982-12-23
Filing date: 1982-12-23
Publication date: 1988-12-09
Also published as: JPS59117316A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明はＤ／Ａ変換装置に係り、離散的デイジ
タル信号を振幅が連続するアナログ信号に変換し
て復号化するＤ／Ａ変換装置を提供することを目
的とする。

従来技術近年、LSI技術は急速に進歩してきており、特
にデイジタルLSI技術の進歩には目ざましいもの
がある。このような技術的背景において、回路素
子は高精度化され、回路装置の小型化、価格の低
減などが達成されつつあり、このためアナログ情
報信号、特にオーデイオ信号を伝送する場合に
も、これらの特長を利用してアナログ情報信号も
デイジタルパルス変調（特にパルス符号変調
（PCM）など）してデイジタル信号形態に変換し
て伝送媒体を使つて伝送したり、処理したりして
しかる後にもとのアナログ情報信号に復元するデ
イジタル処理方式が普及し、これらの技術は多く
の機器に適用され、実用化されてきている。

第１図は上記のデイジタル処理方式の一例のブ
ロツク系統図を示す。同図中、入力端子１に入来
したアナログ情報信号であるオーデイオ信号ｘ
（ｔ）は、アナログ低域フイルタ２に供給され、
ここで次段のＡ／Ｄ変換器３の出力デイジタル信
号（PCM信号）x_o（時刻nTにおける信号の離散
値、Ｔ；標本化時間）の標本化周波数f₁の1/2倍
の周波数である1/2f₁以上の周波数成分が減衰さ
れる。これは上記デイジタル信号x_o中に折り返し
雑音（歪）が混入しないようにするためであり、
ナイキストのサンプリング定理に従つて1/2f₁以
上の周波数成分が減衰される。このアナログ低域
フイルタ２の出力信号は、サンプリングホールド
回路部３ａ及びＡ／Ｄ変換部３ｂよりなるＡ／Ｄ
変換器３に供給され、サンプリングホールド回路
部３ａでサンプリングホールドされた後、Ａ／Ｄ
変換部３ｂで量子化及び符号化されてPCM変調
して得た時間及び振幅に離散的なデイジタル信号
x_ooに変換される。

このデイジタル信号x_oはｎビツトであり、伝送
媒体４により伝送される。伝送媒体４としては
種々あるが、ここでは記録装置、記録媒体、再生
変換器などよりなるものとする。伝送媒体４を伝
送されたｎビツトのデイジタル信号y_oは、Ｄ／Ａ
変換部５ａ及びサンプリングホールド回路部５ｂ
よりなるＤ／Ａ変換器５に供給され、ここで時間
及び振幅が共に連続的なアナログ信号に変換され
る。このＤ／Ａ変換器５の出力アナログ信号は上
記標本化周波数f₁の1/2倍以上の周波数成分が含
まれているため、アナログ低域フイルタ６により
１／２f₁以上の周波数成分が除去された後出力端子
７へ復号化されたアナログ信号ｙ（ｔ）として出
力される。

第２図には上記のアナログ低域フイルタ６の一
例の回路図が示されており、更に実線によりその
振幅−周波数特性も示されている。また破線によ
り群遅延時間特性も示されてある。この第２図に
示すアナログ低域フイルタ６のフイルタ次数は７
次である。

上記のデイジタル処理方式は、周知のように高
いＳ／Ｎ比（信号対雑音比）が得られ、しかも大
なるダイナミツクレンジをとることができ、また
伝送媒体４を含めた信号の伝送、処理に際して、
データ語長、演算語長を十分確保することにより
信号の品質劣化がないなどの数多くの利点があ
る。この利点は特に、オーデイオ信号を伝送する
場合、すなわちテープ、デイスクなどの記録媒体
を介して高品質の音楽信号を伝送したり、更に音
楽信号の音質変更を頻繁に、かつ、多数回行なつ
たり、他の信号とのミキシングなどの信号処理を
行なつたりする場合において信号品質劣化の防止
に寄与する。このためこれらのデイジタル処理方
式をオーデイオ信号の伝送に適用することは特に
好適である。従つて、近年ではデイジタルオーデ
イオシステムが注目されてきており、既にデイジ
タルオーデイオデイスク（DAD）にみられるよ
うに民生器として実用化されているものもある。

しかし、このデイジタル処理方式においても、
入出力回路には従来のアナログ回路を使つてアナ
ログ信号とデイジタル信号との変換処理が必要で
あり、第１図に示すように入力アナログ信号を一
定のデータ語長（ビツト数）ｎのデイジタル信号
x_oに変換するＡ／Ｄ変換器３と、デイジタル信号
y_oを一定の語長に制限してアナログ信号に変換す
るＤ／Ａ変換器５とが必要となる。これらのどち
らの変換処理の過程においても、一定のデータ語
長の分解能を有するＡ／Ｄ変換器３、Ｄ／Ａ変換
器５が介在しており、このためアナログ信号と量
子化信号との誤差による雑音（量子化雑音）が変
換により必然的に生ずる。

すなわち、Ａ／Ｄ変換器３において、標本化周
期をＴ、最小量子化幅をΔとすると、第３図に一
点鎖線で示す原アナログ信号に対して実線で示す
如くに標本化するが、量子化されるべきこの信号
が低周波数帯にあると、量子化幅が有限であるこ
とにより粒状雑音と呼称される量子化雑量が発生
する。また第４図に一点鎖線で示す如く原アナロ
グ信号レベルが低い場合（デイジタル信号の場合
は有効なデータ語長が短い場合）には、標本化す
ると同図に実線で示す如く矩形波状になり、高調
波歪を多く含んだ信号となり、これは聴感上著し
い不快音として認識される。

このような雑音は特に信号品質を重視するデイ
ジタルオーデイオシステムでは大きな問題となつ
ていた。すなわち、デイジタルオーデイオシステ
ムでは、PCMデイジタル音楽信号は可変減衰等
化器などにより音質変更されたり、あるいはミキ
シング処理されたりするが、通常この処理は信号
品質劣化を防止するため、信号のデータ語長より
も長い演算語長を用いて演算誤差を低減するよう
にしている。しかし、Ｄ／Ａ変換器５の分解能が
一定のビツト数に制限されているため、Ｄ／Ａ変
換器５の入力デイジタル信号y_oが十分なデータ語
長であるためにもかかわらず、最終的にはＤ／Ａ
変換器に入る入力デイジタル信号のデータ語長打
ち切りによる量子化雑音が発生していた。

また、Ｄ／Ａ変換器５の出力に接続されるアナ
ログ低域フイルタ６についても、第２図に実線で
示す如き急峻な振幅−周波数特性を得ようとする
と、位相−周波数特性が通過帯域内で大きく変動
したり、また素子の精度により所要の減衰量を確
保するのが困難であり、更にフイルタ基本性能と
素子感度との問題があり、希望する設計値からフ
イルタ特性が偏移したり、更にフイルタ回路の設
計の複雑さなどがあつた。そしてＡ／Ｄ変換器
３、Ｄ／Ａ変換器５として例えば16ビツトのもの
を用いても、実際の性能は14.5ビツト程度しかな
いことも明らかにされており、それらの基本性能
が十分に得られていなかつた、との問題もあつ
た。

そこで、従来は前記量子化に伴う雑音軽減のた
めに、現在のLSI技術を利用して、Ｄ／Ａ変換器
の分換能（ビツト数）を増加したり、折れ線圧縮
などのように見掛け上の量子化語長を増加させる
ために、信号の最小量子化幅（最下位ビツト
LSBの大きさ）を逐次、信号の性質に応じて変
化させるなどの方法が用いられていた。

また第５図に示す如きブロツク系統に基づい
て、デイザと呼ばれる白色性雑音を用いて前記量
子化に伴う雑音を軽減する方法も従来行なわれて
いた。第５図中、第１図と同一構成部分には同一
符号を付し、その説明を省略する。第５図におい
て、入力端子１に入来したアナログ信号は加算器
８に供給され、ここでデイザ発生器９より取り出
されＤ／Ａ変換器１０によりデイジタル−アナロ
グ変換された白色性雑音と加算混合された後、
Ａ／Ｄ変換器３に供給され、ここで標本化後量子
化される。また伝送媒体４よりのデイジタル信号
はＤ／Ａ変換器５によりデイジタル白色性雑音が
重畳されたアナログ信号とされた後減算器１１に
供給され、ここでデイザ発生器１２より取り出さ
れＤ／Ａ変換器１３を通して得られたデイジタル
白色性雑音と減算されてアナログ信号のみとされ
て出力端子７へ出力される。これにより、量子化
に伴う雑音が分散されて、歪成分が軽減されるも
のである。

また、前記したアナログ低域フイルタ６の各種
の問題を解決するために、Ｄ／Ａ変換器５の前段
にデイジタルフイルタを挿入し、標本化周波数を
２倍の標本化周波数に変換して、２倍の速度で
Ｄ／Ａ変換する装置が従来あつた。この装置によ
れば、設計が容易で精度の得られるデイジタルフ
イルタを効率良く用いて、アナログ低域フイルタ
６の構成を簡易化でき、該フイルタ６の設計、製
作を容易にすると共に、フイルタ通過後のアナロ
グ信号（例えば画像信号）の信号品質の改善を図
ることができ、位相特性が問題になる系に適用し
てその効果がある（二宮：“Ａ／Ｄ、Ｄ／Ａ変換
におけるデイジタル補間方式”、NHK技報、（昭
54.10）、PP405）。

発明が解決しようとする問題点しかるに、前記した量子化に伴う雑音の従来の
軽減方法のうち、Ｄ／Ａ変換器５の分解能を増加
する方法は、特に高品質な信号伝送が要求される
デイジタルオーデイオシステムでは既に16ビツト
の分解能をもつＤ／Ａ変換器が実用化されてお
り、これ以上に分解能を増加させることは回路精
度及び安定性、経済性の面で困難であり、従つて
分解能を増加するよりも変換時間の高速化や多重
化の方が容易であるといえる。また、折れ線圧縮
などの非直線量子化による雑音軽減方法は、変換
器の分解能が一定である以上、信号レベルの大き
い所では量子化幅は大きくなつており、本質的に
雑音が軽減されたとはいえず、また粒状雑音など
の量子化雑音は改善されないという問題点があつ
た。

更に、デイザを用いた従来の雑音軽減方法は、
第５図に示すデイザ発生器９及び１２を夫々同期
させて、減算器１１で減算を行なうことを前提と
しており、システム構成上複雑であること、また
テープ、デイスク等の記録媒体を使つた場合に
は、同期をとる必要上従来のシステムとの互換性
に問題があること、付加回路系が必要になるこ
と、などの問題点があつた。なお、混入したデイ
ザの減算ができない系では単に雑音を加えて量子
化する方法も画像処理の場合に知られているが、
雑音（デイザ）の振幅が最小量子化幅に比べて大
きくないと雑音分散の効果が得られず、このため
雑音電力が増加して入力信号のレベルによつては
SN比（雑音分散）が悪くなることがオーデイオ
信号の場合でも知られており、また加える雑音の
周波数が信号周波数帯域内に入り、信号品質劣化
の原因になること、信号帯域外の周波数の雑音を
使うことは実用的でないことなどの問題点があつ
た。

他方、前記したＤ／Ａ変換器５の前段にデイジ
タルフイルタを挿入して標本化周波数を２倍に高
めることにより、アナログ低域フイルタ６の構成
を簡易化するようにした従来装置では、デイジタ
ルフイルタの設計上Ｄ／Ａ変換器のビツト数を１
ビツト増加させる必要があり、またアナログ低域
フイルタ６の設計に際しては上記１ビツト増加分
のレベル増加分を減衰させる必要があり、フイル
タの設計を難かしくしていた。

更に、従来はＤ／Ａ変換器の前段に入力デイジ
タル信号に対して電子化誤差を反転してフイード
バツクして加える、所謂ノイズシエイピングの方
法が知られている（例えば、フイリツプス・テク
ニカル・レビユー40、174〜179頁、1982年、No.６
参照）が、この方法は高周波信号の追随性が悪
く、一種の過負荷傾斜雑音が生ずる。例えば、第
６図に破線で示す如く、デイジタル信号が最小量
子化幅Δ内で変化しているときには、分解能は１
ビツト増加するが、量子化値（Δ、2Δ）に近い
信号はそのまま通過し、このため量子化誤差が０
に近くなり、フイードバツク量が０となるので、
出力値は量子化幅の値そのものとなる。従つて、
この信号をＤ／Ａ変換器及びアナログ低域フイル
タを通して得た信号は、第６図に破線で示すよう
な値となり、急激な立上り信号（高域周波数）に
対しては追随性が悪化して、過負荷傾斜雑音が出
現して高域信号に対する量子化誤差の打ち消し効
果が少ないという問題点があつた。なお、第６図
中、一点鎖線は原アナログ信号を示し、ハツチン
グ部分はノイズシエイピング法による誤差分を示
す。

そこで、本発明は、雑音を付加して量子化雑音
の分散を図るのではなく、デイジタル信号の線形
予測を行なつてＤ／Ａ変換系に印加することによ
り、実効的にＤ／Ａ変換器の分解能を増加し得、
しかもアナログフイルタの簡易化並びにフイルタ
通過後の信号品質を改善し得るＤ／Ａ変換装置を
提供することを目的とする。

問題点を解決するための手段本発明は、標本化周波数Ｍ倍（ただし、Ｍは２
以上の整数）に変換して出力する標本化周波数変
換器より取り出されたデイジタル信号又は該標本
化周波数変換器を通すことなく直接入力されたデ
イジタル信号のうち時刻nT（ただし、ｎは自然
数、Ｔは標本化周期）のデイジタル信号x_oを y_o＝_N 〓ⁱ⁼⁰ x_o-i−_N 〓ⁱ⁼¹ y_o-i （ただし、Ｎは自然数で、Ｎ＞ｉ）なる式で表わされるデイジタル信号y_oに変換して
出力する信号処理回路と、該信号処理回路の出力
デイジタル信号y_oをアナログ信号に変換するＤ／
Ａ変換器と、該Ｄ／Ａ変換器の出力信号が供給さ
れ該信号処理回路の入力デイジタル信号x_oの標本
化周波数の略1/2倍以上の周波数成分を除去する
アナログ低域フイルタとより構成したものであ
り、以下その各実施例について第６図以下の図面
と共に説明する。

実施例第７図は本発明装置の一実施例のブロツク系統
図を示す。同図中、入力端子１４に入来した伝送
媒体（図示せず）よりの標本化周波数がFsで、
ｋビツトのデイジタル信号x_oは、標本化周波数変
換器１５に供給される。標本化周波数変換器１５
はデイジタル低域フイルタ等により構成されてお
り、入力デイジタル信号x_oの各サンプル値（標本
化周期Ｔで入来するデイジタル信号値）の時間間
隔内でＭ−１個（ただしＭは２以上の自然数）の
零点を挿入し、これにより標本化周波数を実質的
にＭ倍に変換された標本化周波数Ｍ・Fsのデイ
ジタル信号を得た後、この標本化周波数Ｍ・Fs
（一例としてＭは４）のデイジタル信号は、Fs／２以上にも周波数成分を有するが、信号成分はFs／２なる周波数以下に存在するので、第８図に実線Ｉ
で示す如く、通過域端周波数がf_PDで、阻止域端
周波数f_SDがFs／２以下の周波数（ここではf_SD＝Fs／２＞f_PD）に選定された振幅−周波数特性を有する
デイジタル低域フイルタを通して出力する。

なお、上記のデイジタル低域フイルタは、通常
は有限インパルスレスポンス（FIR）デイジタル
フイルタの構成とされるが、位相−周波数特性を
問題にしなくてもよい場合は、無限インパルスレ
スポンス（IIR）デイジタルフイルタの構成とす
ることもできる。ただし、デイジタル低域フイル
タの通過域リプルは、Ｄ／Ａ変換器１７のビツト
数を増加させなくてもよいように選定しなければ
ならない。

上記の構成の標本化周波数変換器１５より取り
出された標本化周波数Ｍ・Fs（一例として４・
Fs）のデイジタル信号は、信号処理回路１６に
供給され、ここで次式の差分方程式を満足する信
号処理を受ける。

y_o＝_N 〓ⁱ⁼⁰ x_o-i−_N 〓ⁱ⁼¹ y_o-i (1) ただし、上式中x_oは時刻nTの入力デイジタル
信号の値、y_oは時刻nTの出力デイジタル信号の
値を示し、Ｔは標本化周期で１／Fsに等しい。

上記の信号処理回路１６より取り出されたｌビ
ツトのデイジタル信号y_oはＭ・Fsの速度で動作
するＤ／Ａ変換器１７によりデイジタル−アナロ
グ変換された後、アナログ低域フイルタ１８に供
給される。アナログ低域フイルタ１８は第８図に
破線で示す振幅−周波数特性を有しており、通
過域端周波数f_PAが前記標本化周波数Fsの1/2倍以
上の周波数に選定され、かつ、阻止域端周波数
f_SAが実質上（Ｍ＋１）／２Fs以下の周波数（ここではＭ＝４だから、一例としてf_SA＝2Fs）に選定され
ている。これにより、Ｄ／Ａ変換器１７の出力デ
イジタル信号は、第８図に実線及び二点鎖線で
示す如き周波数スペクトルを有するが、アナログ
低域フイルタ１８によりf_SA以上の不要周波数成
分を除去され、Fs／２以下の周波数帯域のアナログ信号（信号成分）のみを取り出されて出力端子１
９へ出力される。

このように、Ｄ／Ａ変換器１７の出力信号はア
ナログ低域フイルタ１８によつて基本帯域周波数
が平滑化されて出力され、基本帯域以上の周波数
成分は除去される。従つて、Ｄ／Ａ変換され、復
号化される基本帯域内の元の信号と、アナログ低
域フイルタ１８の出力信号とが、或る時間平均を
とると近似的に等しい、との仮説を設けることが
できる。すなわち、第７図に示す標本化周波数変
換器１５と信号処理回路１６とよりなる回路部
を、１つのブロツクと見做すと次式が得られる。

_N 〓ⁱ⁼⁰ z_o-i＝_N 〓ⁱ⁼⁰ x_o-j (2) ただし、(2)式中z_oはｌビツトの出力信号であ
る。(2)式は一般式であるため、説明の便宜上、Ｎ
＝１の場合について考察すると、(2)式は z_o＝x_o＋（x_o-1−z_o-1） (3) と書き改めることができる。ここで、時刻nTに
おける信号の値は、基本帯域内の信号については
Ｄ／Ａ変換器１７の入力デイジタル信号y_oと同一
である、と見做すと、(3)式は y_o＝x_o＋（x_o-1−y_o-1） (4) と書き換えられる。すなわち、(4)式は(1)式中のＮ
＝１の場合であり、すべてデイジタル信号で処理
できることになる。従つてx_o、x_o-1、y_o-1が既知
であるとすると、y_oはこれらの線形結合で表わす
ことができ、これはデイジタル信号処理により求
めることができる。

以上のことから、信号処理回路１６において、
Ｎ＝１の場合は入力デイジタル信号x_o-1は、量子
化された信号y_o-1との誤差分を次の時刻に入力さ
れるデイジタル信号x_oにフイードバツクして加算
することにより、量子化誤差は低減されていくと
いえる。これは y_o-1＝x_o-1＋δ₁ y_o＝x_o−δ_o (5) として δ＝δ₁−δ₂０ (6) とすると、アナログ低域フイルタ１８の出力端に
は(6)式のδが０になると実効的にx_o、x_o-1が出力
されていると考えることができる。従つて、量子
化雑音は時間平均でみると低減していることにな
る。なお、以上はＮ＝１の場合であるがＮが２以
上の場合でも同様である。

以上説明したように、信号処理回路１６は(1)式
の差分方程式を満足するように構成されることに
より、後述する如くＤ／Ａ変換系の分解能は実質
的に少なくとも１ビツト１以上増加し、この分だ
け量子化雑音が低減する。

第６図中、丸印を結ぶ二点鎖線は本発明装置に
よるＤ／Ａ変換器１７の入力デイジタル信号の値
の変化を示し、低域フイルタ１８により時間平均
値をとると同図に実線で示す如くになり、一点鎖
線で示す原アナログ信号に対して近似したものと
なる。すなわち、本発明装置の出力端子１９の出
力アナログ信号は、原アナログ信号に対して第６
図に黒く塗りつぶした所が原アナログ信号に対す
る誤差分となるが、これは同図にハツチングで示
した前記ノイズシエイピング法の誤差分に比し、
はるかに小であることがわかる。

また第７図に示す本発明装置の一実施例では、
標本化周波数変換器１５を用いているため、アナ
ログ低域フイルタ１８の振幅−周波数特性は、従
来のそれの通過域端周波数がFs／２よりもやや小なる値であつたのに比し、遷移帯域幅（f_SA−f_PA）
が極めて広いものとすることができ、よつて極め
て緩やかな傾斜特性で所要の減衰量を得ることが
できる。従つて、アナログ低域フイルタ１８の設
計は従来のアナログ低域フイルタに比し容易とな
り、その規模も大幅に小さくでき、更に素子のバ
ラツキによる設計計値からのずれも殆ど発生せ
ず、しかも少なくともFs／２以下の周波数帯域では近似的に直線的な位相特性を得ることができる。

一方、標本化周波数変換器１５内の前記デイジ
タル低域フイルタの遷移帯域幅（f_SD−f_PD）は第
８図に示す如く狭いが、デイジタルフイルタは精
度良く構成でき、しかもデイジタル信号処理であ
るためSN比の劣化がなく、更にその位相−周波
数特性はFIRデイジタルフイルタでは直線位相で
あるから、位相の乱れによる信号品質の劣化はな
い。以上より、標本化周波数変換器１５を使用し
た場合は、アナログ低域フイルタ１８の回路構成
を簡易化できると共に、出力端子１９には高品質
のアナログ信号を取り出すことができる。

第９図及び第１０図は夫々本発明装置の要部の
第１及び第２実施例のブロツク系統図を示す。各
図中、第７図と同一構成部分には同一符号を付
し、その説明を省略する。第９図において、信号
処理回路２０は(1)式中Ｎ＝１の場合、すなわち(4)
式を満足する構成とされており、標本化周波数変
換器１５より取り出されたデイジタル信号は加算
器２１に供給される一方、遅延回路２２に供給さ
れ、ここで一標本化周期Ｔだけ遅延された後、減
算及びリミツタ２３に供給され、ここで遅延回路
２５により一標本化周期Ｔだけ遅延された出力デ
イジタル信号と減算された後出力値をδ〜3δ以内
に振幅制限される。リミツタはデイジタル信号の
値が所定の量子化幅以上大きく変化しないように
するための回路で、発振防止のために設けられて
いる。

減算及びリミツタ２３より取り出された差分信
号は加算器２１に供給され、ここで標本化周波数
変換器１５よりのデイジタル信号と加算された
後、丸め回路２４に供給され、ここでｋビツトが
ｌビツトに丸められた後、出力端子２６へ出力さ
れる一方、遅延回路２５に供給される。

次に第１０図に示す第２実施例について説明す
るに、信号処理回路２７は第９図に示した信号処
理回路２０と大略同一構成であるが、レジスタ２
８が本実施例では更に設けられている点が異な
る。レジスタ２８は丸め回路２４の入力デイジタ
ル信号と出力デイジタル信号との減算を行ない、
(6)式のδ＞〜０の場合の誤差分を蓄積し、これが最
小量子化幅Δとなつたときに、その±Δを加算器
２１へ出力する回路である。またこのレジスタ２
８は直流分を除去するので一種の積分器でもあ
る。

本実施例によれば、第１１図に破線で示す如
き標本化周波数変換器１５の出力デイジタル信号
値に対して、出力端子２６には同図に実線で示
す如く相隣る標本化時点の２つのデイジタル信号
値（量子化幅）の相加平均で表わされるデイジタ
ル信号が出力されることとなる。すなわち、第１
１図からわかるように、信号処理回路２７の入力
デイジタル信号の量子化幅が1.2Δであるのに対
し、出力端子２６には標本化周期で常に０と2Δ
とが交互に表われるものとすると、その相加平均
値はΔとなり、上記の1.2Δに対して0.2Δずつの
誤差が発生する。しかして、本実施例では第１１
図に示すように５回目の標本化時点には3Δ、
10回目と11回目の各標本化時点、では夫々Δ
なる値が出力され、計14回の標本化時点での値の
総和は17Δとなるから、この計14回の標本化時点
における時間平均値（相加平均値）は1.21Δ（＝
17Δ／14）となり、前記した入力デイジタル信号の量子化幅1.2Δに対して、誤差が打ち消された極
めて近似した値であることがわかる。ただし、(5)
式におけるδ₁、δ₂の値は2Δ未満となるようリミ
ツタがかけてある。

次に、本発明装置における線形結合を用いたデ
イジタル信号の処理アルゴリズムによる復号化信
号の品質評価について説明する。デイジタル信
号、特にデイジタルオーデイオ信号の品質評価に
ついては確立した評価方法はないが、雑音分散を
行いた評価方法が現在知られているので、ここで
は雑音分散と、更にこれに加えて高調波歪
（HD）と混変調歪（IM）とを用いて品質評価を
行なうものとする。ここで、上記の品質評価は計
算機シミユレーシヨンにより定量的に解折して行
なつており、従つて前記アナログ低域フイルタ１
８は伝送信号に影響を与えないような十分高い標
本化周波数で動作するデイジタルフイルタを用い
た。ただし、折り返し歪を防止する目的で、この
デイジタルフイルタは標本化周波数Fsの４倍で
設計してある。また、信号周波数は０〜5kHz、
標本化周波数Fsは12kHz、信号ビツト数は８ビツ
ト、Ｄ／Ａ変換器１７のビツト数（分解能）は８
ビツト、標本化周波数変換器１５は146次のFIR
デイジタルフイルタで構成し、その通過域リブル
は0.01dB、通過域端周波数f_PDは5kHz、阻止域端
周波数f_SDは6kHz、減衰量は−50dBとし、更にア
ナログ低域フイルタ１８として用いたデイジタル
フイルタも上記のFIRデイジタルフイルタと同一
構成としてある。

第１２図は23Hzの高調波歪を示し、従来装置の
高調波歪特性は破線で示す如くになり、また従来
装置のＤ／Ａ変換器の分解能を１ビツト増加した
場合のそれは同図に実線で示す如くになる。これ
に対して本発明装置による高調波歪特性は第１２
図に一点鎖線で示す如くになり、従来装置の高調
波歪特性よりも改善されていることがわかる。

第１３図は混変調歪を示す。ここで、混変調歪
は後述の第１６図も同様であるが、入力信号レベ
ルの最大値を1.0としたとき、0.47のレベルの周
波数23Hz又は234Hzの信号と周波数2.3kHzの信号
とを４：１のレベル比で混合したときの混変調歪
を示す。同図中、従来装置の混変調歪は破線で示
す如くになり、また従来装置のＤ／Ａ変換器の分
解能を１ビツト増加した場合の混変調歪は実線で
示す如くになる。これに対して、本発明装置によ
る混変調歪は第１３図に一点鎖線で示す如くにな
り、Ｄ／Ａ変換器の分解能を１ビツト向上したと
きの混変調歪との有意差は殆どない。なお、第１
３図中、Ｖは周波数234Hzの信号と周波数2.3kHz
の信号との混変調歪特性を夫々示し、は周波数
23Hzと2.3kHzの信号間の混変調歪特性を夫々示
す。

更に第１４図は雑音分散を示し、従来装置では
破線で示す特性となり、従来装置のＤ／Ａ変換器
の分解能を１ビツト増加した場合は実線で示す特
性となり、更に本発明装置では一点鎖線で示す特
性となる。なお、第１４図中、は或る周波数f₁
における雑音分散、はf₁よりも低い或る周波数
f₂における雑音分散を示している。同図よりもわ
かるように、本発明装置によれば、雑音分散は
Ｄ／Ａ変換器の分散能を１ビツト増加したときと
同等の改善効果が得られる。

また第１５図は標本化周波数変換器１５の有無
による高調波歪を示し、三角印はＤ／Ａ変換器の
分解能を１ビツト増加した場合の高調波歪値、丸
印は本発明装置の高調波歪値を示す。または標
本化周波数変換器１５が無い場合、は標本化周
波数変換器１５がある場合の高調波歪を示してお
り、従つては第１２図と同一特性を示してい
る。当然のことではあるが、第１５図からわかる
ように、標本化周波数変換器１５が有る方が高調
波歪の発生が少ない。

更に第１６図は標本化周波数変換器１５の有無
による混変調歪を示し、三角印はＤ／Ａ変換器の
分解能を１ビツト増加した場合の混変調歪値、丸
印は本発明装置の混変調歪値を示す。また黒三角
印と黒丸印は標本化周波数変換器１５が有る場合
の混変調歪値を示し、白三角印と白丸印は標本化
周波数変換器１５が無い場合の混変調歪値を示し
ており、第１６図からわかるように、混変調歪に
関しては、標本化周波数変換器１５の有無はあま
り影響はない。

なお、上記の各特性測定のために使用した周波
数（ここでは23Hz、234Hz、2.3kHzなど）は、離
散的フーリエ変換換（DFT）する場合に窓関数
の影響をなくすような値に選定されることは勿論
である。

第１２図乃至第１６図からわかるように、本発
明装置によれば、Ｄ／Ａ変換器の分解能が１ビツ
ト増加したときと略同等の高調波歪特性、雑音分
散特性及び混変調歪特性を示しており、従つて本
発明装置によればＤ／Ａ変換器の分解能が略１ビ
ツト程度実効的に向上しており、このため量子化
に伴う雑音はこの分だけ軽減されることになる。
更にSN比を雑音分散と考えると、デイザと呼ば
れる雑音を用いた装置に比し、本発明装置によれ
ばSN比が劣化しないことも第１４図からわかる。
また、標本化周波数変換器１５を設けることによ
り、高域周波数帯の信号の劣化は殆どないといえ
る。

変形例なお、本発明は上記の実施例に限定されるもの
ではなく、例えば標本化周波数変換器１５を設け
なくとも、第９図の信号処理回路２０に入る信号
の語長がＤ／Ａ変換器の分解能より多ければ量子
化に伴う雑音を軽減できる効果はある。また、信
号処理回路１６が行なう線形結合のデイジタル信
号処理は、要は(1)式を満足できればよい（(4)式に
限られない）。また、オーデイオ信号以外のアナ
ログ情報信号（ビデオ信号など）にも、本発明を
適用することができる。

効果上述の如く、本発明によれば、入出力信号系列
の時間平均が一致することに着目し、線形結合を
用いたデイジタル信号の処理アルゴリズムに従つ
てＤ／Ａ変換しているので、信号のレベル、周波
数によらず、Ｄ／Ａ変換器の分解能を実質的に少
なくとも１ビツト以上向上することができ、従つ
て量子化に伴う雑音をこの分だけ軽減することが
でき、またＤ／Ａ変換器の分解能を実際に１ビツ
ト増加したものではないので、フイルタの設計が
容易であり、デイザを用いた装置に比し構成が簡
単で、また従来の記録媒体を再生する場合にも互
換性をもつて再生することができ、更に標本化周
波数変換器により標本化周波数を上げてからＤ／
Ａ変換するようにしたので、Ｄ／Ａ変禍器出力側
に接続されるアナログ低域フイルタの設計及び製
作が従来に比し極めて容易となり、しかも位相−
周波数特性を標本化周波数の1/2倍以下の周波数
帯域では略直線的な特性とすることができるの
で、位相の乱れによる信号品質の劣化がなく、高
品質のアナログ信号（復号化信号）を取り出すこ
とができ、しかも高調波歪も低減することがで
き、更にデイザを混入してＡ／Ｄ変換されたデイ
ジタル信号に対しても、標本化周波数変換器内の
デイジタル低域フイルタによつて、信号が平滑化
され、更にLSBのふらつきのあるデイジタル信
号に対しても同様に平滑化が行なわれるので、い
ずれの場合も通常のデイジタル信号入力時と同様
に、量子化雑音等が軽減されたアナログ信号を出
力することができる等の数々の特長を有するもの
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は一般的なデイジタル処理方式の一例を
示すブロツク系統図、第２図は第１図図示ブロツ
ク系統の要部の一例の回路、振幅−周波数特性及
び群遅延時間特性を夫々示す図、第３図及び第４
図は夫々アナログ信号波形とデイジタル信号波形
とを対比して示す図、第５図は従来のＡ／Ｄ及び
Ｄ／Ａ変換装置の一例を示す図、第６図は本発明
装置と従来装置の各Ｄ／Ａ変換器の入力デイジタ
ル信号の値の変化と原アナログ信号の値とを夫々
対比して示す図、第７図は本発明装置の一実施例
を示すブロツク系統図、第８図は第７図図示ブロ
ツク系統中の各フイルタの特性等を示す図、第９
図及び第１０図は夫々本発明装置の要部の各実施
例を示すブロツク系統図、第１１図は本発明装置
内の信号処理回路の出力デイジタル信号の値の変
化と原アナログ信号の値との一例を夫々対比して
示す図、第１２図、第１３図及び第１４図は夫々
本発明装置、従来装置、Ｄ／Ａ変換器の分解能を
１ビツト増加した従来装置の高調波歪特性、混変
調歪特性及び雑音分散特性を夫々対比して示す
図、第１５図及び第１６図は夫々本発明装置と
Ｄ／Ａ変換器の分解能を１ビツト増加したＤ／Ａ
変換装置とにおける標本化周波数変換器の有無に
よる高調波歪特性及び混変調歪特性を夫々示す図
である。１……アナログ信号入力端子、２，６，１８…
…アナログ低域フイルタ、３……Ａ／Ｄ変換器、
５，１０，１３，１７……Ｄ／Ａ変換器、７，１
９……アナログ信号出力端子、１４……デイジタ
ル信号入力端子、１５……標本化周波数変換器、
１６，２０，２７……信号処理回路、２１……加
算器、２２，２５……遅延回路、２３……減算及
びリミツタ、２４……丸め回路、２８……レジス
タ。

Claims

【特許請求の範囲】１離散的デイジタル信号を振幅が連続するアナ
ログ信号に変換して出力するＤ／Ａ変換装置にお
いて、時刻nT（ただし、ｎは自然数、Ｔは標本化
周期）の入力デイジタル信号x_oを、 yn＝_N 〓ⁱ⁼⁰ x_o-i−_N 〓ⁱ⁼¹ y_o-i （ただし、Ｎは自然数で、Ｎ＞ｉ）なる式で表わされるデイジタル信号y_oに変換して
出力する信号処理回路と、該信号処理回路の出力
デイジタル信号y_oをアナログ信号に変換するＤ／
Ａ変換器と、該Ｄ／Ａ変換器の出力信号が供給さ
れ該信号処理回路の入力デイジタル信号x_oの標本
化周波数の略1/2倍以上の周波数成分を除去する
アナログ低域フイルタとより構成したことを特徴
とするＤ／Ａ変換装置。２離散的デイジタル信号を振幅が連続するアナ
ログ信号に変換して出力するＤ／Ａ変換装置にお
いて、入力デイジタル信号の標本化周波数をＭ倍
（ただし、Ｍは２以上の自然数）に変換したデイ
ジタル信号を出力する標本化周波数変換器と、該
標本化周波数変換器より取り出された時刻nTは
（ただし、ｎは自然数、Ｔは標本化周期）のデイ
ジタル信号x_oを、 y_o＝_N 〓ⁱ⁼⁰ x_o-i−_N 〓ⁱ⁼¹ y_o-i （ただし、Ｎは自然数で、Ｎ＞ｉ）なる式で表わされるデイジタル信号y_oに変換して
出力する信号処理回路と、該信号処理回路の出力
デイジタル信号y_oを該標本化周波数変換器の変換
倍率の速度で動作するＤ／Ａ変換器と、該Ｄ／Ａ
変換器の出力信号が供給され該信号処理回路の入
力デイジタル信号x_oの標本化周波数の略1/2倍以
上の周波数成分を除去するアナログ低域フイルタ
とより構成したことを特徴とするＤ／Ａ変換装
置。