JPS59117316A - Ｄ／ａ変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明にｊＤ／Ａ変換装置に係り、離散的ディジタル信
号ヲ撮幅が連続するアナログ信号に変換して復号化する
Ｄ／Ａ変換装置全提供することを目的とする。

従来技術 近年、ＬＳＩ技術は急速に進歩してきており、特にディ
ジタルＬＳＩ技術の進歩には目ざましいものがある。こ
のような技術的背景において、回路素子は隅精度化され
、回路装置の小型化、価格の低減などが達成されつつあ
り、このためアナログ情報信号、特にオーディオ信号を
伝送する場合にも、これらの特長を利用してアナログ情
報信号全ディジタルパルス変調（％にパルス符号変調（
ＰＣＭ）など）してディジタル信号形態に変換して伝送
媒体全便って伝送したり、処理したりしてしかる後にも
とのアナログ情報信号に復元するディジタル処理方式が
普及し、これらの技術は多くの機器に適用され、実用化
されてきている。

第１図は上記のディジタル処理方式の一例のブロック系
統図を示す。同図中、入力端子１に入来したアナログ情
報信号であるオーディオ信号ｘ　（ｔ）は、アナログ低
域フィルタ２に供給され、ここで次段のＡ／Ｄ変換器３
の出力ディジタル信号（ＰＣＭ信号）ｘｎ（時刻ｎＴに
おける信号の離散値・Ｔ；標本化時間）の標本化周波数
ｆ１の７倍の周波数であす る−１１以上の周波数成分が減衰される。これは上紀テ
イジタル信号ｘｎ中に折り返し雑音（歪）が混入しない
ようにするだめであり、ナイキストのサンプリング定理
に従って−ｆ１以上の周波数成分が減衰される。このア
ナログ低域フィルタ２の出力信号は、サンプリングポー
ル）゛回路Ｎ３ａ及びＶＤ変換部３ｂよりなるＡ／Ｄ変
換器３に供給され、サンプリングホールド回路部３ａで
サンプリングホールドされた後、Ａ／Ｄ変換部３ｂで童
子化及び符号化されてＰＣＭ変調して得た時間及び振幅
が離散的なディジタル信号ｘｎＫ変換される。

このディジタル信号Ｘｎはｎビットであシ、伝送媒体４
によシ伝送される。伝送媒体４としては神々あるが、こ
こでは記録装置、記録媒体、再生変換器などよりなるも
のとする。伝送媒体４を伝送されたｎビットのディジタ
ル信号ｙｎば、Ｄ／Ａ変換部５ａ及びサンプリングホー
ルド回路部５ｂＪ：りなる１）／Ａ亥換器５に供給され
、ここで時間及び振幅が共に連続的カアナログ信号に変
換される。

このＤ／Ａ変換器５の出力アナログ信号は上記棟上の周
波数成分が除去された後出力端子７へ数奇化されたアナ
ログ信号ｙ　（ｔ）として出力される。

第２図には上記のアナログ低域フィルタ６の一例の回路
図が示されて２シ、更に実線によシその振幅−周波数特
性も示されている。また破線により群遅延時間特性も示
されである。この第２図に示すアナログ低域フィルタ６
のフィルタ次数１−、Ｊ：　７次である。

上記のディジクル処理方式は、周知のように高いＳ／Ｎ
比（信号対雑音比）が侍られ、しかも大なるダイナミッ
クレンジをとることができ、また伝送媒体４會含めた係
号の伝送、処理に際して、テータ飴長、演算語長を十分
確保することにより信号の品質劣化がないなどの数多く
の利点がある。

この利点に１特に、オーディオ信号を伝送する場合、す
なわちテープ、ディスクなどの記録媒体を介して高品質
の音楽係号を伝送したり、更に音楽信号の音質変更を頻
繁に、かつ、多数回行なったり、他の信号とのミキシン
グなどの信号処理を行なったりする場合に卦いて信号品
質劣化の防止に寄与する。このためこれらのディジクル
処理方式をオーディオ（Ｔｈ号の伝送に適用することは
特に好適である。従って、近年ではディジタルオーディ
オシステムが注目されてきており、既にディジタルオー
ディオティスフ（ＤＡＤ）にみられるように民生器とし
て実用化されているものもある。

しかし、このディジタル処理方式においても、入出力回
路には従来のアナログ回路を使ってアナログ信号とディ
ジタル信号との変換処理が必要であシ、第１図に示すよ
うに入力アナログ信号を一定のテータ語長（ビット数）
ｎのディジタル信号ｘｎに変換するＡ／Ｄ変換器３と、
ディジタル信号ｙｎ全一定の胎長に制限してアナログ信
号に変換するＩＪ／Ａ変換器５とが必要と々る。これら
のどちらの変捩処理の過程においても、一定のデータ語
長の分解能を有するＡ／Ｄ変換器３．Ｄ／Ａ変換器５が
介在しており、このためアナログ信号と量子化信号との
誤差による雑音（量子化雑音）が変換により必然的に生
ずる。

すなわち、Ａ／Ｄ変換器３において、標本化周期をＩＰ
、最小童子化幅をΔとすると、第３図に一点鎖線で示す
原アナログ信号に対して実線で示す如くに標本化するが
、量子化されるべきこの信号が低周波数帯にあると、量
子化幅が有限であることにより粒状雑音と呼称される量
子化雑音が発生する。また第４図に一点鎖線で示す如く
原アナログ信号レベルが低い場合（ディジタル信号の場
合は有効々データ語長が短い場合）には、標本化すると
同図に実線で示す如く矩形波状になり、高調波歪を多く
含んだ信号となり、これは聴感上着しい不快音として認
識される。

このような雑音は特に信号品質を１視するディジタルオ
ーディオシステムでは大きな問題となっていた。す々わ
ち、ディジタルオーディオシステムでは、ＰＣＭディジ
タル音楽信号は可変減衰等什器などにより音質変更され
たシ、あるいはミキシング処理されたシするが、通常こ
の処理は信号品質劣化を防止するため、信号のデータ語
長よりも長い演算語長を用いて演算誤差を低減するよう
にしている。しかし、Ｄ／Ａ変換器５の分解能が一定の
ビット数に制限されているため、Ｄ／Ａ変換器５の入力
ディジタル信号ｙｎが十分なデータ語長であるにもかか
わらず、最終的にはＤ／Ａ変換器に入る入力ディジタル
信号のデータ語長打ち切りによる量子化雑音が発生して
いた。

また、Ｄ／Ａ変換器５の出力に接続されるアナログ低域
フィルタ６についても、第２図に実線で示す如き急峻な
撮幅−周波数特性を得ようとすると、位相−周波数特性
が通過帯域内で大きく変動したり、また素子の精度によ
シ所要の減衰量全確保するのが困難であり、更にフィル
タ基本性能と素子感度との問題があり、希望する設計値
からフィルタ特性が偏移したり、更にフィルタ回路の設
計の複雑さなどがあった。そしてＡ／Ｄ変換器３゜Ｄ／
Ａ変換器５として例えば１６ビツトのものを用いても、
実際の性能は１４５ビット程度しかないことも明らかに
されており、それらの基本性能が十分に得られていなか
った、との問題もあった。

そこで、従来は前記量子化に伴う雑音軽減のだめに、現
在のＬ　Ｓ　Ｉ技術を利用して、Ｄ／Ａ変換器の分解能
（ビット数）を増加したり、折れ線圧縮などのように見
掛は上の量子化語長を増加させるために、信号の最小量
子化幅（最下位ビットＬ８Ｂの大きさ）を逐次、信号の
性質に応じて変化させる々どの方法が用いられていた。

まだ第５図に示す如きブロック系統に基づいて、ティザ
と呼ばれる白色性雑音を用いて前記量子化に伴う雑音を
軽減する方法も従来性なわれていた。

第５図中、第１図と同一構成部分には同一符号を付し、
その説明を省略する。第５図において、入力端子１に入
来したアナログ信号は加算器８に供給され、ここでディ
ザ発生器９よシ取シ出されＤ／Ａ変換器１０によりディ
ジタル−アナログ変換された白色性付置と加算混合され
た後、Ａ／Ｄ変換器３に供給され、ここで標本化緩和−
子化される。

寸た伝送媒体４よりのディジタル信号はＤ／Ａ変換器５
によりティジタル白色性願２音が重畳されたアナログ信
号とされた後減算器１１に供給され、ここでティザ発生
器１２より取り出されＤ／Ａ変換器１３を通して得られ
たディジタル白色性雑音と減算されてアナログ信号のみ
とされて出力端子７へ出力される。これにより、量子化
に伴う雑音が分散されて、中成分が軽減されるものであ
る。

畦だ、前記したアナログ低域フィルタ６の各種の問題を
解決するために、Ｄ／Ａ変換器５の前段にディジタルフ
ィルタを挿入し、標本化周波数を２倍の標本化周波数に
変換して、２倍の速度でＤ／Ａ変換する装置が従来めっ
た。この装置によれば、設計が容易で精度の得られるデ
ィジタルフィルタを効率良く用いて、アナログ低域フィ
ルタ６の構成を簡易化でき、該フィルタ６の設計、製作
を容易にすると共に、フィルタ通過後のアナログ信号（
例えは画像信号）の信号品質の改善全図ることができ、
位相特性が問題になる系に適用してその効果がある（二
宮：　”Ａ／Ｄ　、Ｄ／Ａ変換におけるディジタル補間
方式”、ＮＨＫ技報、（昭５４．１０　）、ＰＰ４０５
）。

発明が解決しようとする問題点 しかるに、前記した童子化に伴う雑音の従来の軽減方法
のうち、Ｄ／Ａ変換器５の分解能を増加する方法は、特
に高品質な信号伝送か要求されるディジタルオーディオ
システムでは既に１６ビツトの分解能をもつｆ）／Ａ変
換器が実用化されており、これ以上に分解能を増加させ
ることは回路精度及び安定性、経６１性の面で回能であ
り１．従って分解能ｋＦＭ加するよりも変換時間の流速
化や多重化の方が容易であるといえる。また、折れ線圧
縮などの非直線量子化による雑音軽減方法は、変換器の
分解能が一定である以上、信号レベルの大きい所では量
子化幅は大きくなっておシ、本伽的に雑音が軽減された
とはいえず、また粒状雑音などの量子化雑音は改善され
ないという問題点があった。

更に、ディザを用いた従来の雑音軽減方法は、第５図に
示すティザ発生器９及び１２を夫々同期させて、減算器
１１で減算を行なうことを前提としており、システム構
成上複雑であること、甘だテープ、ディスク等の記録媒
体を使った場合には、同期ヲとる必要上従来のシステム
との互換性に問題があること、付加回路系が必要に々る
こと、などの問題点があった。なお、混入したティザの
減算ができない系では単に雑音を加えて量子化する方法
も画隊処理の場合に知られている力≦、雑音（ディザ）
の振幅か最小皿子化幅に比べて大きくないと雑音分散の
効果が得られず、このため雑音′串、力か増加して入力
信号のレベルによってはＳＮ比（雑音分散）が悪くなる
ことがオーディオ信号の場合でも知られており、また加
える雑音の周波数が信号周波数帯域内に入り、信号品質
劣化の原因になること、４８号帯域外の周波数の雑音を
使うととは実用的で彦いことなどの問題点があった。

他方、前記した１）／Ａ変換器５の前段にディジタルフ
ィルタを挿入して標本化周波数を２倍に高めることによ
り、アナログ低域フィルタ６の構成を簡易化するように
した従来装置では、ディジタルフィルタの設計上Ｄ／Ａ
変換器のビット数をｌビット増加させる必要があり、１
だアナログ低域フィルタ６の設計に際しては上記１ビツ
ト増加分のレベル増加分全減衰させる必要があシ、フィ
ルりの設計を難かしくしていた。

更に、従来はＤ／Ａ変換器の前段に入力ディジタル信号
に対して量子化誤差ケ反転してフィードバックして加え
る、所謂ノイズシェイピングの方法が知られている（例
えは、フィリップス・テクニカル・レヒュー４０　、１
７４〜１７９頁、１９８２年。

＆６参照）が、この方法は高周波信号の追随性が悪く、
−棟の過負荷傾斜雑音が生ずる。例えば、第６図に破線
で示す如く、ディジタル信号が最小セ量子化幅Δ内で変
化しているときには、分解能は１ビツト増加するが、量
子化値（Δ、２Δ）に近い信号はその捷ま通過し、この
ため量子化誤差がＯに近くなシ、フィードバック蓋がＯ
となるので、出力値は量子化幅の値そのものとなる。従
って、この信号＝ｉ　Ｄ　／　Ａ変換器及びアナログ低
域フィルタを通して得た信号は、第６図に破線で示すよ
うな値となり、急激な立上り信号（高域周波数）に対し
ては追随性が悪化して、過負荷傾斜雑音が出現して高域
信号に対する量子化誤差の打ち消し効果が少ないという
問題点があった。々お、第６図中、一点鎖線は原アナロ
グ信号を示し、ハツチング部分はノイズシェイピング法
による誤差分を示す。

そこで、本発明は、雑音盆付加して量子化雑音の分散を
図るのではカ＜、ディジタル信号の線形予測を行なって
Ｄ／Ａ変換変換部加することにより、実効的にＤ／Ａ変
換器の分解能を増加し得、しかもアナログフィルタの簡
易化並びにフィルタ通過後の信号品質全改善し得るＤ／
Ａ変換装置を提供することを目的とする。

問題点を解決するだめの手段 本発明は、椋本化周波数Ｍ倍（ただし、Ｍは２以上の整
数）に変換して出力する標本化周波数変換器より取り出
されたディジタル信号又は該標本化周波数変換器を通す
とと々く直接入力されたディジタル信号のうち時刻ｎＴ
　（ただし、ｎは自然数　１［１は標本化周期）のディ
ジタル信号ｘｎを（ただし、Ｎは自然数で、Ｎ＞ｉ） なる式で弄わされるディジタル信号ｙｎに変換して出力
する信号処理回路と、該信号処理回路の出力デイジタル
信号ｙｎ全アナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、該
Ｄ／Ａ変換器の出力信号妙玉供給され該信号処理回路の
入力ディジタル信号Ｘ。の標本化周波数の略−倍以上の
周波数成分を除去するアナログ低域フイルイとより構成
したものであり、以下その各実施例について第６図以下
の図面と共に説明する。

実施例 第７図は本発明装置の一実施例のフ゛ロック系統図を示
す。同図中、入力端子１４に入来した伝送媒体（図示せ
ず）よシの標本化周波数かＦＳで、ｋビットのディジク
ル信号ｘｎは、標本イヒ周波数変換器１５に供給される
。標本化周波数変換器１５に１デイジタル低域フイルタ
等により構成されており、入力ディジタル信号Ｘｎの各
サンプル値（標本化周期′ｒで入来するディジタル信号
値）の時間間隔内でＭ−１個（ただしＮ１は２以上の自
然数）の零点を挿入し、これにより標本化周波数を実質
的にＭ倍に変換きれた標本化周波数ＭａＦＳのディジタ
ル信号を得た後、この標本化周波数Ｍ−Ｆｓ（−数取下
に存在するので、第８図に実線■で示す如に選定された
振幅−周波数特性を有するディジタル低域フィルタを通
して出力する。

なお、上記のディジタル低域フィルタは、通常は有限イ
ンパルスレスポンス（Ｆ　Ｉ　Ｒ）ディジタルフィルタ
の構成とされるが、位相−周波数判性を問題にし方くて
もよい場合は、無限インパルスレスポンス（ＩＩＪディ
ジタルフィルタの構成とすることもできる。たたし、デ
ィジタル低域フィルタの通過域リープルは、１）／Ａ変
換器１７のＪット数全増加させなくてもよいように選定
しなけれにならない。

上記の構成の標本化周波数変換器１５より取り出された
標本化周波数Ｍ−Ｐｓ　（−例として４・Ｆｓ）のディ
ジタル信号は、信号処理回路１６に供給され、ここで次
式の差分方程式を満足する信号処理金堂ける。

ただし、上式中Ｘｎは時刻ｎＴの入力ディジタル信号の
値、ｙｎは時刻ｎＴの出力ディジタル信号の値？示し、
′ｒは標本化周期で１／Ｆｓに等しい。

上記の信号処理回路１６よりｊｌ出されたｔビットのデ
ィジタル信号ｙｎはＭ　−Ｆ　ｓの速度で動作するＤ／
Ａ変換器１７によりディジタル−アナログ変換された後
、アナログ低域フィルタ１８に供給される。アナログ低
域フィルタ１８は第８図に破線ｌで示す搗幅−周波数特
性を有しており、通過成端周波数ｆＰＡが前記標本化周
波数Ｆｓの７倍以上の周波数に選定され、かつ、阻止域
端局波数（Ｍ＋１） ｆ８Ａが実質上−１−−Ｆｓ以下の周波数（ここでｉ−
Ｊ、Ｍ−４たから、−例としてｆＳＡ−２Ｐ”ｓ　）に
選定されている。これにより、Ｄ／Ａ変換器１７の出力
ディジタル信号は、絽８図に実線Ｉ及び二点鎖線で示す
如き周波数スペクトルを有するが、アナログ低域フィル
タ１８によりｆＳＡ以上の不裂周波数成Ｆｓ　　　　＝ 分を除去され、７以下の周波数帯域のアナログ信号（伯
刊成分）のみを取ｐ出されて出力端子１９へ出力され、
る。

このように、Ｄ／Ａ変換器１７の出力信号はアナログ低
域フィルタ１８によって基本帯域周波数が平滑化されて
出力され、基本帯域以上の周波数成分は除去される。従
って、Ｄ　／　Ａ　ｇ換され、復号化される基本帯域内
の元の信号と、アナログ低域フィルタ１８の出力信号と
が、成る時間平均をとると近似的ＶＣ等しい、との仮￥
Ｉｌ？設けることができる。すなわち、鮭１７図に示す
標本化周波数変換器１５と信号処理回路１６とよりなる
回路部を、１つのブロックと見做すと次式が得られる。

ただし、（２）式中ｚｎはｔビットの出力信号である。

（２）式１１７１一般式であるため、紐、明の便宜上、
Ｎ＝１の場合について考察すると、（２）式はＺｎ−ｘ
ｎ＋（Ｘｎ−１−２ｎ−１）（３）と曹き改めることが
できる。ここで、時刻ｎＴにおける信号の値は、基本帯
域内の信号についてはＤ／Ａ変換器１７の入カディジタ
ル信号ｙ。と同一である、と見做すと、（３）式は ｙｎ＝ｘｎ＋（ｘｏ−１−ｙｎ−１）（４）と沓き換え
られる。す々わち、（４）式は（１）式中のＮ＝１の場
合であり、すべてディジタル信号で処理できることにな
る。従ってｘｎ　ｒ　ｘｎ−１”ｎ−１が既知であると
すると、ｙｎはこれらの線形結合で表わすことができ、
これはディジタル信号処理によシ求めることができる。

以上のことから、信号処理回路１６において、Ｎ＝１の
場合に１入力デイジタル信号ｘｎ−□は、量子化された
信号Ｙｎ−１との誤差分を次の時刻に入力されるディジ
タル信号ｘｎニフイード／マツクして加算することによ
り、量子化誤差は低減されていくといえる。これは ｙｎ””ｘｎ　　　ｎ として δ＝δ１−δ２ご０（６） とすると、アナログ低域フィルタ１８の出力端には（６
）式のδがＯになると実効的に〜、　Ｘｎ−ｉ　　が出
力されていると考えることができる。従って、量子化雑
音は時間平均でみると低減していることになる。なお、
以上はＮ＝１の場合であるがＮが２以上の場合でも同様
である。

以上説明したように、信号処理回路１６は（１）式の差
分方程式を満足するように構成されることによシ、故述
する如くＤ／Ａ変換変換分解能は実質的に少なくとも１
ビット以上増加し、この分だけ童子化雑音が低減する。

第６図中、丸印を結ぶ二点鎖線は本発明装置によるＬｌ
／Ａ変換器１７の入カディジタル信号の値の変化全示し
、低域フィルタ１８により時間平均値をとると同図に実
線で示す如くになり、一点鎖線で示す原アナログ信号に
対して近似したものとなる。すなわち、本発明装置の出
力端子１９の出力アナログ信号は、原アナログ信号に対
して第６図に黒く塗シつぶした所が原アナログ信号に対
する誤差分となるが、これは同図にハツチングで示した
前記ノイズシェイピング法の誤差分に比し、はるかに小
であることかわかる。

また第７図に示す本発明装置の一実施例では、標本化周
波数変換器１５を用いているため、アナログ低域フィル
タ１８の振幅−周波数特性は、従来のそれの通過域端局
波数がＦｓ よりもやや小なる 値であったのに比し、遷移帯域幅（ｆＳＡ　　’ＰＡ　
）が極めて広いものとすることができ、よって極めて緩
やかな傾斜特性で所要の減衰量を得ることができる。従
って、アナログ低域フィルタ１８の設計は従来のアナロ
グ低域フィルタに比し容易となり、その規模も大幅に小
さくでき、更に素子のバラツキによる設計値からのずれ
も殆ど発生せず、Ｆｓ しかも少なくとも一以下の周波数帯域では近似的に直線
的な位相特性を得ることができる。

一方、標本化周波数変換器１５内の前記ディジタル低域
フィルタの遷移帯域幅（ｆ８Ｄ−ｆＰＤ）は第８図に示
す如く狭いが、ディジタルフィルタは精度良く構成でき
、しかもディジタル信号処理であるためＳＮ比の劣化が
なく、更にその位相−周波数特性はＦＩＲディジタルフ
ィルタでは直Ｍ　位相であるから、位相の乱れによる信
号品質の劣化はない。以上より、標本化周波数変換器１
５を使用した場合は、アナログ低域フィルタ１８０回路
構成を簡易化できると共に、出方端子１９には高品質の
アナログ信号を取り出すことができる。

第９図及び第１０図は夫々本発明装置の要部の第１及び
納２実施例のブロック系統図２示す。各図中、第７図と
同−構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する
。第９図において、１Ｐ−号処理回路２０は（１）式中
Ｎ＝１の場合、すなわち（４）式を満足する構成とされ
ておシ、標本化周波数変換器ｌ５より取り出されたディ
ジタル信号は加算器２１に供給される一方、遅延回路２
２に供給され、ここで−標本化周期Ｔだけ遅延された後
、減算及びリミッタ２３に供給され、ここで遅延回路２
５により一椋本化周期′ｒだけ遅延された出力ディジタ
ル信号と減算された後出力値を６〜３２以内に振幅制限
される。リミッタはディジタル信号の値が所定の量子化
幅以上大きく変化しないようにするだめの回路で、発振
防止のために設けられている。

減算及びリミッタ２３より取り出さ扛た差分信号は加算
器２１に供給され、ここで標本化周波数変換器１５より
のディジタル１Ｂ号と加算された後、丸め回路２４に供
給され、ここでにビットがｔビットに丸められた後、出
力端子２６へ出力される一方、遅延回路２５に供給され
る。

次に第１０図に示す第２実施例について説明するに、信
号処理回路２７は第９図に示した信号処理回路２０と大
略同一構成であるが、レジスタ四が本実施例では更に設
けられている点が異なる。

レジスタ２８は丸め回路２４の入力ディジタル信号と出
力ディジタル信号との減算を行ない、（６）式のδχＯ
の場合の誤差分を蓄積し、これが最小量子化幅Δと六つ
たときに、その上Δ音訓算器２１へ出力する回路である
。またこのレジスタ２８は直流分を除去するので一種の
積分器でもある。

本実施例によれば、第１１図に破線■で示す如き標本化
周波数変換器１５の出力ディジタル信号値に対して、出
力端子２６には同図に実線■で示す如く相隣る標本化時
点の２つのディジタル信号値（量子化幅）の相加平均で
表わされるディジタル信号が出力されることとなる。す
なわち、第１１図かられかるように、信号処理回路２７
の入力ディジタル信号の童子化幅が１．２Δであるのに
対し、出力端子２６には標本化周期で常にＯと２Δとが
交互に表われるものとすると、その相加平均値はΔとな
り、上記の１．２Δに対して０，２Δずつの誤差が発生
する。しかして、本実施例では第１１図に示すように５
回目の標本化時点■には３４．　、１０回目と１１回目
の各標本化時点［相］、■では夫々Δなる値が出力され
、計１４回の標本化時点での値の総和は１７Δとなるか
ら、この計１４回の標本化時点における時間平均値（相
加平均値）は１．２１の量子化幅１．２Δに対して、誤
差が打ち消された極めて近似した値であることがわかる
。たたし、（５）式におけるδ１．δ２の値は２Δ未満
となるようリミッタがかけである。

次に、本発明装置における線形結合を用いたディジタル
信号の処理アルゴリズムによる復号化信号の品質評価に
ついて説明する。ディジタル信号、特にディジタルオー
ディオ信号の品質評価については確立した評価方法はな
いが、雑音分散を用いた評価方法が現在知られているの
で、ここでは雑音分散と、更にこれに加えて高調波歪（
ＨＤ）と混変調歪（ＩＭ）とを用いて品質評価を行なう
ものとする。ここで、上記の品質評価は計算機シミュレ
ーションによシ定量的に解析して行なっておシ、従って
前記アナログ低域フィルタ１８は伝送信号に影響を与え
々いような十分高い標本化周波数で動作するディジタル
フィルタを用いた。ただし、折シ返し歪を防止する目的
で、このディジタルフィルタは標本化周波数Ｆｓの４倍
で設計しである。

また、信号周波数は０〜５　ｋＨｚ　、標本化周波数Ｆ
ｓは１２　ｋＨｚ　、信号ビット数は８ピツ）、Ｄ／Ａ
変換器１７のビット数（分解能）は８ピツト、に本化周
波数変換器１５は１４６次のＦＩＲディジタルフィルタ
で構成し、その通過域リプルは０．０１　ｄＢ　。

通過成端周波数ｆＰＤは５　ｋＨｚ　、　１５１１止城
端周波数ｆｓＤは６　ｋＨｚ　、減衰量は一５０ｄＢと
し、更にアナログ低域フィルタ１８として用いたディジ
タルフィルタも上記のＦＩＲディジタルフィルタと同一
構成としである。

第１２図は２３　Ｈｚの高調波歪を示し、従来装置の高
調波型特性は破線で示す如くになり、また従来装置のＤ
／Ａ変換器の分解能を１ビツト増加した場合ゝのそれは
同図に実線で示す如くになる。これに対して本発明装置
による高調波歪特性は第１２図に一点知線で示す如くに
なシ、従来装（ロ）の高調波歪特性よりも改善されてい
ることがわかる。

第１３図は混変調歪を示す。ここで、混変調歪は後述の
第１６図も同様であるが、入力信号レベルの最大値を１
．　Ｏとしたとき、０．４７のレベルの周波数２３Ｈｚ
又は２３４　Ｈｚ　（７）　信号と周波数２．３　ｋＨ
ｚの信号とを４＝１のレベル比で混合したときの混食訴
］止ケ示す。同図中、従来装置の混変調歪は破線で示す
如くになり、址た従来装置のＤ　／　Ａ　ｉ換器の分解
能ｆ：１ビット増加した場合の混変調歪は実線で示す如
くになる。これに対して、本発明装置による混変調歪は
第１３図に一点鎖線で示す如くになり、Ｌｌ／Ａ変換器
の分解能を１ビットＦ月上したときの混変調歪との有意
差は殆ど々い。なお、第１３図中、■は周波数２３４　
Ｈｚの信号と周波数２、３　ｋＨｚの信号との混変調歪
特性を夫々示し、■に周波数２３）１ｚと２．’３　ｋ
Ｈｚの信号量の混変調歪偶性ケ夫々示す。

更に第１４図は雑音分散を示し、従来装置では破線で示
す特性となり、従来装置のＤ　／　Ａ　ｆ換器の分解能
を１ビツト増加した場合は実線で示す特性となり、更に
本発明装置では一点鎖線で示す特性となる。なお、第１
４図中、■は成る周波数ｆｌにおける雑音分散、■はｆ
】よυも低い成る周波数ｆ２における雑音分散を示して
いる。同図よりもわかるように、本発明装置によれは、
雑音分散ばＤ／Ａ変換器の分解能を１ビツト増加したと
きと同等の改善効果が得られる。

ｌだ第１５図は標本化周波数変換器１５の有無による高
調波歪を示し、三角印はＤ／Ａ変換器の分解能を１ビツ
ト増加した場合の高調波出値、丸印は本発明装置の高調
波希値を示す。また■は標本化周波数亥・換器１５が無
い場合、Ｘは標本化周波数変換器１５がある場合の高調
波歪を示しており、従ってＸは第１２図と同一特性を示
している。

当然のことではあるが、第１５図かられかるように、標
本化周波数変換器１５が有る方が高調波歪の発生が少な
い。

更に第１６図は標本化周波数変換器１５の有無による混
変調歪を示し、三角印はＤ／Ａ変換器の分解能を１ビツ
ト増加した場合の混食脚歪値１．丸印は本発明装置の混
変調歪値を示す。また黒三角印と黒丸印は標本化周波数
変換器１５が有る場合の混食１Ａｌｌ歪仙を示し、白玉
角印と白丸印は標本化周波数変換器１５が無い場合の混
変調歪値を示しており、第１６図かられかるように、混
変調歪に関しては、標本化周波数変換器１５の有無はあ
まシ影響は力い。

なお、上記の各特性測定のために使用した周波数（ここ
では２３Ｈｚ　、　２３４Ｈｚ　、　２．３　ｋＨｚ　
１１と）は、離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）する場合に
窓関数の形容を彦くすような値に選定されることは勿論
である。

第１２図乃至第１６図かられかるように、本発明装置に
よれば、Ｄ／Ａ変換器の分解能が１ビツト増加したとき
と略同等の高調波歪特性、雑音分散特性及び混変調歪特
性を示しておシ、従って本発明装置によればＤ／Ａ変換
器の分解能か略１ビット程度実効的に向上しており、こ
のため童子化に伴う雑音はこの分だけ軽減されることに
なる。

更にＳＮ比を雑音分散と考えると、ディザと呼ばれる雑
音を用いた装置に比し、本発明装置によれはＳＮ比か劣
化しないことも第１４図かられかる。

また、標本化周波数変換器１５を設けることにより、高
域周波数帯の信号の劣化は殆どないといえる。

変形例 なお、本発明は上記の芙施例に限定されるものではなく
、例えは標本化周波数変換器１５を設け々くとも、第９
図の信号処理回路２０に入る信号の語長がＤ／Ａ変換器
の分解能より多けれは量子化に伴う雑音を軽減できる効
果はある。壕だ、信号処理回路１６が行々う線形結合の
テイジタル信号処理は、要は（１）式を満足でさればよ
い（（４）式に限られない）。また、オーディオ信号以
外のアナログ情報信号（ビデオ信号など）にも、本発明
を適用することができる。

効果 上述の如く、本発明によれは、入出力信号系列の時間平
均が一致することに看目し、線形結合を用いたディジタ
ル信号の処理アルゴリズムに従ってＤ／Ａｉ換している
ので、信号のレベル、周波数によらず、Ｌｌ／Ａ変換器
の分解能を実質的に少彦くとも１ビット以上向上するこ
とができ、従って量子化に伴う雑音をこの分たけ軽減す
ることができ、またＤ／Ａ変換器の分解能を実際に１ビ
ツト増加したものではないので、フィルタの設計が容易
であり、ディザを用いた装置に比し構成が簡単で、まだ
従来の記録媒体を再生する場合にも互換性をもって再生
することができ、更に標本化周波数変換器により標本化
周波数を上げてからＤ／Ａ変換するようにしたので、Ｄ
／Ａ変換器出力側に接続されるアナログ低域フィルタの
設計及び製作が従来に比し極めて容易となり、しかも位
相−周波数特性を標本化周波数の一倍以下の周波数帯域
では略直線的な特性とすることができるので、位相の乱
れによる信号品質の劣化がなく、高品質のアナログ信号
（復号化信号）を取り出すことができ、しかも高調波歪
も低減することができ、更にディザを混入してＡ／Ｄ変
換されたディジタル信号に対しても、標本化周波数変換
器内のディジタル低域フィルタによって、信号が平滑化
され、更にＬＳＢのふらつきのあるディジタル信号に対
しても同様に平滑化が行なわれるので、いずれの場合も
通常のディジタル信号入力時と同様に、量子化雑音等が
軽減されたアナログ信号を出力するととができる等の数
々の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は一般的なディジタル処理方式の一例を示すブロ
ック系統図、第２図は第１図図示ブロック系統の要部の
一例の回路、振幅−周波数特性及び群遅延時間特性を夫
々示す図、第３図及び第４図は夫々アナログ信号波形と
ディジタル信号波形とを対比して示す図、第５図は従来
のＡ／Ｄ及びＩＪ／Ａ変換装置の一例を示す図、第６図
は本発明装置と従来装置の各Ｄ／Ａ変換器の大刀ディジ
タル信号の値の変化と原アナログ信号の値とを夫々対比
して示す図、第７図は本発明装置の一実施例を示すブロ
ック系統図、第８図は第７図図示ブロック系統中の各フ
ィルタの特性等を示す図、第９図及び第１０図は夫々本
発明装置の要部の各実施例を示すブロック系統図、第１
１図は本発明装置内の信号処理回路の出力ディジタル信
号の値の変化と原アナログ信号の値との一例を夫々対比
して示す図、第１２図、第１３図及び第１４図に１夫々
本発明装置、従来装置、Ｄ／Ａ変換器の分解能を１ビツ
ト増加した従来装置の高調波歪特性、混変調全特性及び
雑音分散特性全夫々対比して示す図、第１５図及び第１
６図は夫々本発明装置とＤ／Ａ変換器の分解能を１ビツ
ト増加したＤ／Ａ変換装置とにおける標本化周波数変換
器の有無による高ｉＭＨ波金特性及び混変調歪特性を夫
々示す図である。 １・・・アナログ信号入力端子、２，６．１８・・・ア
ナログ低域フィルタ、３・・・Ａ／Ｄ変換器、５　、１
０゜１３．１７・・・Ｉ）／Ａ変変器器７，１９・・・
アナログ信号出力端子、１４・・・ディジタル信号入力
端子、１５・・・標本化周波数変換器、１６，２０．２
７・・・信号処理回路、２１・・・加算器、２２．２５
・・・遅延回路、２３・・・減算及びリミッタ、２４・
・・丸め回路、２８・・・レジスタ。 ７９

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）離散的ディジタル信号を振幅が連続するアナログ
   信号に変換して出力するＤ／Ａ変換装置において、時刻
   ｎＴ　（ただし、ｎは自然数　１［は標本化周期）の入
   力ディジタル信号Ｘｎｒ、（ただし、Ｎは自然数で、Ｎ
   〉り 々る式で表わされるディジタル信号ｙｎに変換して出力
   する信号処理回路と、該信号処理回路の出力デイジタル
   信号ｙｎヲアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、該
   Ｄ／Ａ変換器の出力信号が供給され該信号処理回路の入
   力ディジタル信号昂の標本化周波数の略−倍以上の周波
   数成分を除去するアナ０グ低域フイルタとよυ構成した
   ことを特徴とするＤ／Ａ変換装置。
2. （２）　　離散的ディジタル信号を振幅が連続するアナ
   ログ信号に変換して出力するＤ／Ａ変換装置において、
   入力ディジタル信号の標本化周波数をＭ倍（ただし、Ｍ
   は２以上の自然数）に変換したディジタル信号を出力す
   る標本化周波数変換器と、該標本化周波数変換器より取
   り出された時刻ｎＴ（ただし、ｎは自然数、Ｔは標本化
   周期）のディジタル信号ｘｎを、 （ただし、Ｎは自然数で、Ｎ〉１） 々る式で表わされるディジタル信号ｙｎに変換して出力
   する信号処理回路と、該信号処理回路の出力ディジタル
   信号ｙｎを該標本化周波数変換器の変換倍率の速度で動
   作するＤ／Ａ変換器と、該Ｄ／Ａ変換器の出力信号が供
   給され該信号処理回路の入力ディジタル信号Ｘｎの標本
   化周波数の略丁倍以上の周波数成分を除去するアナログ
   低域フィルタとより構成したことを特徴とするＤ／Ａ変
   換装置。