JPS63167524A - 高速セトリングd/a変換器 - Google Patents
高速セトリングd/a変換器Info
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- JPS63167524A JPS63167524A JP31094286A JP31094286A JPS63167524A JP S63167524 A JPS63167524 A JP S63167524A JP 31094286 A JP31094286 A JP 31094286A JP 31094286 A JP31094286 A JP 31094286A JP S63167524 A JPS63167524 A JP S63167524A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 27
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 16
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 7
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この発明は電圧出力型D/A変換器の出力特性が改良さ
れた高速セトリングD/A変換器に関する。
れた高速セトリングD/A変換器に関する。
「従来の技術」
第8図は従来の電圧出力型D/A変換器の構成例を示す
図である。アナログ信号に変換すべきnビットのデジタ
ル信号が第1〜第nスイツチ81〜Snに与えられ、例
えば与えられたビット信号が’IJの時にその各ビット
信号に対応ずるスイッチ81〜Snが閉成される。スイ
ッチ5L−3nのそれぞれの一方の端子には与えられる
ビット信号の重み付け(2’、2”・・・2″)に対応
した信号電流1/2’。
図である。アナログ信号に変換すべきnビットのデジタ
ル信号が第1〜第nスイツチ81〜Snに与えられ、例
えば与えられたビット信号が’IJの時にその各ビット
信号に対応ずるスイッチ81〜Snが閉成される。スイ
ッチ5L−3nのそれぞれの一方の端子には与えられる
ビット信号の重み付け(2’、2”・・・2″)に対応
した信号電流1/2’。
1/2@・・・・・弓/2−がそれぞれ定電流源01〜
Cnから供給されており、スイッチの開閉に応じてそれ
らの信号電流1/21.1/2”・・・・・・■/21
が基準電流源1)からの電流■と加算して演算増幅器1
2に供給される。この加算電流iは演算増幅器12によ
り電圧信号Vに変換して出力される0例えば、第2ビツ
トだけが「1」のデジタルデータが与えられる場合、第
2定電流源C2からの信号電流■/22=I/4が、こ
の例では電流の向きを考えると基準電流源1)の信号電
流Iから減算して演算増幅器12の負入力端Aに与えら
れる。
Cnから供給されており、スイッチの開閉に応じてそれ
らの信号電流1/21.1/2”・・・・・・■/21
が基準電流源1)からの電流■と加算して演算増幅器1
2に供給される。この加算電流iは演算増幅器12によ
り電圧信号Vに変換して出力される0例えば、第2ビツ
トだけが「1」のデジタルデータが与えられる場合、第
2定電流源C2からの信号電流■/22=I/4が、こ
の例では電流の向きを考えると基準電流源1)の信号電
流Iから減算して演算増幅器12の負入力端Aに与えら
れる。
演算増幅器12はその出力信号が帰還抵抗器Rf及び帰
還コンデンサCfを介して負入力端Aに帰還される電流
−電圧変換回路13を構成し、負入力端Aに供給される
信号電流iが信号電圧Vに変換して出力される。先の例
では、最大変換出力電圧V IIAXに対して4分の1
のステップ電圧(VlIAX/4)として出力される。
還コンデンサCfを介して負入力端Aに帰還される電流
−電圧変換回路13を構成し、負入力端Aに供給される
信号電流iが信号電圧Vに変換して出力される。先の例
では、最大変換出力電圧V IIAXに対して4分の1
のステップ電圧(VlIAX/4)として出力される。
「発明が解決しようとする問題点」
電流−電圧変換回路13に供給される信号電流iが理想
的なステップ波形で変化したとしても、電流−電圧変換
回路13を構成する帰還抵抗器Rf及び帰還コンデンサ
Cfによる帯域制限や、また演算増幅器12の出力特性
などにより、電流−電圧変換回路13の出力電圧Vが信
号電流iに対応ずる電圧値に整定するまでに時間がかか
り、デジタル−アナログ変換器としての動作特性が悪く
、D/A変換速度が遅いという問題がある。
的なステップ波形で変化したとしても、電流−電圧変換
回路13を構成する帰還抵抗器Rf及び帰還コンデンサ
Cfによる帯域制限や、また演算増幅器12の出力特性
などにより、電流−電圧変換回路13の出力電圧Vが信
号電流iに対応ずる電圧値に整定するまでに時間がかか
り、デジタル−アナログ変換器としての動作特性が悪く
、D/A変換速度が遅いという問題がある。
「問題点を解決するための手段」
この発明ではアナログ信号に変換されるべきデジタルデ
ータが一時記憶レジスタに記憶されると共に、そのデジ
タルデータは乗算器により所定倍される。まf、この所
定倍されたデータと一時記憶レジスタ内に既に記憶され
アナログ信号に前回変換されたデジタルデータとが加算
器で加算され、マルチプレクサの一方の入力端に供給さ
れる。そしてこの加算信号は、他方の入力端に供給され
ているアナログ信号に変換されるべきデジタルデータに
代えて、デジタル−アナログ変換動作の始めの所定時間
だけマルチプレクサから電流−電圧変換回路へ供給され
る。
ータが一時記憶レジスタに記憶されると共に、そのデジ
タルデータは乗算器により所定倍される。まf、この所
定倍されたデータと一時記憶レジスタ内に既に記憶され
アナログ信号に前回変換されたデジタルデータとが加算
器で加算され、マルチプレクサの一方の入力端に供給さ
れる。そしてこの加算信号は、他方の入力端に供給され
ているアナログ信号に変換されるべきデジタルデータに
代えて、デジタル−アナログ変換動作の始めの所定時間
だけマルチプレクサから電流−電圧変換回路へ供給され
る。
「発明の作用」
この発明の構成によれば、アナログ信号に変換されるべ
きデジタルデータに対応ずる所定の信号電流に代えて過
大信号電流或いは過少信号電流をD/A変換動作の始ま
りの所定時間だけti−を正変換回路に与えることによ
り、そノミ圧出カ。
きデジタルデータに対応ずる所定の信号電流に代えて過
大信号電流或いは過少信号電流をD/A変換動作の始ま
りの所定時間だけti−を正変換回路に与えることによ
り、そノミ圧出カ。
初期変化率を大きくさせ、従って、変換ス、キアジタル
データに対応ずる出力電圧値、迅速、変イヒする。
データに対応ずる出力電圧値、迅速、変イヒする。
「実施例」
第1図はこの発明の高速セトリングD/A変換器の実施
例の要部を示す図である。この実施例テは、定電流源と
して電流出力型D/A変換器を用いて構成した例である
。この発明では、アナログ信号に変換されるべきデジタ
ルデータDはデータ処理回路21に供給され、デジタル
データDはそのデータ処理回路21によりデータ変換処
理を受けてから電流出力型D/A変換器22に供給され
る。即ち、データ処理回路21は電流−電圧変換回路2
3の出力電圧変化の変化率が大きくなるようにデジタル
データをデータ変換処理し、その変換処理されたデータ
に応じた信号電流iが電流出力型D/A変換器22から
電流−電圧変換回路23に供給される。
例の要部を示す図である。この実施例テは、定電流源と
して電流出力型D/A変換器を用いて構成した例である
。この発明では、アナログ信号に変換されるべきデジタ
ルデータDはデータ処理回路21に供給され、デジタル
データDはそのデータ処理回路21によりデータ変換処
理を受けてから電流出力型D/A変換器22に供給され
る。即ち、データ処理回路21は電流−電圧変換回路2
3の出力電圧変化の変化率が大きくなるようにデジタル
データをデータ変換処理し、その変換処理されたデータ
に応じた信号電流iが電流出力型D/A変換器22から
電流−電圧変換回路23に供給される。
第2図及び第3図はこの発明の詳細な説明するための回
路図及び波形図である0例えば、既に説明したように従
来の電圧出力型D/A変換器では、スイッチ24がオン
になり、第1定電流a2Sから信号電流iが演算増幅器
26に供給される。このように信号電流lの値が第3図
Aの波形Aに示すようにi w Qの状態から1−ro
に変化する場合は、この演算増幅器26の出力波形図は
第3図Bの波形Aに示すように、信号電流1=ioの大
きさに応じた電圧(Vo)に向は時定数Toで立ち上が
る。
路図及び波形図である0例えば、既に説明したように従
来の電圧出力型D/A変換器では、スイッチ24がオン
になり、第1定電流a2Sから信号電流iが演算増幅器
26に供給される。このように信号電流lの値が第3図
Aの波形Aに示すようにi w Qの状態から1−ro
に変化する場合は、この演算増幅器26の出力波形図は
第3図Bの波形Aに示すように、信号電流1=ioの大
きさに応じた電圧(Vo)に向は時定数Toで立ち上が
る。
これに対してこの発明では、第1定電流源25から信号
電流Ioが演算増幅器26に供給れると共に、例えば第
2定電流源27からスイッチ28を通して、電流1oが
変換動作の初期の所定の時間だけ加算して供給される。
電流Ioが演算増幅器26に供給れると共に、例えば第
2定電流源27からスイッチ28を通して、電流1oが
変換動作の初期の所定の時間だけ加算して供給される。
第3図Aの波形Bは、演算増幅器26に供給されるこの
発明の信号電流iが変化する様子を示し、第3図Bの波
形Bは、その信号電流lに応じた演算増幅器26の出力
波形を示す0wIち、信号電流1−2Ioが供給された
場合には、演算増幅器26の出力は電圧(2V o)に
向け急速に立ち上がる。この発明では、D/A変換の当
初は所定の変化量の例えば2倍の信号電流1が供給され
、演算増幅器26の出力がそれに対応ずる電圧(2VO
)に向けて変化している途中において、デジタルデータ
Dtに対応ずる所定の電圧V。
発明の信号電流iが変化する様子を示し、第3図Bの波
形Bは、その信号電流lに応じた演算増幅器26の出力
波形を示す0wIち、信号電流1−2Ioが供給された
場合には、演算増幅器26の出力は電圧(2V o)に
向け急速に立ち上がる。この発明では、D/A変換の当
初は所定の変化量の例えば2倍の信号電流1が供給され
、演算増幅器26の出力がそれに対応ずる電圧(2VO
)に向けて変化している途中において、デジタルデータ
Dtに対応ずる所定の電圧V。
に到達した時点、或いはその直前に、スイッチ28をオ
フにして演算増幅器26に供給される信号電流iが所定
の値1=Ioになるように制御する。従って、第3図へ
の波形Aで示すように信号電流iが最初から所定の値1
=Ioに設定されている場合に較べて速やかに所定の変
換電圧Voに到達させることができ、到達後は信号電流
iが到達出力にぼり対応ずる所定の信号電流1=Ioに
設定変更されるので、演算増幅器26の出力電圧Vは、
波形Cに示すようにそれ以上に変化することはない。
フにして演算増幅器26に供給される信号電流iが所定
の値1=Ioになるように制御する。従って、第3図へ
の波形Aで示すように信号電流iが最初から所定の値1
=Ioに設定されている場合に較べて速やかに所定の変
換電圧Voに到達させることができ、到達後は信号電流
iが到達出力にぼり対応ずる所定の信号電流1=Ioに
設定変更されるので、演算増幅器26の出力電圧Vは、
波形Cに示すようにそれ以上に変化することはない。
このように信号電流が制御される場合のこの回路の伝達
関数は v (t) = 2(1−t −””’ t)(1−g
−(I/ T ) (L −to’) u(t−t@
)但し、to:入力電流が2倍にされる期間T:1次遅
れの時定数 で表される。ここで、V (t) −1となる条件、言
い換えれば、演算増幅器26の出力電圧が整定する条件
は t@−T’l1n2 である、即ち、演算増幅器26へ供給される信号電流i
の大きさによらず、2倍の人力信号が供給されなければ
ならぬ時間t、は一定である。
関数は v (t) = 2(1−t −””’ t)(1−g
−(I/ T ) (L −to’) u(t−t@
)但し、to:入力電流が2倍にされる期間T:1次遅
れの時定数 で表される。ここで、V (t) −1となる条件、言
い換えれば、演算増幅器26の出力電圧が整定する条件
は t@−T’l1n2 である、即ち、演算増幅器26へ供給される信号電流i
の大きさによらず、2倍の人力信号が供給されなければ
ならぬ時間t、は一定である。
いま、整定時間を演算増幅器26の電圧出力Vが目標値
までの差がGの電圧範囲内に入る時間を出力が整定する
時間と定義すると、通常の1次遅れ応答による整定時間
t、は t、= T j!n (1/ G) となる、一方、この発明による整定時間t2はt、=
T in (2/(1+ C))である、いま、例えば
、演算増幅器26の応答出力の時定数TをT=5.31
na、電流出力型D/A変換器22へ供給するデジタル
データDのビット数を12ピントとし、演算増幅器26
の出力Vが、デジタルデータDに対応ずる電圧値と(1
/2) L S B相当の値以内の電圧値になるまでの
時間として計算してみると、 t+ ” 5.31 X 10−9X 1 n(1/
(1/ (2””)))=47.8na tz =5.31X 10−’x An(2/(1+1
/(2目+′)))=3.68nS となる。即ち、この発明の高速D/A変換器の出力電圧
の整定時間は従来の電圧出力型D/A変換器の整定時間
のはり10分の1に短縮されることが示される。
までの差がGの電圧範囲内に入る時間を出力が整定する
時間と定義すると、通常の1次遅れ応答による整定時間
t、は t、= T j!n (1/ G) となる、一方、この発明による整定時間t2はt、=
T in (2/(1+ C))である、いま、例えば
、演算増幅器26の応答出力の時定数TをT=5.31
na、電流出力型D/A変換器22へ供給するデジタル
データDのビット数を12ピントとし、演算増幅器26
の出力Vが、デジタルデータDに対応ずる電圧値と(1
/2) L S B相当の値以内の電圧値になるまでの
時間として計算してみると、 t+ ” 5.31 X 10−9X 1 n(1/
(1/ (2””)))=47.8na tz =5.31X 10−’x An(2/(1+1
/(2目+′)))=3.68nS となる。即ち、この発明の高速D/A変換器の出力電圧
の整定時間は従来の電圧出力型D/A変換器の整定時間
のはり10分の1に短縮されることが示される。
つまり、前回の既に変換したデジタルデータをD L
−1+今回の変換すべきデジタルデータをD%とすると
、データ変化量はD −−D t−rである。この発明
では、そのデータ変化量の例えば2倍に相当する変化電
流を初期電流として電流−電圧変換回路23に供給する
。つまり、第4図に示すように、前回のデジタルデータ
DL−1にこのデータ変化量Dt Dz−+の2倍にし
たデータとを重畳して初期データDxを出力する。即ち
、データ処理回路21では D x = D L−1” 2(D t D t
−+)= Dt−++2Dt−2Dtす =2Dt DL−1 なる変換処理をし、この変換データDxをデジタルデー
タD、に代えて所定時間出力する。
−1+今回の変換すべきデジタルデータをD%とすると
、データ変化量はD −−D t−rである。この発明
では、そのデータ変化量の例えば2倍に相当する変化電
流を初期電流として電流−電圧変換回路23に供給する
。つまり、第4図に示すように、前回のデジタルデータ
DL−1にこのデータ変化量Dt Dz−+の2倍にし
たデータとを重畳して初期データDxを出力する。即ち
、データ処理回路21では D x = D L−1” 2(D t D t
−+)= Dt−++2Dt−2Dtす =2Dt DL−1 なる変換処理をし、この変換データDxをデジタルデー
タD、に代えて所定時間出力する。
第1図に示す実施例では、このような信号変換動作を行
わせるために、アナログ信号に変換されるべきデジタル
データDLと後で説明する制御信号が供給される。
わせるために、アナログ信号に変換されるべきデジタル
データDLと後で説明する制御信号が供給される。
データ処理回路21に供給されたデジタルデータDt
はマルチプレクサ31の一方のデータ入力端Aに供給さ
れると共に、一時記憶レジスタ32と乗算器33とに供
給される。この一時記憶レジスタ32には前回にD/A
変換したデジタルデータD、−,が記憶されている。
はマルチプレクサ31の一方のデータ入力端Aに供給さ
れると共に、一時記憶レジスタ32と乗算器33とに供
給される。この一時記憶レジスタ32には前回にD/A
変換したデジタルデータD、−,が記憶されている。
乗算器33は供給されたデジダルデータDtをこの例で
は2倍のデジタル値とする演算処理をして加算器34の
データ入力端Aに供給する。また、この実施例では一時
記憶レジスタ32に保持されている前回のデータD、−
3が補数器35を介して加算器34の他方のデータ入力
端Bに供給される。
は2倍のデジタル値とする演算処理をして加算器34の
データ入力端Aに供給する。また、この実施例では一時
記憶レジスタ32に保持されている前回のデータD、−
3が補数器35を介して加算器34の他方のデータ入力
端Bに供給される。
つまり、一時記憶レジスタ32のデジタルデータDt−
1は補数器35により2の補数に変換する演算が施され
、このデジタルデータの2の補数値(−Dt−t)と、
乗算器33で2倍にする演算処理を受けたデータ値(2
D t)とが加算器34により加算して出力される。こ
の演算データはマルチプレクサ31のデータ入力端Bに
供給され、この演算データと他方の入力端Aに供給され
ているアナログ信号に変換されるべきデジタルデータD
%との何れかが、その出力端Yから選択して出力される
。
1は補数器35により2の補数に変換する演算が施され
、このデジタルデータの2の補数値(−Dt−t)と、
乗算器33で2倍にする演算処理を受けたデータ値(2
D t)とが加算器34により加算して出力される。こ
の演算データはマルチプレクサ31のデータ入力端Bに
供給され、この演算データと他方の入力端Aに供給され
ているアナログ信号に変換されるべきデジタルデータD
%との何れかが、その出力端Yから選択して出力される
。
一方、ストローブ信号Sはタイミング信号発生回路36
に与えられ、その出力が制御信号として一時記憶レジス
タ32、マルチプレクサ31及び電流出力型D/A変換
器22とにそれぞれ与えられる。
に与えられ、その出力が制御信号として一時記憶レジス
タ32、マルチプレクサ31及び電流出力型D/A変換
器22とにそれぞれ与えられる。
第5図はタイミング信号発生回路36の構成例を示す図
であり、第6図はタイミング信号発生回路36の各部の
波形図である0図には示してないが制御回路からデジタ
ルデータDc(波形A)が第1図に示したデータ処理回
路21に供給され、このデジタルデータDX と一時記
憶レジスタ32に保持されている前回のデジタルデータ
D、−1とを既に説明したような演算処理して得られた
演算データD×を加算器34から出力する。マルチプレ
クサの信号入力端Bに与えられる(波形B)、この演算
出力に合わせて、ストローブ信号S(波形C)がタイミ
ング信号発生回路36のインバータ41に与えられる。
であり、第6図はタイミング信号発生回路36の各部の
波形図である0図には示してないが制御回路からデジタ
ルデータDc(波形A)が第1図に示したデータ処理回
路21に供給され、このデジタルデータDX と一時記
憶レジスタ32に保持されている前回のデジタルデータ
D、−1とを既に説明したような演算処理して得られた
演算データD×を加算器34から出力する。マルチプレ
クサの信号入力端Bに与えられる(波形B)、この演算
出力に合わせて、ストローブ信号S(波形C)がタイミ
ング信号発生回路36のインバータ41に与えられる。
インバータ41の出力は第1遅延素子42で信号遅延d
1を受はフリップフロップ43のクロック端に与えられ
、フリップフロップ43は供給された信号(波形りのは
り反転した信号)の立ち上がりのタイミングでその反転
信号出力端Q/からマルチプレクサ制御信号(波形E)
を論理’OJとして出力する。第1図に示したマルチプ
レクサ31はその選択入力端Sに与えられるこの制御信
号(波形F)が論理’OJである時に、その信号入力端
Bに供給されている信号を選択して出力端Yから出力す
る。従って、その出力端Yからは加算器34からの演算
データDxが出力される(波形F)。
1を受はフリップフロップ43のクロック端に与えられ
、フリップフロップ43は供給された信号(波形りのは
り反転した信号)の立ち上がりのタイミングでその反転
信号出力端Q/からマルチプレクサ制御信号(波形E)
を論理’OJとして出力する。第1図に示したマルチプ
レクサ31はその選択入力端Sに与えられるこの制御信
号(波形F)が論理’OJである時に、その信号入力端
Bに供給されている信号を選択して出力端Yから出力す
る。従って、その出力端Yからは加算器34からの演算
データDxが出力される(波形F)。
一方、第1遅延素子42の出力信号はインバータ44を
介してその反転信号(波形D)がゲート回路45の一方
の入力端A及び第2遅延素子46に供給される。インバ
ータ44の出力信号(波形D)はゲート回路45から出
力されると、第3遅延素子47で信号遅延d3を受け、
インバータ48を介して波形Gの負パルスP1の信号と
して出力される。この信号(波形Gの負パルスPi)は
電流出力型D/A変換器22へ、その制御信号として供
給される。
介してその反転信号(波形D)がゲート回路45の一方
の入力端A及び第2遅延素子46に供給される。インバ
ータ44の出力信号(波形D)はゲート回路45から出
力されると、第3遅延素子47で信号遅延d3を受け、
インバータ48を介して波形Gの負パルスP1の信号と
して出力される。この信号(波形Gの負パルスPi)は
電流出力型D/A変換器22へ、その制御信号として供
給される。
また、インバータ44の出力信号(波形D)は第2遅延
素子46で信号遅延d2を受け、その遅延信号(波形H
)はフリップフロップ43のリセット端Rに供給され、
この信号(波形H)によりフリップフロップ43はリセ
ットとされて、その反転信号出力端Q/の信号は波形E
に示すように、論理’IJに復帰する。マルチプレクサ
31はこの論理「1」の信号をデータ選択端Sに受け、
今まで選択出力していた入力端BのデータDxに代えて
その入力端Aに与えられているデジタルデータDtを出
力端Y出力する。従って、マルチプレクサ31からはぼ
り第2遅延素子46の信号遅延時間d2だけデータ処理
回路21で演算されたデータDxが出力される。
素子46で信号遅延d2を受け、その遅延信号(波形H
)はフリップフロップ43のリセット端Rに供給され、
この信号(波形H)によりフリップフロップ43はリセ
ットとされて、その反転信号出力端Q/の信号は波形E
に示すように、論理’IJに復帰する。マルチプレクサ
31はこの論理「1」の信号をデータ選択端Sに受け、
今まで選択出力していた入力端BのデータDxに代えて
その入力端Aに与えられているデジタルデータDtを出
力端Y出力する。従って、マルチプレクサ31からはぼ
り第2遅延素子46の信号遅延時間d2だけデータ処理
回路21で演算されたデータDxが出力される。
また、第2遅延素子46の遅延信号(波形H)はゲート
回路45の他方の入力端Bに供給される。
回路45の他方の入力端Bに供給される。
その出力信号は第3遅延素子47により信号遅延d3を
受け、インバータ48を介して制御信号(波形Gの負パ
ルスP2)として電流出力型D/A変換器22へ供給さ
れる。
受け、インバータ48を介して制御信号(波形Gの負パ
ルスP2)として電流出力型D/A変換器22へ供給さ
れる。
更に、第2遅延素子46の遅延信号(波形H)はこの例
では2つのインバータ49.51を介して第4遅延素子
52に供給され、信号遅延d4を受けたその出力信号は
インバータ53を介して制御信号(波形りとして一時記
憶しジスク32に供給される。この制御信号(波形りは
D/A変換動作の終了を意味するもので、一時記憶レジ
スタ32はこの制御信号(波形I)をクロ7り信号とし
て、その入力端に与えられているデジタルデータD、を
読み込んで記憶する。この読み込まれたデータD。
では2つのインバータ49.51を介して第4遅延素子
52に供給され、信号遅延d4を受けたその出力信号は
インバータ53を介して制御信号(波形りとして一時記
憶しジスク32に供給される。この制御信号(波形りは
D/A変換動作の終了を意味するもので、一時記憶レジ
スタ32はこの制御信号(波形I)をクロ7り信号とし
て、その入力端に与えられているデジタルデータD、を
読み込んで記憶する。この読み込まれたデータD。
は次のデータDい、に対してD/A変換を行う際に利用
される。
される。
第7図はこの発明の他の実施例を示す構成図で。
2つの電流出力型D/A変換器61.62を用いて構成
した例である。即ち、この例では、1つの電流出力型A
/D変換器61に与えるデジタルデータを変化させるの
ではなく、制御部63から供給される制御信号を基にし
て、電流出力型D/A変換器61の出力電流は一定とし
、この他にもう1つの電流出力型D/A変換器62を用
いて初期電流を付加させるように構成したものである。
した例である。即ち、この例では、1つの電流出力型A
/D変換器61に与えるデジタルデータを変化させるの
ではなく、制御部63から供給される制御信号を基にし
て、電流出力型D/A変換器61の出力電流は一定とし
、この他にもう1つの電流出力型D/A変換器62を用
いて初期電流を付加させるように構成したものである。
以上の説明では、信号電流の初期変化量は信号変化量の
2倍にするように説明してきたが、2倍に限るものでは
なく、3倍或いはその他の倍率にしても良い、その場合
は、その倍率での電流−電圧変換回路21の出力応答の
早さに応じて初期変化量の設定時間t、が変更される。
2倍にするように説明してきたが、2倍に限るものでは
なく、3倍或いはその他の倍率にしても良い、その場合
は、その倍率での電流−電圧変換回路21の出力応答の
早さに応じて初期変化量の設定時間t、が変更される。
「発明の効果」
以上に説明したように、この発明によれば、D/A変換
器の出力部、つまり、演算増幅器等に周波数特性の良い
高価なものを用いなくとも、D/A変換出力の速い高性
能な電圧出力型D/A変換器を安価に構成することがで
きる。
器の出力部、つまり、演算増幅器等に周波数特性の良い
高価なものを用いなくとも、D/A変換出力の速い高性
能な電圧出力型D/A変換器を安価に構成することがで
きる。
第1図はこの発明による高速セトリングD/A変換器の
要部を示す図、第2図はこの発明の詳細な説明するため
の回路図、第3図A、Bは第2図に示した高速セトリン
グD/A変換器の動作例を示す入出力波形図、第4図は
データ処理回路のデータ変換処理を説明するための図、
第5図はタイミング信号発生回路の構成例を示す図、第
6図はタイミング信号発生回路の各部の波形図、第7図
はこの発明の他の実施例を示す構成図、第8図は従来の
電圧出力型D/A変換器の例を示す回路図である。 1):基準電流源、12:演算増幅器、13:電流−電
圧変換回路、21:データ処理回路、22:を演出力型
D/A変換器、23:電流−電圧変換回路、24:スイ
ッチ、25:第1定電流源、26:演算増幅器、27:
第2定電流源、28:スイッチ、31:マルチプレクサ
、32ニ一時記憶レジスタ、33:乗算器、34:加算
器、35:補数器、36:タイミング信号発生回路、4
1:インバータ、42:第1遅延素子、43:フリツブ
フロップ、44:インバータ、45:ゲート回路、46
:第2遅延素子、47:第3遅延素子、48:インバー
タ、49.51 :インバータ、52:第4遅延素子、
53:インバータ、Rr : j4還抵抗器、cr:帰
還コンデンサ、SlへSn:スイッチ、C1〜Cn:定
電流源。
要部を示す図、第2図はこの発明の詳細な説明するため
の回路図、第3図A、Bは第2図に示した高速セトリン
グD/A変換器の動作例を示す入出力波形図、第4図は
データ処理回路のデータ変換処理を説明するための図、
第5図はタイミング信号発生回路の構成例を示す図、第
6図はタイミング信号発生回路の各部の波形図、第7図
はこの発明の他の実施例を示す構成図、第8図は従来の
電圧出力型D/A変換器の例を示す回路図である。 1):基準電流源、12:演算増幅器、13:電流−電
圧変換回路、21:データ処理回路、22:を演出力型
D/A変換器、23:電流−電圧変換回路、24:スイ
ッチ、25:第1定電流源、26:演算増幅器、27:
第2定電流源、28:スイッチ、31:マルチプレクサ
、32ニ一時記憶レジスタ、33:乗算器、34:加算
器、35:補数器、36:タイミング信号発生回路、4
1:インバータ、42:第1遅延素子、43:フリツブ
フロップ、44:インバータ、45:ゲート回路、46
:第2遅延素子、47:第3遅延素子、48:インバー
タ、49.51 :インバータ、52:第4遅延素子、
53:インバータ、Rr : j4還抵抗器、cr:帰
還コンデンサ、SlへSn:スイッチ、C1〜Cn:定
電流源。
Claims (1)
- (1)電流出力型D/A変換器とその出力を積分する積
分回路とで構成される電圧出力型D/A変換器において
、 変換されるデジタルデータが供給される一時記憶レジス
タと、 上記デジタルデータが供給されデジタルデータの値を所
定倍する乗算器と、 上記一時記憶レジスタに記憶されているデータに応ずる
信号と上記乗算器の出力信号とを加算する加算器と、 上記デジタルデータと上記加算器の加算出力とが供給さ
れ、そのいずれかを選択して出力するマルチプレクサと
、 D/A変換動作を行わせるためのストローブ信号が与え
られると上記マルチプレクサを加算器側に一定時間切り
替え制御する制御回路とを具備する高速セトリングD/
A変換器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP31094286A JPH0758912B2 (ja) | 1986-12-29 | 1986-12-29 | 高速セトリングd/a変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP31094286A JPH0758912B2 (ja) | 1986-12-29 | 1986-12-29 | 高速セトリングd/a変換器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63167524A true JPS63167524A (ja) | 1988-07-11 |
JPH0758912B2 JPH0758912B2 (ja) | 1995-06-21 |
Family
ID=18011240
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP31094286A Expired - Fee Related JPH0758912B2 (ja) | 1986-12-29 | 1986-12-29 | 高速セトリングd/a変換器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0758912B2 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003526979A (ja) * | 2000-03-04 | 2003-09-09 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 調整可能な時間応答を有するディジタル・アナログ変換インタフェース回路 |
JP2007243363A (ja) * | 2006-03-07 | 2007-09-20 | Hideo Kusakabe | 振動周期がtである回路の整定時間をt/2の整数倍にする制御方法 |
JP2014160990A (ja) * | 2013-02-20 | 2014-09-04 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | D/a変換器およびデルタシグマ型d/a変換器 |
CN109802681A (zh) * | 2017-11-17 | 2019-05-24 | 三星电子株式会社 | 参考电压生成器和包括其的半导体设备 |
-
1986
- 1986-12-29 JP JP31094286A patent/JPH0758912B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003526979A (ja) * | 2000-03-04 | 2003-09-09 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 調整可能な時間応答を有するディジタル・アナログ変換インタフェース回路 |
JP2012075130A (ja) * | 2000-03-04 | 2012-04-12 | Qualcomm Inc | 調整可能な時間応答を有するディジタル・アナログ変換インタフェース回路 |
JP2014039276A (ja) * | 2000-03-04 | 2014-02-27 | Qualcomm Incorporated | 調整可能な時間応答を有するディジタル・アナログ変換インタフェース回路 |
JP2015146604A (ja) * | 2000-03-04 | 2015-08-13 | クゥアルコム・インコーポレイテッドQualcomm Incorporated | 調整可能な時間応答を有するディジタル・アナログ変換インタフェース回路 |
JP2007243363A (ja) * | 2006-03-07 | 2007-09-20 | Hideo Kusakabe | 振動周期がtである回路の整定時間をt/2の整数倍にする制御方法 |
JP2014160990A (ja) * | 2013-02-20 | 2014-09-04 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | D/a変換器およびデルタシグマ型d/a変換器 |
CN109802681A (zh) * | 2017-11-17 | 2019-05-24 | 三星电子株式会社 | 参考电压生成器和包括其的半导体设备 |
CN109802681B (zh) * | 2017-11-17 | 2024-04-19 | 三星电子株式会社 | 参考电压生成器和包括其的半导体设备 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0758912B2 (ja) | 1995-06-21 |
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Legal Events
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---|---|---|---|
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