JPS6292169A - ディジタル磁気記録再生方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、ディジタル磁気記録再生方式に係り、特に変
調方式に直流成分が含むものにおける改良方式に関する
ものである。

〈従来の技術〉 近年、音声等のアナログ信号をディジタル信号に変換し
、さらに所定の変調方式で変調してセルフクロック可能
なディジタル信号を生成し、これを磁気テープ等の磁気
記録媒体に記録しまた再生する方式が開発されている。

この再生系において、従来より第１２図に示す回路系が
知られている。

第１２図において、１は再生ヘッド、２はＡＣカップリ
ング、３はプリアンプ、４はイコライザ、５はコンパレ
ータ、６はＰＬＬ回路、７はディジタル信号処理回路で
ある。なお、上記回路系を複数チャンネル分有し、磁気
記録媒体の複数トラックを同時に再生するものもある。

ところで、変調方式によっては、例えば３ＰＭ（Ｔｈｒ
ｅｅ　Ｆ’ｏｓｉｔｉｏｎ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　）
やＭＮＲＺＩ（Ｍｏｄｉｆｉｅｄ　Ｎｏｎ−Ｒｅｔｕｒ
ｎ　ｔｏ　Ｚｅｒｏ　Ｉｎｖｅｒｔｅｄ）等では、変調
信号に直流成分が存在し、磁気記録・再生の過程におけ
る直流カットの影響を受けて、その再生信号の平均レベ
ルが変動することがある。

今、記録信号が第１３図の上段に示す■波形のようであ
ったとする。しかしながら、第１２図の回路系では、磁
気記録・再生の過程における直流カットの影響を受けて
、イコライザ４の出力端から得られる再生信号ａは、第
１３図の中段に示す波形■に示すようになる。これをコ
ンパレータ５に通して所定レベルと比較するのであるが
、コンパレータ出力すは第１３図の下段に示す波形■の
ようになり、明らかに記録信号と異なったものになる。

つまり、第１２図の回路系において、直流成分の再生が
考慮されなければ、第１３図の中段に示す点線波形０で
示すように、再生信号ａの平均レベルは変動する。一方
、ＰＬＬ回路６はコンパレータ５の出力すに基づいて、
再生信号に同期したクロック信号を再生する。このため
、位相比較に必要なゼロクロス点として、第１３図の中
段に示す波形の点線上の黒丸が検出されなければならな
い。換言すれば、コンパレータ５に入力される再生信号
ａに対し、直流再生による補正を行なうことが必要であ
る。

上記の再生信号の直流再生をディジタル的に行なう方法
として、本発明者等は先に特願昭５９−２３４２６３号
「ディジタル磁気記録再生方式」を提案している。

本発明者等が先に提案した再生信号の直流再生をディジ
タル的に行なう方法は次のようなものである。

第８図は本発明者等が先に提案した直流再生方式の要部
詳細回路図、また第９図にそのタイミングチャートを示
す。

ａは第１２図のイコライザ４がら出方された再生信号で
ある。この再生信号ａはＡ／Ｄ変換器１１に人力され、
ここでクロックφにより与えられる周波数ｆｓＨｚをも
ってサンプリングし、ｋビットのディジタルデータに変
換する。なお、サンプリング周波数ｆｓＨｚは、変調に
用いられるチャンネルビットレートの２倍であるが、必
しも整数比である必要はない。

Ａ／Ｄ変換器１１のディジタルデータｈはにビットのレ
ジスタ１２に導ひかれ、次段の回路において、現在のデ
ータｈと１サンプリング前のデータｉとを比較し、再生
信号ａのサンプリング点における極性ならびに位相位置
を検出する。

ＭＳＢ検出回路１３及び排他的論理和（Ｅｘ−ＯＲ）ゲ
ート１４により、極性が検出される。なお、前述でＡ／
Ｄ変換されたデータは、２の補数を用い、再生信号の＋
、−の極性を、Ｍ　Ｓ　Ｂ　（Ｍｏｓｔ　５１ｇｎ１ｆ
ｉｃａｎｔ　Ｂｉｔ）の”ｏ”　ｎｌ”で表わしている
ものとする。ＭＳＢ検出回路Ｉ３では、データｈ、ｉの
それぞれＭＳＢが検出され、データｈ側のＭＳＢに対応
する出力データｊにょリ、現在の極性が＋、−のいずれ
かであるかを示している。排他的論理和ゲー）１４は、
両データｈ、ｊのＭＳＢを比較し、両データが同極性で
あるか異極性であるかどうかを判定する。出力データｋ
が０″ならば同極性、１″ならば異極性であり「ゼロレ
ベル交差点あり」と判定する。

演算回路１５は、現在のデータｈと前のデータｉとを比
較して、極性が異なる場合に用いる位相間隔値（１）を
演算する。すなわち、データｈおよびはサンプリング点
のデータ）の演算を行なって、５ｏ−１点からゼロレベ
ル交差点までの位相間隔値（ｔｊを算出する。乗算器１
６は演算回路１５により算出した位相間隔値（１）を２
倍するもので、係数発生器１７は値°１”を出力する。

これらは、加算器１８のそれぞれ−、十端子に加えられ
、演算回路１５より求めた位相間隔（１）に基づき、１
−２ｔの値を算出する。値（１−２ｔ）の意味について
は後述する。

一方、排他的論理和ゲート１４の出力データには切換ス
イッチ１９を制御し、出力データｋが０”（データｈ、
ｉが同極性）ならば、係数発生器２０に接続して出力線
βに値゛１”を出力する。しかし、出力データｋが６１
”（データｈ、ｉが異極性、すなわちゼロレベル交差点
ありと判断）ならば、加算器１８に接続して出力線２に
上述した値（＋−２ｔ）を出力する。

さて、再生信号ａの現在のデータｈとその前のデータｉ
が同じ極性のとき、例えば第１０図のサンプリング点Ｓ
ｎ＋２〜ｓｎ＋４間では、Ｄ、＝Ｓｎ＋　Ｄｓｖ、−１
−Ｍ−＝−−（＋）ＤＳＶｎ＝ＤＳＶｎ−１・Ｌ＋Ｓｉ
ｇｎ−Ｋ・＝（２）ここで、Ｄｎ：直流再生出力（直流
再生による補正後の出力） Ｓｎ：再生信号サンプリングデータ ＤＳｖｎ：直流再生補正に用いるＤＳＶ（Ｄｉｇｉｔａ
ｌ　Ｓｕｍ　Ｖａｌｕｅ　）Ｌ　：　ＤＳＶｎの減衰係
数 Ｋ　：　ＤＳＶｎの増分パラメータ Ｍ：ＤＳｖｎの混合比 Ｓｉｇｎ：データの極性 と表わされ得る。

また、極性が異なる場合、例えば第１０図のサンプリン
グ点Ｓｎ＋Ｉ　Ｓｎ＋２間あるいはＳｎ＋４・Ｓ１＋５
間においては、ＤＳｖｎは次のように表わされる。＋１
１式については同じである。

ＤＳＶｎ＝ＤＳＶ、−ｘ・Ｌ＋ｓｉｇｎ−Ｋ・（＋−２
ｔ）＝ｉ３）ここで、ｔは先に説明した位相間隔値で、
ｔに第３図において、イコライザ４からの再生信号ａの
他、サンプリングデータの極性ｄ１後述する「ゼロレベ
ル交差点」を考慮した再生信号の極性ｅＳＤＳｖの値ｆ
１直流再生補正波形ｇも合わせて示している。第１Ｏ図
を参照して、上記式を今少し詳しく説明する。

ＤＳＶ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｕｍ　Ｖａｌｕｅ）は、変
調信号の直流成分を評価するときにしばしば用いられる
値である。これは例えば、波形の高レベルを＋１点、低
・−・良１点として、所定時間間隔で合計点をつぎつぎ
に求めたものである。本再生系において、同じ極性が続
く場合、その極性が十であればＤＳＶは増加し、−であ
れば減少し続ける。第篤図において、サンプリング点Ｓ
ｎ＋２−８ｎ＋３では、ＤＳＶは増加し、 ＤＳＶ（Ｓ１＋ａ　　）＝ＤＳＶ（Ｓ１＋　　２　）＋
　Ｉ　　　−−（！ンで表わされる。

極性が前のサンプリング点の極性と異なる場合は、単純
に１を減算または加算するのではなくて、上記した「ゼ
ロレベル交差点」を考慮し、この時点で極性が反転した
ものとしてＤＳＶを求める。

「ゼロレベル交差点」は次のようにして求める。

第１０１Ｊにおいて１、例えばサンプリング点Ｓｊｌ＋
１−＋５　ｎ＋２で極性が反転するが、サンプリング時
間間隔を１としてＳｎ＋１とＳｎ＋２間の傾き具合によ
り、位相間隔値（１）は で求められる。したがって「ゼロレベル交差点」は、Ｓ
ｎ千１点と位相間隔値ｔで算出することができる。また
、サンプリング点Ｓｎ＋２のＤＳＶは、ＤＳＶ（Ｓｎ＋
ｚ）＝ＤＳＶ（Ｓｎ＋ｔ）＋（−ｔ）＋（Ｔ　ｔ）＝Ｄ
ＳＶ（Ｓｙｌ＋ｔ）＋Ｉ　２ｔ　−−−（ｆｆりで表わ
される。

直流再生補正波形ｇは、上述したようなりＳＶを利用し
て求めたものである。第１２図で説明したように、直流
成分が存在する変調方式の再生において、再生波形は指
数関数的に減衰する。この再生補正波形は、ＤＳｖを利
用すれば次のように表わすことができる。例えば第１０
図のサンプリング点Ｓｎ＋２−８ｎ＋３では、ＤＳＶｎ
＋３．ＤＳＶｎ＋２を直流再生補正に用いるＤＳＶとす
ると、ＤＳｖｎ＋３＝ＤＳｖｎ＋２・Ｌ十Ｋ　・・・・
・・・・・・・曲　（ｉＶ）と表わされる。一般的には
前述した（２）式のように、ＤＳｖｏ＝ＤＳｖｎ−１・
Ｌ＋Ｓｉｇｎ−Ｋ・・・・・・・・・（２）となる。

今、（２）式におけるＳｉｇｎ・Ｋを新たにＫとおくと
、 ＤＳＶｎ＝ＤＳＶｎ　１　・Ｌ＋Ｋ　　　−・−−−−
−−（ｙ）次に、 ＤＳＶｎ＋ａ＝（ＤＳＶｎ−１＋ａ　）　　Ｌ−−−−
（Ｖｌ’なる変数を求める。（Ｖｌｉ式より ＤＳＶｎ　＝ｐｓｖ、　−１・Ｌ　＋　ａ−Ｌ　　ａ　
・＝＝−（ＶＩＤであるので、（Ｖ）式と（ｖｔＤ式を
比較して、ａ　・　Ｌ　−ａ　＝瓜 よって１ 「 （Ｖｉｉｉ）式を（Ｖｌ１式に代入すれば、であり、 となる。ここでＯ＜Ｌ＜１として、ＤＳｖｎのおおよそ
の形を図示すると第１１図のようになる。

すなわち、Ｌ、Ｋを適当に設定することにより、種々の
指数関数を表わすことができる。言い換えれば、（２）
式において、ＬをＤＳｖｎの減衰係数、ＫをＤＳＶｎの
増分パラメータとして、適当なり、にの値により、変調
信号の直流成分に正確に近似して、第１０図の最下段に
示すような直流再生補正波形ｇを得ることができる。

極性が反転する場合は（ｉｉｉ）式の考え方を用いて、
ＤＳＶｎ＋２＝ＤＳＶ１＋ｔ　・Ｌ＋（１−２ｔ）−に
−−−（Ｘ）一般的には（３）式にあるとおり、 ＤＳＶｎ＝ＤＳＶｎ１　・Ｌ＋Ｓ　ｉｇｎ−Ｋ・（＋−
２ｔ　）　−−（３）で表わされる。

（２）式および（３）式で求めた直流再生補正波形ｇと
、再生信号ａとを加算すれば、補正した直流再生出力が
得られる。直流再生補正波形ｇの加算に対する混合比を
Ｍとすれば、一般的には（１）式にあるとおり、 Ｄ、＝Ｓｎ＋ＤＳＶｏ、、−１・Ｍ　　・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・　（１）で表わされ
得る。第１Ｏ図では、加算した後の直流再生出力の波形
を点線（最上段）で示している。

第８図において、乗算器２１はＤＳｖｎの増分パラメー
タＫを掛けるものであり、係数器２２は現在のデータｈ
の極性に従って１”か−１”の値を設定する。すなわち
、ＭＳＢ検出回路１３の出力データｊを導入する切換ス
イッチ２３によって、”Ｉ”の値の係数器２４か−１″
の値の係数器２５の一方に接続して切換える。現在のデ
ータｈの極性が正ならば“１″の値、負ならば“−１”
の値である。そして係数器２２を通した出力は、加算器
２６の一方の入力に加える。加算器２６の他方の入力は
ＤＳＶｎに減衰係数りを掛けた値である。

加算結果はレジスタ２７に入力し保持される。

保持される値は、（２）式または（３）式で表わされる
ＤＳＶｎであり、１つ前のＤＳＶｎ−、は乗算器２８に
入力され、上述したように減衰係数りを掛けて加算器２
６の一方の入力に加えられる。また、ＤＳｖｎ−１は同
時に乗算器２９に入力され、ＤＳｖｎの混合比係数Ｍが
掛けられる。加算器３０にはこの乗算器２９の出力と現
在のデータｈが加えられ、（１）式で表わされる直流補
正されたデータｎを出力する。

直流補正されたデータｎは第１２図のＰＬＬ回路６に入
力される。この場合、ＰＬＬ回路６はディジタル処理回
路であり、入力されるにビットのディジタルデータに基
づいて再生クロックを生成する。このとき、直流再生に
よる補正が行なわれており、等測的に第１３図の中段波
形の黒丸に同期して生成され、これによって記録再生特
性を飛躍的に向上できる。また、第８図の回路やＰＬＬ
回路等はディジタル回路であり、ＩＣ化が可能である。

〈発明が解決しようとする問題点〉 上記した本発明者等が提案した方式によれば、サンプリ
ングデータＳｎ−１とＳｎの極性が違う揚錨にゼロクロ
ス点の位相間隔値を求めるようになしている。しかし、
上記した方式によれば、例えば、データＳｎ−１，Ｓｎ
が８ビツトであるとするとＲＯＭを必要とし、更にＳｎ
−４Ｘｔ’の乗算器が必要となり、直流再生回路の大部
分を占め、ディジタル回路のＩＣ化に際して、その小型
化を困難にしていた。

本発明は、上記の点に鑑みて創案したものであり、本発
明者等が先に提案した方式を実施するに際しての回路を
簡略化し、ＩＣ化に更に適した方式を提供すると共に、
実際にテープを用いて録音再生を行なう場合に起こり得
るバースト状態（テープ上のゴミ、汚れ等及びヘッドの
目づまりによる無信号状態）にも対応し得る、記録再生
特性を更に向上せしめた再生系を提供することを目的と
している。

〈問題点を解決するための手段〉 上記の目的を達成するため、本発明のディジタル磁気記
録再生方式は、磁気テープ等の磁気記録媒体に対し、信
号をディジタル化して記録し再生するものにおいて、サ
ンプリングによりＡ／Ｄ変換した再生信号に基づいて、
各サンプリング点のＤＳＶ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｕｍ　
Ｖａｌｕｅ）を求める手段と、このＤＳＶを上記の再生
信号の直流成分に対応して指数関数的に変化させる手段
と、上記のＡ／Ｄ変換した再生信号と、上記の指数関数
的に変化させたＤＳＶを所定割合で加算する手段と、サ
ンプリングデータＳｎと前のデータＳｎ−１との極性を
判定し制御する手段とを備え、上記のＡ／Ｄ変換した再
生信号をディジタル的に直流再生補正するように構成し
ている。

〈実施例〉 以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する
。

第１図は本発明を実施した一実施例の回路ブロック構成
図であり、第８図と同一部分は同一符号で示している。

第１図において、１１はＡ／Ｄ変換器、１２１はＭＳＢ
の１ビツトを記憶するレジスタ、１３はＭＳＢ検出器、
１４は排他的論理和ゲート、１９は切換スイッチ、２０
は″１″係数器、２０１は“０”係数器、２１は乗算器
、２２は係数器、２３は切換スイッチ、２４は１”係数
器、２５は−１”係数器、２６は加算器、２７はレジス
タ、２８．２９は乗算器、３０は加算器である。

この第１図に示す回路ブロック構成と、本発明者等が先
に提案した方式を実施した第８図に示す回路構成と異な
る点は、第８図に示したものはサンプリングデータＳｎ
　１とＳｎの極性が違う場合、及びｌ−２ｔの演算を行
ない、正確にゼロクロス点の位相間隔値を求めているの
に対して、本発明の一実施例としての第１図に示したも
のは、この位相間隔値は常にｔ”　ＴＮつまりサンプリ
ング間隔の中間点でゼロクロスするものとして近似し、
＋−２ｔ：（ｔ−■）＝Ｏとするようにしたものである
。

即ち、第１図において、サンプリングデータＳｎと１つ
前のデータＳｎ−ｉとの極性が異符号の場合、排他的論
理和ゲー）１４がＨｉｇｈとなりこの出力ｋが切換スイ
ッチ１９に入力され、切換スイッチ１９は係数器２０１
の値“０１を選択する。切換スイッチ１９によって値″
０′を選択したため、係数器２１及び２２は０となりＤ
ＳＶの加減算は行゛なわれない。

第２図は再生波形ａ１と直流再生後の再生信号の関係を
示したものである。

ここで再生波形ａｌの例えばサンプリングデータＳｎか
らｓｎ＋ｔへはＭＳＢが同符号のため、切換スイッチ１
９は係数器２０の値“ｌ”を選択し、またサンプリング
データＳｎのＭＳＢは負のため、切換スイッチ２３では
係数器２５の値“−１”が選択される。また、例えばＳ
ｎ＋２からＳｉｌ＋３へはＭＳＢが正のため、切換スイ
ッチ２３では係数器２４の値”＋１　”が選択され、Ｓ
Ｈ＋１からＳｎ＋２及びＳｎ＋４からＳｎ＋５等の変化
は、ＭＳＢが異符号であるため、ＤＳｖｆｌは変化しな
い。これらは前述の第８図のブロック構成の動作説明に
おける式ｆｉ＋及び式（２）にしたがって、第２図の直
流再生補正波形ｇ＋となり、第２図上の破線の直流再生
後の再生信号となる。

この補正後の信号を第１２図のＰＬＬ回路６へ入力した
後、データの誤り率を測定したところ、Ｓ、Ｅ、Ｒ，（
シンボルエラーレート）で第８図に示した回路で〜ｌＸ
ｌ０−３に対して、第１図に示した本実施例の回路でも
〜１ｘ　ｔ　ｏ−３とほぼ同じ値が得られ、実際上直流
再生の能力は同じであることが確認された。

また本実施例においては先に述べたようにＳｎが８ビツ
トと仮定して、第８図における乗算器１５を構成する６
４ＫＸ８ピツ）ＲＯＭ並びに８ビツト乗算器及び乗算器
１６．加算器１８を必要とせず、また第１図中のレジス
タ１２１がＭＳＢ　１ビツトのみで良く、回路規模が第
８図に示すものに比して著しく小型化することが可能に
なった。

第３図は本発明の他の実施例の回路ブロック構成図であ
り、第１図と同一部分は同一符号で示している。

この第３図に示す回路ブロック構成と、第８図に示した
回路構成と異なる点は、サンプリングデータＳｎ−１と
Ｓｎの極性が異なる時の信号処理の違いである。

即ち、第３図に示す回路ブロック構成においてはゼロク
ロス交差点を考慮せず、単にサンプリングデータＳｎの
ＭＳＢのみに注目してＳｎの極性が負の場合、切換スイ
ッチ２３によって係数器２５の値＠−１″を選択し、正
の場合は、切換スイッチ２３によって係数器２４の値６
＋１″を選択するように構成している。

この第３図に示す回路ブロック構成の動作は前述の第８
図のブロック構成の動作説明における式（１）及び式（
２）に従い、第４図に示すような直流再生補正波形ｇ２
を得て、第４図上の破線の直流再生後の再生信号を得る
。この補正した後の信号について、上記と同様にしてデ
ータの誤り率を測定したところ、Ｓ、Ｅ、Ｒ，（シンボ
ルエラーレート、ｌシンボルが８ビツトからなるデータ
列を録音再生してシンボル単位での誤り率）は先の実施
例とほぼ同じ値の〜ｌＸｌ０−３が得られ、実用上問題
がないことが確認された。

また、第３図に示した回路は第１図に示した先の実施例
回路と比較しても更に簡略化され、Ｓｎ−１とＳｎとを
比較する必要がないため、第１図におけるレジスタ１２
１及び排他的論理和ゲート１４並びにＳｎ−１とＳｎの
異符号時の選択（選択スイッチ１９）が不用となり、更
に回路規模は小さくなりＩＣ化が更に容易となる。

第５図は、本発明の更に他の実施例（第３の実施例）の
構成を示すブロック図であり、第３図に示した回路構成
に更にバースト検出回路を付加して、実際にテープを用
いて録音再生を行なった場合に生ずるパース）（Ｂｕｒ
ｓｔ）対策を行なうようにしたものである。

バーストはテープ上のゴミ及びキズ、汚れ等並びにヘッ
ドの目づまりなどで一時的に無信号状態になることであ
る。この時微小信号とはいえサンプリングデータＳｎの
ＭＳＢを見ると正か、もしくは負に一定となっている場
合が多い。例えば正になっている場合が第６図の上段に
示す波形の実線のＳｎ＋８からＳｎ＋２２までの状態で
ある。この場合前述した回路構成ではＤＳＶｆ３は加算
され続は発散してしまう。そしてバースト状態が終わり
Ｓｎ＋２３以降信号が再生されても直流再生補正波形ｇ
３の発散により第６図上の破線の直流再生後の再生信号
のように誤りデータとなり容易に復帰しないことになる
。

このような動作上の不都合を改良するため、本実施例に
おいては、第５図に示すようにバースト検出手段（３０
，３１，３２，３３，３４）を付加すると共に、ＡＮＤ
ゲート３５によってバースト時にＤＳｖｆ３を零として
加減算しないように構成している。

第５図は、例えば第３図に示した本発明の一実施例回路
にバースト検出手段（３０，３１，３２，３３，３４）
を付加して構成したものであり、第３図と同一部分は同
一符号で示している。

第５図において、まずＡ／ＤコンバータＩＩの出する。

この絶対値１Ｓｎｌの値をある値Ｖｔｈとコンパレータ
３１で比較して１ｓｎｌ＜Ｖｔｈなら“ビを、１ｓｎｌ
≧Ｖｔｈなら“０”をコンパレータ３１は出力する。こ
こでｌＳｎｌ＜Ｖｔｈであればバーストと見るのではな
く第７図の上段に示す波形の実線で示されるように例え
ば実際のバースト状態Ｓｎ＋８〜Ｓｎ＋２２の他に信号
によってはＳｎ＋７及びＳｎ＋２５もｌＳｎｌ＜Ｖｔｈ
になり得る。このためある複数個連続してＩＳ、ｌ＜Ｖ
ｔｈが続いて始めてバーストと見なすように構成してい
る。即ち加算器３２とその加算結果を記憶するＲＡＭ３
３を設け１ｓｎ１＜Ｖｔｈなるデータがくればコンパレ
ータ３１は１′を出力し、加算器３２でＲＡＭ３３の記
憶内容と加算する。例えばＲＡＭ３３に“２”というデ
ータが記憶されておれば、加算器３２により３″となり
ＲＡＭ３３の中身は“３″という数値に書き替えられる
。この結果連続して１ｓｎｌ＜Ｖｔｈが続けばＲＡＭ３
３の中身は順次６＋ビずつされていく。

そしてｌＳｎｌ≧Ｖｔｈなるデータがくればコンパレー
タ３１は“０”を出力してＲＡＭ３３の中身をリセット
してＲＡＭ３３の記憶内容を０とする。このように１ｓ
ｎｌ＜Ｖｔｈが連続した時のみ加算されていくことにな
る。そしてこのＲＡＭ３３に記憶された加算結果をコン
パレータ３４で比較し、ある数値を越えたとき、バース
トと見なしてコンパレータ３４の出力はＬｏｗとなる。

またＲＡＭ３３に記憶されている値がある数値以下の場
合には、コンパレータ３４の出力はＨｉｇｈであり、ア
ンドゲート３５は開成状態にあり、前述の第３図に示し
た実施例と同様の動作を行なう。

一方、コンパレータ３４がバーストと見なしてＬｏｗを
出力すると、ＡＮＤゲート３５は閉じられる。第７図に
示すＤＳＶ　（での図では３個１Ｓｎｌ＜Ｖｔｈが連続
すればバーストと見なすようになっている。なお、何個
１ｓｎｌ＜Ｖｔｈが連続した時バーストと見なすかは変
調方式によって最適なものを選べばよい。

ＡＮＤゲート３５は一度閉じられると次に１ｓｎｌ≧Ｖ
ｔｈなるデータが来るまで開くことはない。この時ＤＳ
Ｖｆ３は加減算はなくなるため一定となり、前述した式
（２）の減衰係数Ｌ（ＯＷＬ＜ｌ）が乗算されるため、
直流再生補正波形ｇ３は発散することはなく、第７図の
ｇ４として示すように徐々に０に近づいていく。そして
Ｓｎ＋２３から信号が回復した時直流再生後の再生信号
も容易に回復することになる。このようにバースト検出
手段及びバースト対策を施すことによりバーストに対し
て強い直流再生回路を実現することができる。

なお、上記第５図に示したバースト対策を施した例は第
３図に示した実施例に適用した場合であるが、これに限
定されるものではなく、第１図に示した実施例あるいは
、本発明者等が先に提案した第８図に示した回路構成の
ものにも適用し得るものであることは言うまでもない。

〈発明の効果〉 以上のように本発明によれば、再生信号に対しディジタ
ル的に直流再生による補正を行なうものであり、再生糸
回路を容易にＩＣ化できるとともに、また等測的に記録
再生特性を向上した有用な再生系回路が提供できる。ま
た、本発明者等が先に提案したものに比較しても、著し
く回路構成を簡略化することが出来、その結果、ＩＣ化
が更に容易となる。

更に、バースト対策を施した場合には直流再生特性を更
に向上させることが出来、より有用な再生系回路を提供
することが出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す要部詳細ブロック回路
図、第２図はその動作原理を説明するための等価波形図
、第３図は本発明の他の実施例を示す要部詳細ブロック
回路図、第４図はその動作原理を説明するための等価波
形図、第５図はバースト対策を施した本発明の更に他の
実施例を示す要部詳細ブロック回路図、第６図はバース
ト対策のない場合の動作を説明するための等価波形図、
第７図は第５図に示した本発明の実施例の動作原理を説
明するための等価波形図、第８図は本発明者等が先に提
案した方式を示す要部詳細回路図、第９図はそのタイミ
ングチャート、第１０図及び第１１図は原理を説明する
ための等価波形図、第１２図は再生系回路の基本構成図
、第１３図は従来における第１＋図各部の波形図である
。 １・・・再生ヘッド、２・・・ＡＣカップリング、３−
・・プリアンプ、４・・・イコライザ、６・・・ＰＬＬ
回路、７・・・ディジタル信号処理回路、ＩＩ−Ａ／Ｄ
変換器、１２．２７・・・レジスタ、１３・・・ＭＳＢ
検出回路、１４・・排他的論理和ゲート、２］、２８．
２９・・乗算器、２０，２４．２５　　係数器、２６．
３０・・・加算器、１９．２３・・・切換スイッチ、２
０＋・・・係数器、３０・・・絶対値化回路、３１．３
４・・・コンパレータ、３２・・・加算器、３３・・・
ＲＡＭ、３５・ＡＮＤゲート。 代理人　弁理士　福　士　愛　彦（他２名）本査朝の−
−１ｆ！艶例のグａワク回 第１１７Ｉ ｍ 僧のや嵜債」の回帰７−Ｏｙり回 、％３［２１ ／：ｌＳｎｌ＜ｒｔｈ ハ゛′−２％ｉン血回）付きや１姶りＵ、第５図 第８ｃ２１ Ｓｎす；ｚ　　　　５’／Ｆ、／Ｊ　　　Ｓｎｙ　　　
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Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、磁気テープ等の磁気記録媒体に対し、信号をディジ
   タル化して記録し再生するものにおいて、サンプリング
   によりＡ／Ｄ変換した再生信号に基づいて、各サンプリ
   ング点のＤＳＶ（ＤｉｇｉｔａｌＳｕｍ　Ｖａｌｕｅ）
   を求める手段と、 該ＤＳＶを上記再生信号の直流成分に対応して指数関数
   的に変化させる手段と、 上記Ａ／Ｄ変換した再生信号と、 上記指数関数的に変化させたＤＳＶを所定割合で加算す
   る手段と、 サンプリングデータＳ＿ｎと前のデータＳ＿ｎ＿−＿１
   との極性を判定し制御する手段と を備え、 上記Ａ／Ｄ変換した再生信号をディジタル的に直流再生
   補正することを特徴とするディジタル磁気記録再生方式
   。 ２、前記サンプリングデータＳ＿ｎと前のデータＳ＿ｎ
   ＿−＿１との極性を判定し制御する手段は、サンプリン
   グデータＳ＿ｎが前のデータＳ＿ｎ＿−＿１と極性が異
   なる場合にＳ＿ｎ＿−＿１とＳ＿ｎとの間のゼロクロス
   交差点の位相間隔値を求めず、前記ＤＳＶの加減算を止
   めて零として処理するように構成してなることを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載のディジタル磁気記録再
   生方式。 ３、前記サンプリングデータＳ＿ｎと前のデータＳ＿ｎ
   ＿−＿１との極性を判定し制御する手段は、サンプリン
   グデータＳ＿ｎが前のデータＳ＿ｎ＿−＿１と極性が異
   なる場合にＳ＿ｎ＿−＿１とＳ＿ｎとの間のゼロクロス
   交差点の位相間隔値を求めず、Ｓ＿ｎの極性のＤＳＶを
   加減算するよう構成してなることを特徴とする特許請求
   の範囲第１項記載のディジタル磁気記録再生方式。 ４、前記制御手段は、更に再生信号の無信号状態を検出
   する手段を有し、ある一定期間サンプリングデータの絶
   対値｜Ｓ＿ｎ｜がある値Ｖ＿ｔ＿ｈより連続して小さい
   場合に再生信号の無信号状態と見なしてＤＳＶの加減算
   を止めて零として処理するように構成してなることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載のディジタル磁気記
   録再生方式。