JPH10172203A

JPH10172203A - 再生装置

Info

Publication number: JPH10172203A
Application number: JP8326686A
Authority: JP
Inventors: Akira Aida; 亮合田; Yasuyuki Tanaka; 康之田中
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1996-12-06
Filing date: 1996-12-06
Publication date: 1998-06-26

Abstract

(57)【要約】【課題】ディジタル信号を再生するＶＴＲのＡＴＦ回
路の構成を簡単にすると共に、特性を安定化する。【解決手段】磁気テープ３からヘッドＨＡ、ＨＢによ
り再生された再生信号は、イコライザ５１、ＡＧＣ回路
５０を経てＡ／Ｄ変換器６３でディジタル化された後、
データ整形回路６５で再生ディジタルデータが検出され
る。このデータはＬＰＦ７７、間引き回路７９を経てＢ
ＰＦ１２１、１２３によりｆ₁、ｆ₂のＡＴＦ用パイロ
ット信号が検出される。一方、上記再生信号はＰＬＬ回
路７０に送られ、ここで再生データに同期したクロック
ＣＬＫを得る。このクロックＣＬＫにより、Ａ／Ｄ変換
器６３とＢＰＦ１２１、１２３とを駆動することによっ
て、温度変化等の影響を受けない特性の安定したＡＴＦ
回路が構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はディジタル信号が記
録された記録媒体を再生する場合等に用いて好適な再生
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、磁気記録再生技術の進歩及び磁気
記録媒体の進歩等により、小型の磁気テープや磁気ディ
スクに対して大量のディジタル情報を記録することが可
能となってきた。このように高密度記録を行う場合は、
記録媒体上の記録トラックのピッチはますます小さくな
る。このような小さなピッチのトラックを再生ヘッドが
正確にトレースするようにする技術、即ちトラッキング
制御はこの種の装置において重要な技術課題となってい
る。そこで、トラックに記録するディジタル信号に対し
て、トラッキング制御用のパイロット信号成分を重畳す
るべくディジタル変調を施す技術が提案されている。す
なわち、記録するディジタルデータに冗長ビットを設
け、この冗長ビットを適宜、１もしくは０に設定するこ
とで、所定周波数のパイロット信号（例えばｆ ₁、
ｆ₂）を重畳する。

【０００３】図１０はディジタル信号に重畳されたパイ
ロット信号を検出して、トラッキング制御（ＡＴＦ制
御）を行うＶＴＲの再生系の概略構成を示すブロック図
である。図において、回転ヘッドドラム１には磁気テー
プ３がおおよそ１８０゜の角範囲にわたって巻かれてお
り、互いに１８０゜の位相差をもって回転する二つの回
転ヘッドＨＡ、ＨＢによって磁気テープ３上に形成され
た多数のトラックが順次再生されることになる。ヘッド
ＨＡ、ＨＢの出力は再生アンプ５、７によって増幅さ
れ、スイッチ１３に入力される。ドラム１の回転位相は
ＰＧヘッド９によって検出され、検出された回転位相検
出信号（ＰＧ）に応じてヘッドスイッチング回路（ＨＳ
Ｗ回路）１１によりヘッドスイッチングパルス（ＨＳ
Ｗ）が形成される。

【０００４】図１１は磁気テープ３上の記録パターンを
示す図、図１２は図１０の各部の波形を示すタイミング
チャートである。図１２に示すようにＨＳＷ回路１１か
らは短形波のＨＳＷパルスが得られる。スイッチ１３は
ＨＳＷパルスに応じて動作し、磁気テープ３上をトレー
スしている側のヘッドの出力を後段の回路に出力する。

【０００５】ここで、スイッチ１３から出力される再生
信号のエンペローブ波形は図１２に示すようになるが、
図示のようにｆ₀、ｆ₁、ｆ₂で示すパイロット信号成
分を含んでいる。図１１において、ｆ₁、ｆ₂で示され
るトラックは各々所定周波数ｆ₁、ｆ₂のパイロット信
号成分が重畳されているという意味であり、ｆ₀はいず
れのパイロット信号ｆ₁、ｆ₂も重畳されておらず、ｆ
₁、ｆ₂成分が減衰されていることを示す。従って、ス
イッチ１３から出力される信号中に主に含まれるパイロ
ット信号成分は図１２に示すようになる。

【０００６】スイッチ１３の出力は再生信号処理回路１
５に供給され、ここで元のディジタル情報が検出され、
誤り訂正、データの復号、等の処理が施され、元のディ
ジタルビデオ信号を復元して、再生ビデオ信号を出力端
子１７に出力する。

【０００７】一方、スイッチ１３の出力は帯域通過フィ
ルタ（ＢＰＦ）２１、２３に入力され、前述のｆ₁、ｆ
₂のパイロット信号成分が検出される。トラッキング制
御はｆ₀で示されたトラックを再生している際に、再生
信号中にその両隣接トラックから洩れ込んだｆ₁成分と
ｆ₂成分とを比較し、これら各成分の比率が一定（通常
１：１）となるように磁気テープ３の搬送量を制御する
ことによって達成される。

【０００８】ＢＰＦ２１、２３で抽出されたｆ₁、ｆ₂
成分は、各々スイッチ２５、２７に入力される。ここ
で、ｆ₁、ｆ₂の両成分が重畳されたトラックのｆ₀で
示されるトラックに対する向きは、２トラック毎に反転
するので、ＨＳＷを１／２分周器１９で分周した信号に
よってスイッチ２５、２７を２トラック周期で切替え
る。これによって、検波回路２９、３１に各々現在トレ
ースしているトラック（ｆ ₀）に対して所定の向きのト
ラックから洩れ込んだパイロット信号成分が供給される
ようにしている。１／２分周器１９の出力も図１２に示
している。

【０００９】検波回路２９、３１においては、入力され
た信号を検波して電圧の大きさに変える。減算回路３３
は両隣接トラックからの漏洩量を比較し、トラッキング
誤差信号としてスイッチ３５に入力する。スイッチ３５
の開閉タイミングは、図１２のＨＳＷパルスがハイレベ
ルの時にはｆ₀で示されるトラックを再生中であるの
で、スイッチ３５を閉じ、図１２のＨＳＷパルスがロー
レベルの時にはｆ₁もしくはｆ₂で示されるトラックを
再生中であるので、スイッチ３５を開放して、その直前
の電圧をホールドする。このスイッチ３５の出力はルー
プフィルタ３７により平滑化され、トラッキングエラー
信号として加算回路３９に入力される。

【００１０】一方、キャプスタンモータ４７には周波数
発生器（以下ＦＧヘッドと称する）４５が取り付けられ
ており、キャプスタンモータ４７の回転数に比例した周
波数のパルスを出力する。ＦＧヘッド４５の出力する周
波数信号（キャプスタンＦＧ）は速度ループサーボ回路
４１に入力され、キャプスタンの回転数を所望の回転数
にするための速度制御信号が形成される。

【００１１】加算回路３９は上記トラッキングエラー信
号と上記速度制御信号とを加算し、最終的なキャプスタ
ンモータ４７の制御電圧としてモータドライバ４３に入
力する。このモータドライバ４３によりキャプスタンモ
ータ４７が駆動されることによって、磁気テープ３はそ
の長手方向に搬送され、各ヘッドＨＡ、ＨＢが磁気テー
プ３上の各トラックを正しくトレースするように制御さ
れる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上述の従
来例では、トラッキング制御回路（ＡＴＦ回路）のう
ち、特にＢＰＦ２１、２３がろ波帯域がかなり低く、し
かも狭帯域（数１０ｋＨｚ）の帯域ろ波器となってしま
うので、回路構成が大型化していた。また検出回路をア
ナログ回路で構成しているため温度等の変化により検出
特性が悪化していた。

【００１３】本発明は上記の問題を解決するためのもの
で、回路を小型化できると共に、特性変化のない再生装
置を得ることを目的としている。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明においては、記録
媒体から信号を再生する再生手段と、上記再生手段から
出力された再生信号から再生ディジタルデータを検出す
ると共に所定のクロックで駆動されるデータ検出手段
と、上記再生ディジタルデータに重畳されているパイロ
ット信号成分を検出すると共に上記所定クロックで駆動
されるパイロット信号検出手段とを設けている。

【００１５】

【作用】本発明によれば、再生信号から再生ディジタル
データを検出するデータ検出手段と、検出された再生デ
ィジタルデータからパイロット信号を検出するパイロッ
ト信号検出手段とを同一クロックで動作させることによ
って、温度変化等の影響を受けずに動作することがで
き、特性変化をなくすことができる。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施の形態
について図面を参照して説明する。図１は本発明を適用
したＶＴＲの再生系回路の概略構成を示すブロック図で
あり、図中、図１０と同一の構成要件については同一番
号を付し、詳しい説明は省略する。各ヘッドＨＡ、ＨＢ
の出力を増幅した信号を選択的に出力するスイッチ１３
の出力は、イコライザ５１に入力される。このイコライ
ザ（等化器）は、リングヘッドの微分特性に従って失わ
れた低域成分とスペーシングロス等による高域成分とを
補償する、いわゆる積分等化を行うもので、等化後の信
号を後段のＡＧＣ回路５０に入力する。

【００１７】ＡＧＣ回路５０は、アナログ乗算回路５
３、振幅検出回路５５、ボリューム６１、減算回路５９
及びループフィルタ５７により成り、ＡＧＣ回路５０の
出力が目標の振幅となるように、アナログ乗算回路５３
のゲインが調整される。ＡＧＣ回路５０の出力はＡ／Ｄ
変換器６３以降のディジタルＡＴＦ回路とＰＬＬ回路７
０とに入力される。

【００１８】ＰＬＬ回路７０は、位相検出回路７１、ル
ープフィルタ７３、及び電圧制御発振器（ＶＣＯ）７５
より構成され、入力される信号のエッジの位相とＶＣＯ
７５の出力クロックのエッジの位相とが一定になるよう
にフィードバック制御を行うことにより、入力データ信
号に同期したクロックＣＬＫを作りだし、Ａ／Ｄ変換器
６３からＤ／Ａ変換器８１に至るディジタルＡＴＦ回路
の各部にこのクロックＣＬＫを供給する。

【００１９】ディジタルＡＴＦ回路は、Ａ／Ｄ変換器６
３、データ整形回路６５、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
７７、間引き回路７９、ＢＰＦ１２１、１２３、スイッ
チ１２５、１２７、ディジタル検波回路１２９、１３
１、減算器１３３、スイッチ１３５及びＤ／Ａ変換器８
１から構成され、全体がディジタル回路で構成されてお
り、上述のＰＬＬ回路７０から出力されるクロックＣＬ
Ｋによって動作する。

【００２０】前述のようにイコライザ５１で積分等化さ
れ、ＡＧＣ回路５０でその振幅が所定の振幅となった再
生信号はＡ／Ｄ変換器６３に入力され、ディジタル値に
変換される。本実施の形態においては、このＡ／Ｄ変換
器６３により８ビットの正負のサイン付のディジタル値
が出力されるものとする。このＡ／Ｄ変換器６３の出力
はデータ整形回路６５に入力される。

【００２１】図２は図１におけるデータ整形回路６５の
具体例を示すブロック図である。データ整形回路６５に
入力された信号は、前述のＡＧＣ回路５０によってディ
ジタルレベル“１”、“０”が各々＋Ａと−Ａとに設定
されるようにその振幅が制御されているものとする。即
ち、言い替えれば、この値＋Ａと−Ａとは再生信号がと
るべき複数の振幅値であり、ＡＧＣ回路５０の目標振幅
値である。この信号は８ビットのパラレルデータとして
比較器２０２及び減算器２０５に入力される。

【００２２】比較器２０２においては、再生データが上
記“１”、“０”のいずれかを示すかが検出される。こ
こでは、上記８ビットのパラレルデータが符合付である
ので、その最上位ビット（ＭＳＢ）を検出してやれば良
い。これをさらに定量的に説明すると、比較器２０２に
おいて入力された８ビットデータと値０とが比較され、
その結果が出力されるということになる。ただ実際には
単に最上位ビット（ＭＳＢ）を抽出しているだけであ
る。比較器２０２の出力は端子２０３から出力されると
共に、データセレクタ２０４に入力される。端子２０３
からの出力は再生データ復元回路６９で元のビデオ情報
が復元され、復元されたビデオ情報は端子８５から再生
ビデオ信号として出力される。

【００２３】一方、データセレクタ２０４は８ビットデ
ータのＭＳＢが“１”の場合には値＋Ａを選択し、
“０”の場合には値−Ａを選択する。選択された値は減
算器２０５に入力される。減算器２０５においては、入
力８ビットデータから値＋Ａもしくは値−Ａを差し引い
た値が、比較器２０６に入力される。この比較器２０６
は減算器２０５の出力値を０と比較し、その結果を１ビ
ットのバイナリデータとして出力端子２０７に供給す
る。ここで、この比較器２０６についても０との比較な
ので、そのＭＳＢを検出することによって結果を得るこ
とができる。

【００２４】ここで、Ａを２のべき乗に設定した場合に
は上記構成を簡略化することが可能である。即ち、上記
図２の構成全体を単に特定のピットを取り出したり、特
定のピットを取り出して、その簡単な論理演算により結
果を得ることができる。例えば、Ａを６４とした場合に
は、ＭＳＢはディジタル値を示し、その隣のビットに上
記比較回路２０６の出力が得られる。

【００２５】このデータ整形回路６５の出力はＬＰＦ７
７に入力される。ＬＰＦ７７は後段の回路を１／１０程
度のクロック周波数で動作させるためのプレフィルタで
あり、入力が１ビットデータであるので、アップダウン
カウンタで構成するのが最適である。ＬＰＦ７７の出力
は間引き回路７９において１／１０程度にダウンサンプ
ルされ、ＢＰＦ１２１およびＢＰＦ１２３に入力され
る。ＢＰＦ１２１、１２３は各々ｆ₁、ｆ₂を抽出する
ためのディジタルフィルタである。

【００２６】以上説明したように、ディジタル回路であ
るＡＴＦ回路は、再生信号から抽出された再生クロック
ＣＬＫで駆動されており、その周波数特性はクロックＣ
ＬＫに比例する。特にＢＰＦ１２１、１２３のバンドパ
ス特性は再生クロックＣＬＫにトラッキングするため、
温度変化や、装置の互換性に影響されない理想的なバン
ドパス特性を得ることができる。

【００２７】図３は、図１の回路における各部の波形を
示すタイミングチャートであり、ＢＰＦ１２１の出力す
る再生エンペロープは図示の如くになる。ＢＰＦ１２
１、１２３の出力は２トラックごとにデータセレクタ１
２５、１２７により切り換えられ、ディジタル検波回路
１２９、１３１に供給される。検波回路１２９、１３１
は入力された信号を検波してその検波出力を減算回路１
３３に入力する。減算回路１３３は両隣接トラックから
のパイロット信号の漏洩量を比較し、その差を誤差信号
として出力する。

【００２８】スイッチ１３５の開閉タイミングは１／２
分周期１９の出力※２によって定められる点は、図１０
の場合と同様である。スイッチ１３５の出力はＤ／Ａ変
換器８１によりアナログ値に変換され、ディジタルＡＴ
Ｆ回路の出力としてループフィルタ３７に入力される。
ここで、ループフィルタ３７は信号を平滑化し、加算器
３９において速度ループサーボ回路４１からの速度制御
信号と加算され、図１０の場合と同様にキャプスタンモ
ータ４７の制御信号を導出する。

【００２９】次に、イコライザ５１による等化法が積分
等化の場合を仮定してＡ／Ｄ変換器６３に入力されるデ
ィジタル再生信号の振幅と、ＢＰＦ１２１もしくはＢＰ
Ｆ１２３に出力されるパイロット信号成分の量との関係
について図４を用いて説明する。なお、以下の説明は説
明の簡単のため、データ整形回路６５において入力され
た８ビットデータのＭＳＢに隣接するビットを抽出する
場合について説明する。

【００３０】図４において、横軸はＡ／Ｄ変換器に入力
される再生信号の振幅を示し、振幅Ａとの関係について
は図５に示す。ここで、ＡＧＣ回路５０において設定さ
れる目標振幅Ａはボリウム６１を用いて任意に設定でき
る。図４の縦軸はトラッキング制御状態が良好な場合に
ＢＰＦ１２１もしくはＢＰＦ１２３に出力されるクロス
トーク量である。

【００３１】図４から明らかな様に、Ａを６４と設定し
た場合にクロストーク量が最大になる。これは、データ
の検出点での大きさが＋６４と−６４近傍に集中するた
め、再生すべきディジタルデータはＡ／Ｄ変換された８
ビットのうちのＭＳＢに集中し、隣のビットには残った
隣接トラックからのパイロット信号のクロストーク成分
がノイズや等化誤差でディザされて重畳されるからであ
る。図６はこの再生データを検出する場合のアイパター
ンを示す。

【００３２】上述の説明は記録信号が２値のディジタル
データを示す場合であったが、３値以上のディジタルデ
ータから再生信号を復元する装置にも本発明の考え方を
適用することができる。

【００３３】図７はデータが３値記録されていた場合
の、図１のデータ整形回路６５の一具体例を示す図であ
り、図８はこの３値信号から再生データを検出する場合
のアイパターンを示す。入力端子３００に３値に等化さ
れたディジタルデータが入力されると、３値検出器を構
成する比較器３０１、３０２において、それぞれ値＋
Ａ、値−Ａと比較される。この比較器３０１、３０２の
出力は２ビットデータとして端子３０４、３０５に出力
され、後段の再生データ復元回路６９に供給される。

【００３４】これら比較器３０１、３０２の出力はデー
タセレクタ３０６にも供給され、セレクタ３０６では３
値検出される再生信号レベルが＋Ａ以上、＋Ａと−Ａの
中間もしくは−Ａ以下のいずれかに応じて値＋２Ａ、
０、−２Ａのいずれかを選択する。減算器３０７では入
力された８ビットデータから上記選択されたデータを減
算する。比較器３０８においてはこの減算されたデータ
を０と比較して１ビットデータを形成し、端子３０９か
ら出力する。

【００３５】ここで、Ａを３２とする様にＡＧＣ回路５
０のボリウム６１を調整すると、検出されたデータの値
（＋２Ａ、０、−２Ａ）はそれぞれ（＋６４、０、−６
４）となる。これらの１つをもとのディジタルデータか
ら減算して得た結果のＭＳＢは、端子３００に入力され
た８ビットデータのＭＳＢから数えて３ビット目とな
る。従って、同様にＡ／Ｄ変換器６３の出力のＭＳＢか
ら数えて３ビット目を用いてトラッキング制御を行うこ
とによって、上述の場合と同様に良好なトラッキング制
御が極めて小規模な回路構成で実現できる。

【００３６】尚、３値検出を行う場合においては、ＰＲ
（１、１）等、低域成分が保存される等化方式に特に有
効であるが、ＰＲ（１、０、−１）やＰＲ（１、−１）
等の他の等化方式によっても、Ｓ／Ｎが多少劣化するも
ののトラッキング制御を行うことができる。

【００３７】次に、本発明の第２の実施の形態について
図９を用いて説明する。図９は第２の実施の形態として
のディジタルＶＴＲの再生系の構成を示す図であり、図
１と同様の構成要件については同一番号を付し、詳細な
説明は省略する。

【００３８】イコライザ５１によって積分等化された再
生波形は、ＡＧＣのためのアナログ乗算器５３を介して
Ａ／Ｄ変換器６３に加えられ、例えば８ビット符号付き
のディジタルデータに変換される。変換されたデータは
位相検出器１５１及び振幅検出器１６１及びデータ整形
回路６５に供給される。

【００３９】位相検出器１５１は入力波形のエッジと後
述するＶＣＯ１５７から出力されるクロックのエッジと
の位相差を検出し、その結果をループフィルタ１５３に
出力する。このループフィルタ１５３は検出された位相
差情報を平滑化し、その結果をＤ／Ａ変換器１５５に印
加する。このＤ／Ａ変換器１５５の出力はＶＣＯ１５７
に入力され、結果として入力された波形に位相ロックし
たクロックＣＬＫが発生される。このＶＣＯ１５７の出
力は全体のクロックＣＬＫとして用いられる。

【００４０】一方、振幅検出器１６１は入力された積分
等化波形の振幅を求め、その結果を減算器１６３に供給
する。減算器１６３においては、この積分等化波形の振
幅からレジスタ１６５から出力される目標振幅値が減算
され、この減算出力がループフィルタ１６７に入力され
る。ループフィルタ１６７は入力された振幅差を平滑化
し、Ｄ／Ａ変換器１６３に供給する。Ｄ／Ａ変換器１６
３はこのディジタルデータをアナログ量に変換し、アナ
ログ乗算器５３に印加する。この結果、ＡＧＣループが
構成され、Ａ／Ｄ変換器６３に入力される波形の振幅
が、ディジタル値の平均として望む目標値、例えば６４
になるようにフィードバックループが働く。

【００４１】本実施の形態においては、ディジタルＡＧ
Ｃを用いることによって、アナログの場合と比較して応
答速度を速めることができ、上述したディジタル値の平
均を所望の値に設定できることと相まって、データ整形
回路６５の出力する１ビットに重畳されるパイロット信
号成分のクロストーク量が大幅に安定する。

【００４２】また、本実施の形態では、キャプスタンサ
ーボをマイコンを用いて行っている。即ち、ＦＧ検出器
４５の出力するキャプスタンＦＧはそのままサーボマイ
コン（ＭＰＵ）１７１に入力される。また、両隣接トラ
ックからのパイロット信号成分のクロストーク分は減算
器１３３で比較差分され、スイッチ１３５、ＬＰＦ１７
３を介して平滑化され、ＭＰＵ１７１に入力される。

【００４３】このＭＰＵ１７１はＦＧの周波数からキャ
プスタンの回転する誤差を計算し、ＬＰＦ１７３からの
トラッキングエラー信号を加算して、その大きさに比例
したパルス幅を持つＰＷＭ信号として出力する。このＰ
ＷＭ信号はＬＰＦ１７５で平滑化され、モータドライバ
４３に入力される。これによって、ヘッドＨＡ、ＨＢが
所望のトラックを正しくトレースするように磁気テープ
３の搬送が制御される。

【００４４】本実施の形態によればＡＴＦ回路をディジ
タル化したことにより、サーボマイコンに対してＡＴＦ
制御信号をディジタルデータのまま供給することがで
き、さらに回路構成を簡略化することができる。

【００４５】尚、上記第１、第２の実施の形態において
は図１１のように記録された磁気テープ３を再生するデ
ィジタルＶＴＲを例にとって説明したが、トラッキング
制御の方法についてはこれに限られるものではなく、デ
ィジタル信号にパイロット信号を重畳し、このパイロッ
ト信号成分を抽出する装置において、本発明を適用する
ことにより、同様に回路規模を大幅に削減でき。かつ特
性も安定化することができる。

【００４６】上述したように、各実施の形態において
は、ＡＴＦ回路とデータ検出回路とをディジタル回路で
構成し、ＡＴＦ回路とデータ検出回路のクロックとして
同じクロックを用いることにより、回路を小型化し、か
つ温度変化等による特性変化のないディジタル信号再生
装置を実現している。

【００４７】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、記
録媒体から信号を再生する再生手段と、再生手段から出
力された再生信号から再生ディジタルデータを検出する
データ検出手段と、上記再生ディジタルデータに重畳さ
れているパイロット信号成分を検出するパイロット信号
検出手段とを設け、上記データ検出手段と上記パイロッ
ト信号検出手段とを同一クロックで駆動するように構成
したことにより、回路規模が小さく、特性が安定した再
生装置を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による再生装置の第１の実施の形態とし
てのディジタルＶＴＲの再生系の構成を示すブロック図
である。

【図２】図１のデータ整形回路の具体的な構成を示すブ
ロック図である。

【図３】図１における各部の波形を示すタイミングチャ
ートである。

【図４】ディジタル再生信号の振幅と検出されるパイロ
ット信号成分の量との関係を示す特性図である。

【図５】再生信号の振幅と振幅Ａとの関係を示す構成図
である。

【図６】図２の回路で再生データを検出する場合のアイ
パターンを示す構成図である。

【図７】図１のデータ整形回路の他の具体的な構成を示
すブロック図である。

【図８】図７の回路で再生データを検出する場合のアイ
パターンを示す構成図である。

【図９】本発明の第２の実施の形態としてのディジタル
ＶＴＲの再生系の構成を示すブロック図である。

【図１０】従来のディジタルＶＴＲの再生系の構成例を
示すブロック図である。

【図１１】磁気テープ上の記録パターンの一例を示す構
成図である。

【図１２】図１０における各部の波形を示すタイミング
チャートである。

【符号の説明】

３磁気テープＨＡ、ＨＢヘッド６３Ａ／Ｄ変換器６５データ整形回路７０ＰＬＬ回路１２１、１２３帯域通過フィルタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】記録媒体から信号を再生する再生手段
と、上記再生手段から出力された再生信号から再生ディジタ
ルデータを検出すると共に所定のクロックで駆動される
データ検出手段と、上記再生ディジタルデータに重畳されているパイロット
信号成分を検出すると共に上記所定クロックで駆動され
るパイロット信号検出手段とを備えた再生装置。
【請求項２】上記データ検出手段は、上記再生手段か
ら出力された再生信号をディジタル信号に変換するＡＤ
変換手段と、このＡＤ変換手段から出力されたディジタ
ル信号から再生ディジタルデータを検出する検出手段と
から成ることを特徴とする請求項１記載の再生装置。
【請求項３】上記再生ディジタルデータに同期した再
生クロックを発生し、この再生クロックを上記ＡＤ変換
手段にサンプリングクロックとして供給する再生クロッ
ク発生手段を設けたことを特徴とする請求項２記載の再
生装置。
【請求項４】上記ＡＤ変換手段のサンプリングクロッ
クとして上記再生クロックをてい倍したものを用いるこ
とを特徴とする請求項３記載の再生装置。
【請求項５】上記ＡＤ変換手段のサンプリングクロッ
クとして上記再生クロックを分周したものを用いること
を特徴とする請求項３記載の再生装置。
【請求項６】上記再生ディジタルデータに同期した再
生クロックを発生し、この再生クロックを上記パイロッ
ト信号検出手段に駆動クロックとして供給する再生クロ
ック発生手段を設けたことを特徴とする請求項１記載の
再生装置。
【請求項７】上記パイロット信号検出手段の駆動クロ
ックとして上記再生クロックをてい倍したものを用いる
ことを特徴とする請求項６記載の再生装置。
【請求項８】上記パイロット信号検出手段の駆動クロ
ックとして上記再生クロックを分周したものを用いるこ
とを特徴とする請求項６記載の再生装置。
【請求項９】上記パイロット信号検出手段にディジタ
ルフィルタを用いると共に上記ＡＤ変換手段のサンプリ
ングクロックとして上記再生クロックを用いることを特
徴とする請求項３記載の再生装置。
【請求項１０】上記ＡＤ変換手段のサンプリングクロ
ックとして上記再生クロックをてい倍したものを用いる
ことを特徴とする請求項９記載の再生装置。
【請求項１１】上記ＡＤ変換手段のサンプリングクロ
ックとして上記再生クロックを分周したものを用いるこ
とを特徴とする請求項９記載の再生装置。