JPS6243267B2 - - Google Patents
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- JPS6243267B2 JPS6243267B2 JP52079246A JP7924677A JPS6243267B2 JP S6243267 B2 JPS6243267 B2 JP S6243267B2 JP 52079246 A JP52079246 A JP 52079246A JP 7924677 A JP7924677 A JP 7924677A JP S6243267 B2 JPS6243267 B2 JP S6243267B2
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- Japan
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- pulse
- pulses
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- circuit
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 30
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 claims description 17
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 15
- 238000003672 processing method Methods 0.000 claims description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 16
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4906—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using binary codes
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は変調されたデジタル信号の平均値を調
整するための処理方法に関するものである。デジ
タルのデータを取り扱う際に記号をデータのまま
で使用する場合と、システムの性質によつてデジ
タルのデータで変調したパルス列を作り、これを
伝送したり記録したりして、再生に際しては復調
回路を経て元のデジタル信号を得る方法がとられ
ている。デジタル通信においても、またテープや
デイスクによる記録、再生の場合（例えば多チヤ
ンネルの音声信号、映像と音声の多重信号）にも
後者の変復調方式が採用されている場合が多い。
このような伝送系や記録再生系では通過帯域が狭
い場合が多く、一般にデジタル信号のように占有
周波数帯域の広い場合には不都合を生ずることが
ある。そのひとつに被変調デジタル信号の平均値
がデータによつてたえず変動するような変調方式
を採用したような場合には低域通過帯域を極めて
広くとらないとパルス列の上下のレベルが不揃い
になつてシステムの良好な動作に支障を生ずる恐
れがある。本発明は平均値がデータによつて変動
するような変調方法の特定の一形式のものについ
て、さらに付加した処理回路によつて平均値を調
整する処理方法について提案したものである。
整するための処理方法に関するものである。デジ
タルのデータを取り扱う際に記号をデータのまま
で使用する場合と、システムの性質によつてデジ
タルのデータで変調したパルス列を作り、これを
伝送したり記録したりして、再生に際しては復調
回路を経て元のデジタル信号を得る方法がとられ
ている。デジタル通信においても、またテープや
デイスクによる記録、再生の場合（例えば多チヤ
ンネルの音声信号、映像と音声の多重信号）にも
後者の変復調方式が採用されている場合が多い。
このような伝送系や記録再生系では通過帯域が狭
い場合が多く、一般にデジタル信号のように占有
周波数帯域の広い場合には不都合を生ずることが
ある。そのひとつに被変調デジタル信号の平均値
がデータによつてたえず変動するような変調方式
を採用したような場合には低域通過帯域を極めて
広くとらないとパルス列の上下のレベルが不揃い
になつてシステムの良好な動作に支障を生ずる恐
れがある。本発明は平均値がデータによつて変動
するような変調方法の特定の一形式のものについ
て、さらに付加した処理回路によつて平均値を調
整する処理方法について提案したものである。
デジタル信号の変調方式については既に多くの
提案がなされ、実用に供されている。これらの公
知の方式については既に多くの文献がある。例え
ば「ラジオ技術」1976年10月号の主題「PCMレ
コーダの試作」の記事の130頁より132頁まで、ま
た工業技術振興会主催による1977年３月14、15日
に行なわれた講習会「最近の磁気記録技術」のテ
キストの４−５から４−18までに詳細に紹介され
ている。各方式を列記するとRZ方式、RB方式、
NRZ方式、NRZ−Ｉ方式、FM（またはDF）方
式、そしてMFM（またはTM）方式等がある。
これらの中でデータに無関係に平均値がほぼ一定
値をとるのはPM（またはPE）方式のみである。
提案がなされ、実用に供されている。これらの公
知の方式については既に多くの文献がある。例え
ば「ラジオ技術」1976年10月号の主題「PCMレ
コーダの試作」の記事の130頁より132頁まで、ま
た工業技術振興会主催による1977年３月14、15日
に行なわれた講習会「最近の磁気記録技術」のテ
キストの４−５から４−18までに詳細に紹介され
ている。各方式を列記するとRZ方式、RB方式、
NRZ方式、NRZ−Ｉ方式、FM（またはDF）方
式、そしてMFM（またはTM）方式等がある。
これらの中でデータに無関係に平均値がほぼ一定
値をとるのはPM（またはPE）方式のみである。
理解し易くするために図面を用いて本発明の意
図するところを説明する。いまクロツク周波数を
f0、その周期をT0とするとf0＝１／T0の関係にあ
る。第１図において１はデジタルで表わしたデー
タであり、２はそのビツト情報を示す。３は
MFM方式によつて変調した被変調デジタル波形
であるが、その平均レベルをとると点線のように
変動している。従つて通過帯域がこの変動分も伝
送できるように充分に下限を広くしておかないと
出力のパルスの山が不揃いになる。言い換えると
MFM変調波は占有周波数帯域が非常に広くなる
欠点がある。第１図のMFM方式変調デジタル波
形３の７，８間のレベル変動をみると約１／
8.5f0の低周波成分を含むことになる。つぎにPM
変調方式について考察してみよう。第１図の４が
データ１をPM変調した波形であり、この波形４
において９から１３までは正負に等間隔に対をな
してパルスが配列されているので平均値の変動は
生じないと見なせる。また１０から１３の間をと
つても全体としては平均値は零と見なすことがで
きる。しかしさらに細分して１０，１１、１１，
１２、１２，１３の間隔をみると１１，１２間は
平均値は零であるが１０，１１、１２，１３間は
零にならない。しかし、１０，１１間の偏移と１
２，１３間の偏移は大きさが等しく極性が反対に
なるので相殺して前述のように１０，１３間では
平均値が零となつて低周波成分についてはMFM
変調の場合と本質的に異つていて殆んど無視でき
る程度で通過帯域特性の下限の周波数を1/2f0に
近付けることができる。
図するところを説明する。いまクロツク周波数を
f0、その周期をT0とするとf0＝１／T0の関係にあ
る。第１図において１はデジタルで表わしたデー
タであり、２はそのビツト情報を示す。３は
MFM方式によつて変調した被変調デジタル波形
であるが、その平均レベルをとると点線のように
変動している。従つて通過帯域がこの変動分も伝
送できるように充分に下限を広くしておかないと
出力のパルスの山が不揃いになる。言い換えると
MFM変調波は占有周波数帯域が非常に広くなる
欠点がある。第１図のMFM方式変調デジタル波
形３の７，８間のレベル変動をみると約１／
8.5f0の低周波成分を含むことになる。つぎにPM
変調方式について考察してみよう。第１図の４が
データ１をPM変調した波形であり、この波形４
において９から１３までは正負に等間隔に対をな
してパルスが配列されているので平均値の変動は
生じないと見なせる。また１０から１３の間をと
つても全体としては平均値は零と見なすことがで
きる。しかしさらに細分して１０，１１、１１，
１２、１２，１３の間隔をみると１１，１２間は
平均値は零であるが１０，１１、１２，１３間は
零にならない。しかし、１０，１１間の偏移と１
２，１３間の偏移は大きさが等しく極性が反対に
なるので相殺して前述のように１０，１３間では
平均値が零となつて低周波成分についてはMFM
変調の場合と本質的に異つていて殆んど無視でき
る程度で通過帯域特性の下限の周波数を1/2f0に
近付けることができる。
公知のように通過帯域の上限周波数が一定の場
合にはMFM変調の方がPM変調の記録密度の約２
倍とれるので有利である。しかし乍ら上述したよ
うに通過帯域の下限周波数についてはPM変調の
方がMFM変調の場合より高くとることができて
有利である。そこでMFM変調方法において平均
値を一定に保つような修正ができるならば、両者
の長所を備えた新しいデイジタル信号の変調方法
ということができる。本発明はこのような目的を
達成するためMFM変調方法によつて変調された
デジタル情報のパルス列の平均値を調整するため
の処理方法について提案するものである。
合にはMFM変調の方がPM変調の記録密度の約２
倍とれるので有利である。しかし乍ら上述したよ
うに通過帯域の下限周波数についてはPM変調の
方がMFM変調の場合より高くとることができて
有利である。そこでMFM変調方法において平均
値を一定に保つような修正ができるならば、両者
の長所を備えた新しいデイジタル信号の変調方法
ということができる。本発明はこのような目的を
達成するためMFM変調方法によつて変調された
デジタル情報のパルス列の平均値を調整するため
の処理方法について提案するものである。
MFM変調方法というのは既に公知のようにつ
ぎのようになつている。即ち、０と１の２値のデ
ジタル信号をMFM変調する場合に、１のところ
で極性の反転があり、０が２個以上続くときには
セルの位置で極性の反転が起る。但し０が１個の
ときには極性の反転が起らないという法則に従つ
て変換されたパルス列がMFM変調デジタル信号
である。
ぎのようになつている。即ち、０と１の２値のデ
ジタル信号をMFM変調する場合に、１のところ
で極性の反転があり、０が２個以上続くときには
セルの位置で極性の反転が起る。但し０が１個の
ときには極性の反転が起らないという法則に従つ
て変換されたパルス列がMFM変調デジタル信号
である。
このMFM変調波を仔細に調べてみるとつぎの
ような時質をもつている。上述では０と１の２値
のパルス列で説明したが＋１と−１の２値のパル
ス列で中心に零レベルを考えた方が説明し易いの
で以後＋１、−１の２値のパルス列で説明する。
内容は０、１の２値のパルス列と全く同じであ
る。第１図の３は＋１と−１の２値で表わした
MFM変調波であるが正極性のパルスも負極性の
パルスもパルス巾がT0か3/2T0か2T0の３種の内
の何れかの一つである。順序配列は規則である
が、この３種類以外のパルス巾のものは使用され
ていない。
ような時質をもつている。上述では０と１の２値
のパルス列で説明したが＋１と−１の２値のパル
ス列で中心に零レベルを考えた方が説明し易いの
で以後＋１、−１の２値のパルス列で説明する。
内容は０、１の２値のパルス列と全く同じであ
る。第１図の３は＋１と−１の２値で表わした
MFM変調波であるが正極性のパルスも負極性の
パルスもパルス巾がT0か3/2T0か2T0の３種の内
の何れかの一つである。順序配列は規則である
が、この３種類以外のパルス巾のものは使用され
ていない。
低周波成分が発生するのは最小パルス巾T0に
対して3/2T0あるいは2T0のパルス巾のパルスが
T0のパルス巾のパルスの振巾と等しい振巾であ
るためである。従つて低周波成分を減少するため
には正、負極性に抱らず3/2T0および2T0のパル
スに対してはその振巾の絶対値を１より小さくし
てやればよく、平均値を零にするには理論的には
3/2T0のパルスは2/3に2T0のパルスは1/2の振巾
にすればよい。即ち第１図の５のようにT0のパ
ルス１４を基準にして１５，１６，１７，１８の
面積と等しくなるようにすればよい。そのために
は第１図の６のような補正用パルス１９，２０，
２１，２２を作つて第１図の３に加算すればよ
い。
対して3/2T0あるいは2T0のパルス巾のパルスが
T0のパルス巾のパルスの振巾と等しい振巾であ
るためである。従つて低周波成分を減少するため
には正、負極性に抱らず3/2T0および2T0のパル
スに対してはその振巾の絶対値を１より小さくし
てやればよく、平均値を零にするには理論的には
3/2T0のパルスは2/3に2T0のパルスは1/2の振巾
にすればよい。即ち第１図の５のようにT0のパ
ルス１４を基準にして１５，１６，１７，１８の
面積と等しくなるようにすればよい。そのために
は第１図の６のような補正用パルス１９，２０，
２１，２２を作つて第１図の３に加算すればよ
い。
第１図の５のように3/2T0と2T0のパルス巾の
パルスのレベルを調整する方法は多く考えられる
がその内の一つの具体例について説明する。まず
原理的にはMFM変調波においてはパルス巾が
T0、3/2T0、2T0の３種類に限られているので、
正、負極性の任意のパルスのパルス巾がこの３種
のパルス巾のどれに相等するかを検知して3/2T0
と2T0のパルスに対して各々同じパルス巾の補正
用のパルスを発生して原信号に加算すればよい。
パルスのレベルを調整する方法は多く考えられる
がその内の一つの具体例について説明する。まず
原理的にはMFM変調波においてはパルス巾が
T0、3/2T0、2T0の３種類に限られているので、
正、負極性の任意のパルスのパルス巾がこの３種
のパルス巾のどれに相等するかを検知して3/2T0
と2T0のパルスに対して各々同じパルス巾の補正
用のパルスを発生して原信号に加算すればよい。
つぎに任意のパルスがT0か3/2T0か2T0かを検
知するためには先ず正極性のパルスに着目して立
上りと立下り位置を示すパルスを別々に発生し、
ひとつの立上り位置パルスに対してつぎの最初に
現れる立下り位置パルスがT0の間隔をもつて現
れるか、3/2T0あるいは2T0の間隔をもつて現れ
るかを適当な巾をもつたゲートパルスと遅延回路
とゲート回路の組み合わせによつて検知すること
ができる。同様にして負極性のパルスに着目して
同様の方法によつてパルス巾を識別することがで
きる。このようにして正、負の各パルスのパルス
巾が識別できるので3/2T0と2T0のパルスに対し
ては同じ巾の補正用パルスを発生して原信号に加
算する。
知するためには先ず正極性のパルスに着目して立
上りと立下り位置を示すパルスを別々に発生し、
ひとつの立上り位置パルスに対してつぎの最初に
現れる立下り位置パルスがT0の間隔をもつて現
れるか、3/2T0あるいは2T0の間隔をもつて現れ
るかを適当な巾をもつたゲートパルスと遅延回路
とゲート回路の組み合わせによつて検知すること
ができる。同様にして負極性のパルスに着目して
同様の方法によつてパルス巾を識別することがで
きる。このようにして正、負の各パルスのパルス
巾が識別できるので3/2T0と2T0のパルスに対し
ては同じ巾の補正用パルスを発生して原信号に加
算する。
このようにしてレベル調整して作つたパルス波
形は第１図の５の点線で示したように平均値が一
定値になるためにどんなデータによる変調であつ
てもf0／４、以下の低周波成分は殆んど含まれな
くなるので、通過帯域巾の下限をf0／４の近くま
で高くすることができる。即ち従来のままの
MFM変調波は第２図のａのように低域は非常に
広くとる必要があり、できれば直流分まで伝送す
ることが望ましかつた。本発明によるレベル調整
をすれば第２図のｂのように1/4f0で平担特性に
してそれ以下は適当な遮断特性をもたせることが
できる。従つて通過帯域巾を非常に狭くすること
ができるので装置の設計が容易になる。また第２
図のｂのf1で示したようにMFM変調波の通過帯
域より下の部分に別の独立した信号を多重するこ
とも可能となり、装置の多機能化のために効果が
あり、本発明によつて生ずる特徴のひとつであ
る。
形は第１図の５の点線で示したように平均値が一
定値になるためにどんなデータによる変調であつ
てもf0／４、以下の低周波成分は殆んど含まれな
くなるので、通過帯域巾の下限をf0／４の近くま
で高くすることができる。即ち従来のままの
MFM変調波は第２図のａのように低域は非常に
広くとる必要があり、できれば直流分まで伝送す
ることが望ましかつた。本発明によるレベル調整
をすれば第２図のｂのように1/4f0で平担特性に
してそれ以下は適当な遮断特性をもたせることが
できる。従つて通過帯域巾を非常に狭くすること
ができるので装置の設計が容易になる。また第２
図のｂのf1で示したようにMFM変調波の通過帯
域より下の部分に別の独立した信号を多重するこ
とも可能となり、装置の多機能化のために効果が
あり、本発明によつて生ずる特徴のひとつであ
る。
つぎに通過帯域の高域部分について考慮してみ
る。衆知のようにデジタル信号は矩形波で構成さ
れているために高次までの高調波成分を多く含ん
でいるので高域部分についてもできるだけ広いこ
とが望ましいのであるが装置のもつ特性や経済的
な理由から許容される範囲内で狭い帯域で設計す
るのが常である。いま図２のａまたはｂに示した
カツトオフ周波数f2が2/3f0とした自乗正弦波ロー
パスフイルターに第１図の３のMFM変調波を通
すと第３図の２３のような出力波形を得る。この
図のようにT0、3/2T0、そして2T0の各パルス巾
の違いによつて出力の振巾が異なつてくる。この
ようなレベル変動は特定の装置にとつては好まし
くないことがある。といつて高域を広くすること
も困難な場合に本発明を適用することによつて解
決することができる。ローパスフイルターの特性
に合わせて本発明の3/2T0と2T0のパルスのレベ
ルを予め自動的に調整されるように設計すれば第
３図の２４のように各パルスの振巾をほぼ一定に
することができる。フイルターを通つたあとの振
巾を設計者の意図する値に調整するということの
みに着目するならば補正用のパルスの振巾は前述
したような3/2T0のパルスに対して1/3、2T0のパ
ルスに対して1/2という数値に拘束される必要は
なく任意に選ぶことができる。しかしその場合に
は平均値が一定になるということは保証されない
ことになる。そこで更にきめの細い設計によつて
ローパスフイルターのカツトオフ周波数ならびに
減衰特性を調整して平均値をほぼ一定にすると同
時にフイルターを通つたあとの各パルスの振巾を
ほぼ一定に保つようにすることができる。このよ
うに本発明を適用することによつて狭い通過帯域
特性をもつた装置において平均値を一定にすると
同時に出力信号の振巾も一定にすることができ
る。
る。衆知のようにデジタル信号は矩形波で構成さ
れているために高次までの高調波成分を多く含ん
でいるので高域部分についてもできるだけ広いこ
とが望ましいのであるが装置のもつ特性や経済的
な理由から許容される範囲内で狭い帯域で設計す
るのが常である。いま図２のａまたはｂに示した
カツトオフ周波数f2が2/3f0とした自乗正弦波ロー
パスフイルターに第１図の３のMFM変調波を通
すと第３図の２３のような出力波形を得る。この
図のようにT0、3/2T0、そして2T0の各パルス巾
の違いによつて出力の振巾が異なつてくる。この
ようなレベル変動は特定の装置にとつては好まし
くないことがある。といつて高域を広くすること
も困難な場合に本発明を適用することによつて解
決することができる。ローパスフイルターの特性
に合わせて本発明の3/2T0と2T0のパルスのレベ
ルを予め自動的に調整されるように設計すれば第
３図の２４のように各パルスの振巾をほぼ一定に
することができる。フイルターを通つたあとの振
巾を設計者の意図する値に調整するということの
みに着目するならば補正用のパルスの振巾は前述
したような3/2T0のパルスに対して1/3、2T0のパ
ルスに対して1/2という数値に拘束される必要は
なく任意に選ぶことができる。しかしその場合に
は平均値が一定になるということは保証されない
ことになる。そこで更にきめの細い設計によつて
ローパスフイルターのカツトオフ周波数ならびに
減衰特性を調整して平均値をほぼ一定にすると同
時にフイルターを通つたあとの各パルスの振巾を
ほぼ一定に保つようにすることができる。このよ
うに本発明を適用することによつて狭い通過帯域
特性をもつた装置において平均値を一定にすると
同時に出力信号の振巾も一定にすることができ
る。
この明細書の説明においてはMFM変調波を引
用して説明したが本発明は＋１と−１の２値のパ
ルス列において正極性のパルスも負極性のパルス
もパルス巾がT0、3/2T0そして2T0の３種の内の
いずれか一つであつて任意の組み合わせのものに
適用することができる。MFM変調波は前記の特
性をもつたパルス列の一種類である。
用して説明したが本発明は＋１と−１の２値のパ
ルス列において正極性のパルスも負極性のパルス
もパルス巾がT0、3/2T0そして2T0の３種の内の
いずれか一つであつて任意の組み合わせのものに
適用することができる。MFM変調波は前記の特
性をもつたパルス列の一種類である。
本発明の特徴とするところは＋１と−１の２値
で表現できるパルス列であつて、正および負極性
のパルスのパルス巾がT0、3/2T0、そして2T0の
３種の内のいずれか一つであつて、任意の組み合
わせをもつたパルス列において、パルス巾が3/2
T0と2T0のパルスを別々に検知して、同パルスに
パルス巾が3/2T0と2T0の補正用パルスをそれぞ
れ加算して、上記パルス列の3/2T0と2T0のパル
スの振幅を別々に調整する信号の処理方法であ
る。
で表現できるパルス列であつて、正および負極性
のパルスのパルス巾がT0、3/2T0、そして2T0の
３種の内のいずれか一つであつて、任意の組み合
わせをもつたパルス列において、パルス巾が3/2
T0と2T0のパルスを別々に検知して、同パルスに
パルス巾が3/2T0と2T0の補正用パルスをそれぞ
れ加算して、上記パルス列の3/2T0と2T0のパル
スの振幅を別々に調整する信号の処理方法であ
る。
本発明の他の一つの特徴はデジタル信号の
MFM変調波を上記処理方法によつて平均値が零
になるように3/2T0と2T0のパルスの振幅を調整
し通過帯域の低域の下限をf0／４近くまでせばめ
ることによつて、別の信号を帯域外の低域部分に
多重することができる。
MFM変調波を上記処理方法によつて平均値が零
になるように3/2T0と2T0のパルスの振幅を調整
し通過帯域の低域の下限をf0／４近くまでせばめ
ることによつて、別の信号を帯域外の低域部分に
多重することができる。
本発明のさらに他の一つの特徴はデジタル信号
のMFM変調波に本発明の処理方法を適用するこ
とによつて通過帯域の狭いローパスフイルターを
通した出力の振幅の不揃いを調整することができ
る。
のMFM変調波に本発明の処理方法を適用するこ
とによつて通過帯域の狭いローパスフイルターを
通した出力の振幅の不揃いを調整することができ
る。
つぎに本発明の具体的実施例について図面を用
いて説明すると、各図面間に示す同じ番号の図中
番号は各々回路中の波形を対応させたものであ
り、第１図は本発明の主旨を説明するための波形
図、第２図は通過帯域特性の一例を示した図、第
３図は２３が本発明による処理前のパルス列がロ
ーパスフイルターを通過した出力波形、第３図の
２４は処理後のパルス列がローパスフイルターを
通過した出力波形、第４図、第６図は実施例のブ
ロツクダイヤグラム、第５図、第７図は実施例の
動作を説明するための波形図、ならびにタイムチ
ヤートである。第４図において２４は帯域増幅
器、２５は遅延回路でシフトレジスタで構成され
る。２６は立上り位置検出回路、２７は単安定マ
ルチバイブレータ、２８は立下り位置検出回路、
２９はゲート回路、３０は立上り位置検出回路、
３１は単安定マルチバイブレータ、３２はゲート
回路、３３はT0／２の遅延回路、３４は単安定
マルチバイブレータ、３５はゲート回路、３６は
単安定マルチバイブレータ、３７は立下り位置検
出回路、３８は単安定マルチバイブレータ、３９
は立上り位置検出回路、４０はゲート回路、４１
は立下り位置検出回路、４２は単安定マルチバイ
ブレータ、４３はゲート回路、４４はT0／２の
遅延回路、４５は単安定マルチバイブレータ、４
６はゲート回路、４７は単安定マルチバイブレー
タ、４８はマトリツクス回路である。
いて説明すると、各図面間に示す同じ番号の図中
番号は各々回路中の波形を対応させたものであ
り、第１図は本発明の主旨を説明するための波形
図、第２図は通過帯域特性の一例を示した図、第
３図は２３が本発明による処理前のパルス列がロ
ーパスフイルターを通過した出力波形、第３図の
２４は処理後のパルス列がローパスフイルターを
通過した出力波形、第４図、第６図は実施例のブ
ロツクダイヤグラム、第５図、第７図は実施例の
動作を説明するための波形図、ならびにタイムチ
ヤートである。第４図において２４は帯域増幅
器、２５は遅延回路でシフトレジスタで構成され
る。２６は立上り位置検出回路、２７は単安定マ
ルチバイブレータ、２８は立下り位置検出回路、
２９はゲート回路、３０は立上り位置検出回路、
３１は単安定マルチバイブレータ、３２はゲート
回路、３３はT0／２の遅延回路、３４は単安定
マルチバイブレータ、３５はゲート回路、３６は
単安定マルチバイブレータ、３７は立下り位置検
出回路、３８は単安定マルチバイブレータ、３９
は立上り位置検出回路、４０はゲート回路、４１
は立下り位置検出回路、４２は単安定マルチバイ
ブレータ、４３はゲート回路、４４はT0／２の
遅延回路、４５は単安定マルチバイブレータ、４
６はゲート回路、４７は単安定マルチバイブレー
タ、４８はマトリツクス回路である。
いまMFM変調波が入力端子４９に加えられ、
雑音成分を取除く帯域増幅器２４を通つて遅延回
路２５、検出回路２８，３９に加えられる。その
原信号波形を第５図の５０に示す。遅延回路２５
はT0／２、T0そして2T0遅延した信号を第５図の
５１，５２，５３に示すようにそれぞれ第４図の
５１，５２，５３に導き出す。この回路２５はシ
フトレジスターで構成して2f0の周波数のシフト
パルス７０によつて容易に作ることができる。
T0／２遅延した信号５１が立上り位置検出回路
２６に加えられ、該回路２６を構成する微分回
路、パルス成形回路によつて立上り位置を示すパ
ルスを導出すると、第５図の５４のパルスを得
る。このパルス５４で単安定マルチバイブレータ
２７をトリガーして約3/4T0のパルス幅のゲート
パルスを発生すると第５図の５５に示す波形を得
る。別に５０の原信号を立下り位置検出回路２８
に加え回路２６と同様にして立下り位置を示すパ
ルス第５図の５６を発生する。該パルス５５とパ
ルス５６とをアンドゲート回路２９に加えると第
５図のパルス５７を得る。このパルス５７は正極
性のパルスのパルス幅の情報をもつパルス５６の
パルス列の中からT0のパルス幅の情報をもつパ
ルスを除去したもので、3/2T0と2T0のパルス幅
の情報をもつパルスである。つぎに3/2T0である
か2T0であるかの判別をすればよい。立上り位置
検出回路３０、単安定マルチバイブレータ３１、
遅延回路３３、ゲート回路３２，３５がそのため
の回路である。タイミングがT0／２おくれてい
るだけで動作は殆んど前述の回路２６〜２９と同
様である。即ち信号５１よりもさらにT0／２、
原信号５０からT0おくれた信号５２が検出回路
３０に加えられて前述の検出回路２６と同様な手
段によつて立上り位置を示すパルスを発生する。
それによつて単安定マルチバイブレータ３１をト
リガーして3/4T0のパルス幅をもつゲートパルス
第５図の５８を発生する。このパルス５８とパル
ス５７の両パルスをアンドゲート回路３２に加え
ると3/2T0のパルス幅の情報をもつパルス第５図
の５９を出力する。このパルス５９は最後に各補
正パルスをマトリツクスするときのタイミングを
合わせるために遅延回路３３によつてT0／２だ
け遅延されて、単安定マルチバイブレータ３４を
トリガーして3/2T0のパルス幅のパルス第５図の
６０を発生する。つぎに2T0のパルス幅の情報を
もつパルスを分離するために５７のパルスと５８
の逆極性のパルスをゲート回路２９と単安定マル
チバイブレータ３１より得てアンドゲート回路３
５に加えるとパルス第５図の６１を得る。このパ
ルス６１は2T0のパルス幅の情報をもつパルスで
時間調整の必要もないので単安定マルチバイブレ
ータ３６をトリガーして2T0のパルス幅のパルス
第５図の６２を発生する。第５図に示す６０と６
２が正極性のパルスに対する補正パルスである。
雑音成分を取除く帯域増幅器２４を通つて遅延回
路２５、検出回路２８，３９に加えられる。その
原信号波形を第５図の５０に示す。遅延回路２５
はT0／２、T0そして2T0遅延した信号を第５図の
５１，５２，５３に示すようにそれぞれ第４図の
５１，５２，５３に導き出す。この回路２５はシ
フトレジスターで構成して2f0の周波数のシフト
パルス７０によつて容易に作ることができる。
T0／２遅延した信号５１が立上り位置検出回路
２６に加えられ、該回路２６を構成する微分回
路、パルス成形回路によつて立上り位置を示すパ
ルスを導出すると、第５図の５４のパルスを得
る。このパルス５４で単安定マルチバイブレータ
２７をトリガーして約3/4T0のパルス幅のゲート
パルスを発生すると第５図の５５に示す波形を得
る。別に５０の原信号を立下り位置検出回路２８
に加え回路２６と同様にして立下り位置を示すパ
ルス第５図の５６を発生する。該パルス５５とパ
ルス５６とをアンドゲート回路２９に加えると第
５図のパルス５７を得る。このパルス５７は正極
性のパルスのパルス幅の情報をもつパルス５６の
パルス列の中からT0のパルス幅の情報をもつパ
ルスを除去したもので、3/2T0と2T0のパルス幅
の情報をもつパルスである。つぎに3/2T0である
か2T0であるかの判別をすればよい。立上り位置
検出回路３０、単安定マルチバイブレータ３１、
遅延回路３３、ゲート回路３２，３５がそのため
の回路である。タイミングがT0／２おくれてい
るだけで動作は殆んど前述の回路２６〜２９と同
様である。即ち信号５１よりもさらにT0／２、
原信号５０からT0おくれた信号５２が検出回路
３０に加えられて前述の検出回路２６と同様な手
段によつて立上り位置を示すパルスを発生する。
それによつて単安定マルチバイブレータ３１をト
リガーして3/4T0のパルス幅をもつゲートパルス
第５図の５８を発生する。このパルス５８とパル
ス５７の両パルスをアンドゲート回路３２に加え
ると3/2T0のパルス幅の情報をもつパルス第５図
の５９を出力する。このパルス５９は最後に各補
正パルスをマトリツクスするときのタイミングを
合わせるために遅延回路３３によつてT0／２だ
け遅延されて、単安定マルチバイブレータ３４を
トリガーして3/2T0のパルス幅のパルス第５図の
６０を発生する。つぎに2T0のパルス幅の情報を
もつパルスを分離するために５７のパルスと５８
の逆極性のパルスをゲート回路２９と単安定マル
チバイブレータ３１より得てアンドゲート回路３
５に加えるとパルス第５図の６１を得る。このパ
ルス６１は2T0のパルス幅の情報をもつパルスで
時間調整の必要もないので単安定マルチバイブレ
ータ３６をトリガーして2T0のパルス幅のパルス
第５図の６２を発生する。第５図に示す６０と６
２が正極性のパルスに対する補正パルスである。
一方上記と同様の方法で負極性のパルスに対す
る補正パルスを作ることができる。
る補正パルスを作ることができる。
前述の立下り位置検出回路２８が立下り位置パ
ルスに対してパルス５６を発生したように、立上
り位置検出回路３９で立上りパルス位置のパルス
６４を発生せしめ、前述の検出回路２６，３０が
立上り位置パルスに対応したように、検出回路３
７，４１が立下り位置パルスをそれぞれ発生す
る。
ルスに対してパルス５６を発生したように、立上
り位置検出回路３９で立上りパルス位置のパルス
６４を発生せしめ、前述の検出回路２６，３０が
立上り位置パルスに対応したように、検出回路３
７，４１が立下り位置パルスをそれぞれ発生す
る。
前述のマルチバイブレータ２７，３１に対応し
て、単安定マルチバイブレータ３８，４２が第５
図の６３，６６に示すゲートパルス波形を第４図
の６３，６６にそれぞれ発生せしめ、前述のゲー
ト回路２９，３２、遅延回路３３、単安定マルチ
バイブレータ３４に対応して、同様にゲート回路
４０，４３、T0／２の遅延回路４４、単安定マ
ルチバイブレータ４５が、3/2T0幅の補正パルス
第５図の６７を該単安定マルチバイブレータ第４
図の４５の出力端６７に得る。第４図のゲート回
路４０の出力端６５のパルス波形は第５図の６５
に表わしてある。
て、単安定マルチバイブレータ３８，４２が第５
図の６３，６６に示すゲートパルス波形を第４図
の６３，６６にそれぞれ発生せしめ、前述のゲー
ト回路２９，３２、遅延回路３３、単安定マルチ
バイブレータ３４に対応して、同様にゲート回路
４０，４３、T0／２の遅延回路４４、単安定マ
ルチバイブレータ４５が、3/2T0幅の補正パルス
第５図の６７を該単安定マルチバイブレータ第４
図の４５の出力端６７に得る。第４図のゲート回
路４０の出力端６５のパルス波形は第５図の６５
に表わしてある。
前述のゲート回路３５、単安定マルチバイブレ
ータ３６に対応して、同様にゲート回路４６、単
安定マルチバイブレータ４７により2T0幅の補正
パルス第４，５図の６８を作る。
ータ３６に対応して、同様にゲート回路４６、単
安定マルチバイブレータ４７により2T0幅の補正
パルス第４，５図の６８を作る。
最後にマトリツクス回路４８において、2T0遅
延した原信号５３に４種類の補正パルス６０，６
２，６７，６８を適当な極性で加算することによ
つて第５図に示すような出力波形６９を得る。
延した原信号５３に４種類の補正パルス６０，６
２，６７，６８を適当な極性で加算することによ
つて第５図に示すような出力波形６９を得る。
前述したように補正パルスの振幅をどのように
選ぶかは設計者にまかせられた問題であるが、第
５図の６９に於いては、平均値として一定値にな
るよう補正パルス６０，６２，６７，６８の極性
および振幅が選んである。
選ぶかは設計者にまかせられた問題であるが、第
５図の６９に於いては、平均値として一定値にな
るよう補正パルス６０，６２，６７，６８の極性
および振幅が選んである。
第４図に示す方法は、上述の説明のとおり、正
負のパルスに別々に着目して3/2T0と2T0のパル
ス幅のパルスを判別したが、第４図における方法
を少し修正すれば、正、負のパルスを同時に3/2
T0と2T0のパルスを判別した後で極性を判別する
方法が考えられる。それを第６図と第７図を用い
て説明する。
負のパルスに別々に着目して3/2T0と2T0のパル
ス幅のパルスを判別したが、第４図における方法
を少し修正すれば、正、負のパルスを同時に3/2
T0と2T0のパルスを判別した後で極性を判別する
方法が考えられる。それを第６図と第７図を用い
て説明する。
第６図において、２４，２５は第４図と同じく
帯域増幅器、遅延回路、７１は立上り立下り位置
パルス発生器、７２は約T0／４の遅延回路、７
３は単安定マルチバイブレータ、７４は立上り立
下り位置パルス発生器、７５はゲート回路、７６
は単安定マルチバイブレータ、７７はゲート回
路、７８は遅延回路、７９はゲート回路、８０は
極性反転回路、８１，８２，８３，８４はゲート
回路、３６，３４，４７，４５は第４図と同様単
安定マルチバイブレータ、４８はマトリツクス回
路である。
帯域増幅器、遅延回路、７１は立上り立下り位置
パルス発生器、７２は約T0／４の遅延回路、７
３は単安定マルチバイブレータ、７４は立上り立
下り位置パルス発生器、７５はゲート回路、７６
は単安定マルチバイブレータ、７７はゲート回
路、７８は遅延回路、７９はゲート回路、８０は
極性反転回路、８１，８２，８３，８４はゲート
回路、３６，３４，４７，４５は第４図と同様単
安定マルチバイブレータ、４８はマトリツクス回
路である。
簡単に動作を説明すると、遅延回路２５で
T0／２おくれた信号５１が立上り立下り位置パ
ルス発生器７１に加えられ第７図の８５に示すパ
ルスを得る。これを約T0／４の遅延回路７２に
より遅延させてパルス８７とのタイミングを合わ
せた後、単安定マルチバイブレータ７３に加えて
T0／２のパルス幅のゲートパルスを作り、第６
図の７４の立上り立下り位置パルス発生器の出力
第６図の８７に得られるパルス第７図の８７と共
にアンドゲート回路７５に加えると3/2T0と2T0
の正負のパルス幅の情報をもつパルス第７図の８
８が分離される。さらに第７図８６のパルスの立
上り位置パルスでトリガーされる単安定マルチバ
イブレータ７６によりT0／２のパルス幅をもつ
ゲートパルス８９を得てパルス８８と共にアンド
ゲート回路７７に加えると3/2T0の情報をもつた
パルス９０を得る。これを遅延回路７８でT0／
２遅延させてT0おくれた原信号第７図５２と共
にアンドゲート回路８２に加えると正極性の3/2
T0のパルス幅の情報をもつパルスが得られる。
また極性反転回路８０でT0おくれた原信号第７
図５２の逆極性の信号を作り遅延回路７８の出力
とともにアンドゲート回路８４に加えると負極性
の3/2T0のパルス幅の情報をもつたパルスが得ら
れる。さらにゲートパルス８９の逆極性のゲート
パルスとパルス８８をアンドゲート回路７９に加
えると正負の2T0のパルス幅の情報をもつたパル
ス９１が得られるので3/2T0の場合と同様に処理
するとゲート回路８１及びゲート回路８３にそれ
ぞれ正、負の2T0のパルス幅の情報をもつたパル
スが得られる。あとは第４図の場合と同様にして
アンドゲート回路８１，８２，８３，８４の出力
により起動する単安定マルチバイブレータ３４，
３６，４５，４７によつて補正パルス第５図の６
０，６２，６７，６８を発生し、2T0遅れた原信
号５３とともにマトリツクス回路４８に加えると
出力として第５図の６９が得られる。
T0／２おくれた信号５１が立上り立下り位置パ
ルス発生器７１に加えられ第７図の８５に示すパ
ルスを得る。これを約T0／４の遅延回路７２に
より遅延させてパルス８７とのタイミングを合わ
せた後、単安定マルチバイブレータ７３に加えて
T0／２のパルス幅のゲートパルスを作り、第６
図の７４の立上り立下り位置パルス発生器の出力
第６図の８７に得られるパルス第７図の８７と共
にアンドゲート回路７５に加えると3/2T0と2T0
の正負のパルス幅の情報をもつパルス第７図の８
８が分離される。さらに第７図８６のパルスの立
上り位置パルスでトリガーされる単安定マルチバ
イブレータ７６によりT0／２のパルス幅をもつ
ゲートパルス８９を得てパルス８８と共にアンド
ゲート回路７７に加えると3/2T0の情報をもつた
パルス９０を得る。これを遅延回路７８でT0／
２遅延させてT0おくれた原信号第７図５２と共
にアンドゲート回路８２に加えると正極性の3/2
T0のパルス幅の情報をもつパルスが得られる。
また極性反転回路８０でT0おくれた原信号第７
図５２の逆極性の信号を作り遅延回路７８の出力
とともにアンドゲート回路８４に加えると負極性
の3/2T0のパルス幅の情報をもつたパルスが得ら
れる。さらにゲートパルス８９の逆極性のゲート
パルスとパルス８８をアンドゲート回路７９に加
えると正負の2T0のパルス幅の情報をもつたパル
ス９１が得られるので3/2T0の場合と同様に処理
するとゲート回路８１及びゲート回路８３にそれ
ぞれ正、負の2T0のパルス幅の情報をもつたパル
スが得られる。あとは第４図の場合と同様にして
アンドゲート回路８１，８２，８３，８４の出力
により起動する単安定マルチバイブレータ３４，
３６，４５，４７によつて補正パルス第５図の６
０，６２，６７，６８を発生し、2T0遅れた原信
号５３とともにマトリツクス回路４８に加えると
出力として第５図の６９が得られる。
本明細書の本文ならびに実施例においてはT0
3/2T0、および2T0の３種類のパルス幅の内T0を
基準にして3/2T0と2T0のパルス幅のパルスを検
知してその振幅を調整することについて述べてき
たが、T0と3/2T0のパルス幅のパルスを検知して
2T0のパルスを基準にして振幅調整しても全く同
じ効果が得られる。同様にしてT0と2T0のパルス
幅のパルスを検知して3/2T0のパルスを基準にし
て振幅調整しても本発明の主旨を変えることなく
同じ効果が得られる。
3/2T0、および2T0の３種類のパルス幅の内T0を
基準にして3/2T0と2T0のパルス幅のパルスを検
知してその振幅を調整することについて述べてき
たが、T0と3/2T0のパルス幅のパルスを検知して
2T0のパルスを基準にして振幅調整しても全く同
じ効果が得られる。同様にしてT0と2T0のパルス
幅のパルスを検知して3/2T0のパルスを基準にし
て振幅調整しても本発明の主旨を変えることなく
同じ効果が得られる。
また任意の２種類のパルス幅のパルスを検出す
ることはこの原パルス列のパルス幅の種類が３種
類であつて、３種類に限られるものであるから、
残りの１種類のパルス幅のパルスも検出されたこ
とと同じ結果になる。
ることはこの原パルス列のパルス幅の種類が３種
類であつて、３種類に限られるものであるから、
残りの１種類のパルス幅のパルスも検出されたこ
とと同じ結果になる。
装置の要求する性能の程度や経済的な理由によ
つて３種類のパルス幅の１種類のパルス幅のパル
スのみ補正することもあるが、本発明はこのよう
な特殊な場合も含めて適用できることは勿論であ
る。
つて３種類のパルス幅の１種類のパルス幅のパル
スのみ補正することもあるが、本発明はこのよう
な特殊な場合も含めて適用できることは勿論であ
る。
第１図は本発明の主旨を説明するためのデジタ
ルのデータ、PM変調波形およびMFM変調波形図
である。第２図は本発明を適用する装置の通過帯
域特性の説明図、第３図はMFM変調波および振
幅調整されたMFM変調波がローパスフイルター
を通つた出力波形図、第４図は本発明にかかわる
実施例のブロツクダイヤグラム、第５図は第４図
にかかわる動作説明のためのパルス波形図とタイ
ムチヤート、第６図は本発明にかかわる他の実施
例のブロツクダイヤグラム、第７図は第６図にか
かわる動作説明をするためのパルス波形図とタイ
ムチヤートである。
ルのデータ、PM変調波形およびMFM変調波形図
である。第２図は本発明を適用する装置の通過帯
域特性の説明図、第３図はMFM変調波および振
幅調整されたMFM変調波がローパスフイルター
を通つた出力波形図、第４図は本発明にかかわる
実施例のブロツクダイヤグラム、第５図は第４図
にかかわる動作説明のためのパルス波形図とタイ
ムチヤート、第６図は本発明にかかわる他の実施
例のブロツクダイヤグラム、第７図は第６図にか
かわる動作説明をするためのパルス波形図とタイ
ムチヤートである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ １と−１の２値で表現できるパルス列であつ
て、正および負極性の任意の１つのパルスのパル
ス幅がT0、3/2T0および2T0の３種類の内のいず
れか１つであつて、前記３種類のパルス幅のパル
スの任意の配列から成つているパルス列の内、前
記T0を除く特定の２種類のパルス幅をもつパル
スの位置を夫々に検出し、該特定の２種類のパル
スのパルス幅と夫々にほぼ等しいパルス幅をもつ
補正パルスを前記パルス列に加算せしめることに
より、原パルス列のパルス幅を変えることなく、
パルス列の平均値がほぼ零となるようにしたこと
を特徴とするデジタル信号の処理方法。ここに周
期T0は、クロツク周波数f0と、f0＝１／T0の関係
にある。 ２ 特定のパルス幅をもつパルスの位置を検出す
る際、正極性の任意の一つのパルスの立上りから
立下りまでの時間がT0、3/2T0および2T0の３種
類のパルス幅のいづれの一つに相当するかと、負
極性の任意の一つのパルスの立下りから立上りま
での時間が前記３種類のパルスのいづれの一つに
相当するかとを、別々に判別することを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載のデジタル信号の処
理方法。 ３ 特定のパルス幅をもつパルスを検出する際、
任意の一つのパルスの立上りまたは立下りから立
下りまたは立上りまでの時間がT0、3/2T0および
2T0の３種類のパルス幅のいづれの一つに相当す
るかを判別した後、更に前記任意の一つのパルス
の極性を判別することを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載のデジタル信号の処理方法。 ４ 特定のパルス幅をもつパルスの位置を判別す
るために、原信号の立上りおよび立下り位置のパ
ルス、ゲートパルス、遅延回路そしてゲート回路
を用いることを特徴とする特許請求の範囲第３項
記載のデジタル信号の処理方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7924677A JPS5413313A (en) | 1977-07-01 | 1977-07-01 | Method of processing digital signal |
| US05/921,178 US4219890A (en) | 1977-07-01 | 1978-07-03 | Digital signal regulation system |
| GB7828550A GB2011227B (en) | 1977-07-01 | 1978-07-03 | Digital signal regulation system |
| DE2829175A DE2829175C3 (de) | 1977-07-01 | 1978-07-03 | Verfahren und Vorrichtung zum Modifizieren binärer Datensignale |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7924677A JPS5413313A (en) | 1977-07-01 | 1977-07-01 | Method of processing digital signal |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5413313A JPS5413313A (en) | 1979-01-31 |
| JPS6243267B2 true JPS6243267B2 (ja) | 1987-09-12 |
Family
ID=13684492
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7924677A Granted JPS5413313A (en) | 1977-07-01 | 1977-07-01 | Method of processing digital signal |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4219890A (ja) |
| JP (1) | JPS5413313A (ja) |
| DE (1) | DE2829175C3 (ja) |
| GB (1) | GB2011227B (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3112847C2 (de) * | 1981-03-31 | 1983-02-03 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren zur wechselseitigen Übertragung von binären Datensignalen über eine beidseitig mit einem Übertrager abgeschlossene Signalleitung |
| JPS5856205A (ja) * | 1981-09-28 | 1983-04-02 | Keio Giken Kogyo Kk | デイジタルデ−タ記録再生装置 |
| JPS58162154A (ja) * | 1982-03-23 | 1983-09-26 | Fujitsu Ltd | 光バイポ−ラ伝送方式 |
| JPS58200415A (ja) * | 1982-05-18 | 1983-11-22 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 磁気記録装置 |
| JPS5975415A (ja) * | 1982-10-25 | 1984-04-28 | Hitachi Ltd | Ｐｃｍ録音再生機の記録および再生補償回路 |
| DE3241648A1 (de) * | 1982-11-11 | 1984-05-17 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Verfahren und schaltungsanordnung zur korrektur eines binaeren signals |
| US4556983A (en) * | 1982-11-11 | 1985-12-03 | Robert Bosch Gmbh | Method and apparatus for pre-emphasis counteraction of variations in amplitude of received or reproduced serial binary signals |
| DE3248196A1 (de) * | 1982-12-27 | 1984-06-28 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Verfahren und schaltungsanordnung zur korrektur eines binaeren signals |
| JPS59214261A (ja) * | 1983-05-20 | 1984-12-04 | Mitsubishi Electric Corp | ゲ−トタ−ンオフサイリスタ |
| DE3437149A1 (de) * | 1984-10-10 | 1986-04-17 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Vorrichtung zur pruefung von steuergeraeten in kraftfahrzeugen |
| JPS61162808A (ja) * | 1985-01-14 | 1986-07-23 | Nec Home Electronics Ltd | デイジタル磁気記録装置 |
| US4622586A (en) * | 1985-04-04 | 1986-11-11 | Rca Corporation | Digital slicer having a pulse-width locked loop |
| JPH0528063A (ja) * | 1991-07-24 | 1993-02-05 | Nec Corp | マイクロコンピユータ |
| KR0149765B1 (ko) * | 1995-11-10 | 1998-11-02 | 김광호 | 기계식 전화기 가입자의 페이징 서비스를 위한 클릭펄스 검출기 및 검출방법 |
| AU2003225815A1 (en) * | 2002-03-19 | 2003-10-08 | Powerwave Technologies, Inc. | System and method for eliminating signal zero crossings in single and multiple channel communication systems |
| WO2012034074A2 (en) * | 2010-09-09 | 2012-03-15 | Zte (Usa) Inc. | 16-qam optical signal generation |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51143311A (en) * | 1975-06-04 | 1976-12-09 | Nec Corp | Digital magnetic recording system |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3406343A (en) * | 1965-07-01 | 1968-10-15 | Rca Corp | Pm/am multiplex communication |
| US3505609A (en) * | 1965-10-11 | 1970-04-07 | Martin Marietta Corp | Multichannel,nonlinear pulse detector and demodulator |
| US3980826A (en) * | 1973-09-12 | 1976-09-14 | International Business Machines Corporation | Means of predistorting digital signals |
-
1977
- 1977-07-01 JP JP7924677A patent/JPS5413313A/ja active Granted
-
1978
- 1978-07-03 US US05/921,178 patent/US4219890A/en not_active Expired - Lifetime
- 1978-07-03 GB GB7828550A patent/GB2011227B/en not_active Expired
- 1978-07-03 DE DE2829175A patent/DE2829175C3/de not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51143311A (en) * | 1975-06-04 | 1976-12-09 | Nec Corp | Digital magnetic recording system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE2829175A1 (de) | 1979-01-04 |
| GB2011227B (en) | 1982-02-17 |
| GB2011227A (en) | 1979-07-04 |
| DE2829175C3 (de) | 1981-06-04 |
| DE2829175B2 (de) | 1980-07-03 |
| JPS5413313A (en) | 1979-01-31 |
| US4219890A (en) | 1980-08-26 |
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