JPS58194446A - デイジタル信号復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はディジタル信号復調装置に係り、原データのビ
ット周期（ビット転送周波数の逆数）に等しい最大反転
間隔とそのＩの長さの最小反転間隔とを有するように変
調されたディジタル信号を復調するに際し、上記最小反
転間隔の逆数に等しい高周波数成分を上記最大反転間隔
の逆数に等しい低周波数成分に対し相対的に減衰又は除
去した後、上記低周波数成分のみに着目して復調するこ
とにより、伝送情＠竜を従来に比し拡大せしめ得るディ
ジタル信号復調装置を提供することを目的とする。

従来より、アナログ情報信号をディジタルパルス変調し
て得たディジタルデータを灰に所定の変調方式で変調し
てセルフクロック可能なディジタル信号を生成し、これ
を磁気記録媒体に記録し、これを再生することにより、
アナログ情報信号を磁気記録媒体にそのまま記録、鶴生
じた場合に比し、磁気記録媒体の歪や走行系の走行むら
に対する再生信号への影響をはるかに少なくして高品賞
な信号記録再生を行なうことができることが知られてい
る。上記のディジタル信号として、アナログ情報信号を
パルス符号変調（ＰＣＭ）ｔ、て得た原データに対し、
第１図に示す如く、原データが論理゛１”のときはビッ
ト周期Ｔの■の最小反転間隔で反転し、論理１０１のと
きはビット周期Ｔに等しい最大反転間隔を有するように
変、ｖｊ４するＦＭ（フリケンシイ・モジュレーション
）変調方式によるセルフクロツタ可能なディジタル信号
（これを以下「ディジタルＦＭ信号」という）を磁気記
録媒＼ 体に記録し、これを再生する方式では、その再生系の従
来の復調回路は例えば第２図に示す如くに構成されてい
た。

第２図において、入力端子１に入来した第３区内に示す
如き波形の再生ディジタルＦＭ信号は、リミッタ、スラ
イサ等の邊幅選択回路２に供給され、ここで第３図囚に
一点鎖線りで示す零クロスレベルと比較されてレベルＬ
より大なるときはハイレベル、レベルＬより小なるトキ
はローレベルの同図（Ｂ）に示す如きパルスに変換され
る。また一方、上記の再生ディジタルＦＭ信号はクロッ
ク貴生器３に供給され、ここで第３図（Ｑに示す如く再
生ディジタルＦＭ信号に位相同期し、かつ、その最小反
転間隔に等しい周期のクロックパルスを発生させる。こ
のクロックパルスはラッチ４に供給されて、ここで賑幅
選択回路２よりのパルスを第３図（ｑに矢印で示す立上
り位置でラッチを行なわせる。これにより、ラッチ４か
らは第３図（至）に示す如き再生ディジタルＦＭ信号が
取り出されて遅延回路５に供給され、ここで上記クロッ
クパルスの一周期分遅延されて同図（５）に示すパルス
とされる。

上記の遅延回路５の入力パルスと出力パルスとは夫々排
他的論理和回路６に夫々供給されて第３図（ト）に示す
如きパルスとされた後、単安定マルチバイブレータ７に
供給され、その立下りでこれをトリガーする。嗅安定マ
ルチバイブレータ７はこのトリガーにより前記ビット周
ＭＴに等しいローレベルのパルス幅のパルスを発生する
回路で、その出力信号波形は第３図（ｌに示す如く原デ
ータが　　　１（論理１０”の期間はローレベル、論理
１ビの期間はハイレベルであるディジタルＦＭ信号の復
調信号として出力端子８へ出力される。

しかるに、上記の従来のディジタル信号復調装置では、
再生ディジタル信号のパルス幅が最大反転間隔か最小反
転間隔かを判定することにより、換言すると量大反転間
隔の繰り返し周波数成分（これを以下ｒＦＪとする）と
最小反転間隔の繰り返し周波数成分２Ｆとのうちのいず
れの周波数成分であるかを判定することにより復調を行
なうために、磁気記録媒体の記録再生信号伝送系として
は高い周波数成分２Ｆまで殆ど減衰させることなく伝送
できるような広帯域の伝送系（例えばＦＭ復調回路その
他の回路）でなければならなかった。

このことは、低価格化の要求のために伝送できる信号帯
塘が比較的狭い民生用磁気記録再生装置にとって記録密
度の向上に制約を与えるものであったＯ 本発明は王妃欠点を除去したものであり、第４図以下の
図面と共にその一実施例について説明する。

本発明は各種の記録再生装置に適用できるものであるが
、説明の便宜上、家庭用へりカルスキャン方式ＶＴＦＬ
に適用した場合を例にとって説明する。第４図は本発明
装置が再生系に用いられたＶＴＲの記録系と再生系の一
実施例のブロック系統図を示す。同図中、９はデータ入
力端子で、映像信号、音声信号、キュー信号、アドレス
信号等の各種のアナログ情報信号のうちの任意のアナロ
グ情報信号をＰＣＭｆ稠して得られた第５区内に示す如
きディジタルデータａが入来し、２人力ＡＮＤ回路１３
の一方の入力端子に供給される。このディジタルデータ
ａは第５図（５）の波形上部に示す論理値に応じてレベ
ルが変化する２値のパルス列で、ここでは論理１０″の
ときはローレベル、論理１１”のときはハイレベルとさ
れたＮＲＺ（ノン・リターン・ツウ・ゼロ）信号である
。

一方、入力端子ｌＯには上記ディジタルデータａに位相
同期し、かつ、ディジタルデータａの最小反転間隔（ビ
ット周期）に等しい周期のクロックパルスが入来する。

第５図（Ｂ）に示す波形の上記のクロックパルスｂは、
単安定マルチバイブレータ（以下「モノマルチ」という
）１１及び１２に夫々供給される。これにより、モノマ
ルチ１１は第５図（Ｃ）に示す如く、クロックパルスｂ
の立上り縁に位相同期したパルスＣを発生して２人力Ｏ
Ｒ回路１４の一方の入力端子に供給する。他方、モ他方
の入力端子に供給する。ＡＮＤ回路１３は上記ディジタ
ルデータａとパルスｄとの論理積をとり、その出力信号
をＯＲ回路１４の他方の入力端子に出力する。従って、
ＯＲ回路１４の出力信号は第５図（ト）に示す如きパル
ス列ｅとなり、このパルス列ｅはフリップフロップ１５
に供給される。

これにより、フリップフロップ１５からは納５図ηに示
す如く、パルス列ｅの入来毎に反転するパルスｆが取り
出される。

上記のパルスｆはディジタルデータａが調理“ビのとき
はビット周期のＩの時間間隔で反転する高い周波数成分
２Ｆで、ｂ　ｍ　”　ｏ”のときはビット周期で反転す
る、すなわちビット転送局ｆＩ数に等しい低い周波数成
分Ｆであり、これは＃４１図と共に謂明したようにディ
ジタルＦＭ信号である。

すなわち、第４図中、破線で囲んだ入力端子９゜１０よ
りフリップフロップ１５までの回路部１６はディジタル
ＦＭＳ’調器を構成している。

フリップフロップ１５から取り出されたディジタルＦＭ
信号ｆは記録イコライズアンプ１７に供給され、ここで
磁気テープ２ｏ上での磁化状態が最適となるよう、利得
及び位相の周波数特性が夫々調整された後、記録アンプ
１８により所要レベルにまで増幅されて記録ヘッド１９
に供給され、これにより磁気テープ２０上ｌζ記録され
る。

ところで、本実施例では上記のディジタルＦＭ信号ｆの
周波数成分Ｆと２Ｆとは、夫々周波数成分２Ｆが周波数
成分Ｆに比し相対的に充分に小さい（例えばｉ以下）レ
ベルで再生されるように記録される。このためには、周
波数成分２Ｆを周波数成分Ｆに対して相対的に減衰させ
て記録してもよいが、磁気記録再生により高塚周波数成
分が　　　！“１減衰するという磁気記録再生特性を勘
案して記録時では周波数成分Ｆ及び２Ｆを夫々同じレベ
ルで記録し、再生時に周波数成分２ＦがＦに比し充分小
なるレベルでしか再生できない周波数に選定して記録し
た方が前記減衰用の余分な回路が配−系に不要なので望
ましい。すなわち、磁気記録再生層性が、第６図に示す
物性である場合は、上記周波数成分２Ｆは同図に示すよ
うに再生可能な上限周波数近傍の値に選定される。−例
として、記録ヘッド１９及び後述の再生ヘッド２１が回
転ヘッドであって、磁気記録再生肴性が、５朧程度から
減衰し始め、６Ｎ４）（ｚ程度では５ｄＢ　〜１０ｄＢ
減衰し、７■程度では２０　ｄＢ〜２５　ｄＢ程度減衰
するような特性である場合は、上記周波数成分Ｆは３．
５　ＭＪ−ｂ　、　２．Ｆは７■に選定される。なお、
周波数成分Ｆは周波数成分２Ｆが殆んど再生できない周
波数（例えば４　ＭＨｚ　）に選定してもよい。

次に再生時の動作について説明する。磁気テープ２０に
記−されたディジタルＦＭ信号は、再生ヘッド２１によ
り再生されて再生プリアンプ２２に供給され、ここで後
段回路での再生処理に必要な所要レベルにまで増幅され
た後、本発明装置の一部を構成する再生イコライズアン
プ２３に供給される。再生イコライズアンプ２３は再生
ディジタルＦＭ信号（この信号波形は記録再生η性が前
記したように高域減衰特性であるから、第５図ηに示す
如き矩形波ではなく、高調波成分が除去されたなまった
信号波形となっている。）の利得及び位相の周波数特性
を調整する回路で、周波数成分Ｆに対する利得に対し、
周波数成分２Ｆに対する利得を例えば１程度以下に充分
に小さくするＯ よう構成されており、その要部の回路構成を第７図に示
す。

第７図において、２３ａは位相補償回路（図示せず）の
後段に設けられた利得調整回路で、位相補償回路と共に
再生イコライズアンプ２３を構成している。上記位相補
償回路により前後のビットの波形干渉が最も少なくなる
ように位相補償された再生ディジタルＦＭ信号は第７図
に示す入力端子２７より遅延回路２８及び加算回路２９
に夫々供給される。遅延回路２８はその遅延時間が上記
用波数成分２Ｆの半周期である４Ｐ’で選定されている
。この遅延回路２８の出力遅延信号と、入力非遅延信号
とは夫々加算回路２９化供給され、ここで加算された後
出力端子３０へ出力される。これにより、入力端子２７
の入力再生ディジタルＦＭ信号中の周波数成分２Ｆは周
波数成分Ｆに比し充分抑圧されて出力端子３０へ出力さ
れることになる。

再生イクライズアンプ２３により周波数成分２Ｆが充分
に抑圧されて取り出された再生ディジタルＦＭ信号は、
第４図に示すＡＧＣ回路２４に供給され、ここで周波数
成分Ｆの信号のピーク値が一定になるように自製的に利
得が調節される。この結果、ＡＧＣ回路２４の出力信号
波形は第５図（ｑにｔで示す如く、周波数成分２Ｆが充
分に抑圧され、かつ、周波数成分Ｆのピーク値が一定レ
ベルにされた信号波形となり、次段の本発明の要部をな
す復調回路２５に供給される。なお、上記のＡＧＣ回路
２４の出力信号波形を央際にオシロスコープで観測した
ときの信号波形は第９図に示す如くになる。同図にＩで
示す如く周波数成分Ｆは■で示す周波数成分２Ｆに比し
はるかにレベルが小である。また第９図は繰り返し掃引
して観測した波形であるので、上記信号ｆの波形とは異
なっているが、実質的には同じである。

第８図は上記の復調回路２５に供される本発明装置の要
部の一実施例のブロック系統図を示す。

同図中、入力端子３１に入来した上記信号ｆは上側レベ
ル検出回路３２に供給され、ここで第５図（ｑに一点鎖
線ＬＵで示すレベルよりも入力信号？のレベルが大であ
るか否かが検出され、レベルＬＵよりも大なる期間ロー
レベルとなる第５図Ｈに示す如きパルスｈに変換される
。またこれと同時に、上記信号ｔは下側レベル検出回路
３３に供給され、ここで第５図０に一点鎖線ＬＬで示す
レベルよりも入力信号ｔのレベルが小であるか否かが検
出され、レベルＬＬよりも小なる期間ローレベルとなる
第５図＋Ｉ）に示す如きパルスｉに変換される。

上記のパルスｈ及びｉは夫々ゲート回路（ここ　　　Ｉ
ｉでは例えばＡＮＤ回路）３４に供給され、ここでパル
スｈ及びｉの夫々のローレベル期間はそのまオローレベ
ルで出力される。従って、ゲート回路３４の出力信号波
形は第５図（イ）に示す如く、入力信号ｆの周波数成分
Ｆの位置に対応した位置てローレベルとなるパルス１と
して取り出される。なお、上記パルスｈ及びｉは第５図
（ハ）、（Ｉ）では負極性パルスとして説明したが正極
性パルスでもよく、その場合はゲート回路３４として例
えばＮｏ）−回路を使用することにより第５図（Ｊ）に
示すパルスｊが得られる。このパルスｊはラッチ回路３
６に供給される。

更に上記の信号ｔはクロック発生器３５に供給され、こ
こで信号Ｖに位相同期した第５図□□□に示す繰り返し
周波数４Ｆのクロックパルスｋを発生させる。このクロ
ックパルスにはラッチ回路３６にラッチパルスとして印
加され、その立上り縁で上記パルスｉをラッチさせる。

これにより、ラッチ回路３６より第５図（６）に示すパ
ルス！が第４図及び第８図に示す出力端子２６へ出力さ
れる。このパルスｌは同図囚と比１すると明らかなよう
に、そのローレベル期間が論理１０”で、そのハイレベ
ル期間が論理″１”を表わす復調信号である。

このように、本実施例によれば、周波数成分Ｆに着目し
て再生レベル又はスライスレベルＬｔＪ。

ＬＬをコントロールしてもとのディジタルデータ化復元
しているので、ディジタルＦＭ信号中の周波数成分２　
Ｆ　＆ｉ周波数成分Ｆに比し充分に小なるレベルで記録
再生してよい。このことは記録再生系における伝送周波
数帯域が周波数成分Ｆを充分大なるレベルで伝送できれ
ば良く、周波数成分２Ｆまで充分大なるレベルで記録再
生しなければならなかった従来方式に比し、周波数成分
Ｆの値を高く選定できることになり、記録再生できる情
報量を従来に比し増大できる（すなわち、記録密度を向
上することができる。）。

なお、ディジタル信号の伝送方法の一例として直流分を
伝送しないパーシャルレスポンス方式が知られており、
これはディジタルＦＭ信号の周波数成分２Ｆを記録しな
い方式であるといえる。これに対し、本発明ではディジ
タルＦＭ信号の周波数成分２Ｆは一応記録しているので
、再生時において周波数成分２ＦからＦへの過渡応答、
あるいはＦから２Ｆへの過渡応答は極めて円滑であり、
本発明者の爽験では上記パーシャルレスポンス方式に比
し誤り率の軽減に著しく優れていることが確められた。

なお、上記の実施例では、記録再生されるディジタル信
号の変調方式はＦＭであるものとして説明したが、これ
に限られるものではなく、要は原データのビット周期に
等しい最大反転間隔とその１の長さの最小反転間隔とを
有するようなディジタル信号を得る変調方式であれば如
何なる変調方式（例えばフェーズ・エンコーディング（
ＰＥ））でも良い。

また、上記の実施例ではディジタル信号に含まれる最小
反転間隔の逆数に等しい第１の周波数成分２Ｆと、最大
反転間隔の逆数に等しい第２の周波数成分Ｆとのうち、
ｗ４１の周波数成分２Ｆの再生レベルが第２の周波数成
分Ｆに比し充分に小となるように記録された磁気テープ
を再生して得た再生ディジタル信号の復調について説明
したが、本発明はこれに限られるものではなく、従来と
全く同じように第１及び第２の周波数成分Ｆ及び２Ｆの
夫々が充分大なるレベルで再生できるように記録された
配録媒体の再生ディジタル信号にも適用できるものであ
る。

上述の如く、本発明になるディジタル信号復調装置は、
ディジタル信号に含まれる最小反転間隔の逆数に等しい
第１の周波数成分と最大反転間隔の逆数に等しい第２の
周波数成分とのうち、第１の周波数成分を第２の周波数
成分に対して相対的に減衰又は除去し、第２の周波数成
分に着目して再生レベル又はスライスレベルをコントロ
ールしてディジタル信号の原データへの復調を行なうよ
うにしたため、上記第１の周波数成分まで伝送できない
狭帯域の伝送路を経たディジタル信号の復調を行なうこ
とができ、従って従来に比しディジタル信号の伝送密度
（伝送情報ｉｔ）を増大させる０とが７き・、ｆ−′７
″Ｖ）ｋ′７．：Ｉ’−７７、方式１０比し誤　　　１
．１り率を大幅に軽減し得て復調することができる等の
特長を有するものである０

【図面の簡単な説明】

第１図はＦＭ変調されたディジタル信号の波形と原デー
タとの関係の一例を示す図、第２図は従来の復調回路の
一例を示すブロック系統図、第３図（５）〜（ｑは夫々
第２図の動作説明用信号波形図、第４図は本発明装置が
再生系に用いられたＶＴＲの記録系及び再生系の一実施
例を示すブロック系統図、第５図（５）〜（ト）は夫々
Ｍ４図及び第８図の動作説明用信号波形図、第６図は第
４図の記録再生系の伝送周波数触性と記録再生されるデ
ィジタル信号中の周波数成分との関係の一例を示す図、
第７図は本発明装置の要部の一実施例を示すブロック系
統図、第８図は本発明装置の他の要部の一実施例を示す
ブロック系統図、第９図は本発明装置に供給される再生
されたディジタル信号をオシロスコープで礪測した時の
一例を示す波形図である０１．３１・・・再生ディジタ
ルＦＭ４ｇ号入力端子、３．３５−・・クロック発生器
、４．３６−・・ラツ＋、７，１１，１２・・番単安定
マルチバイブレータ（モノマルチ）、８．２６・・・復
調ディジタル信号出力端子、９・―・記録されるべきデ
ィジタルデータ入力端子、１０・・・クロックツＮ６７
レス入力端子、１６・・ＯディジタルＦ　Ｍ変調器、１
９拳・・記録ヘッド、２０１１−磁気テープ、２１・・
・再生ヘッド、２３・・・再生イコライズアンプ、２４
・・・人ＧＣ回路、２５・・・復調回路、２８・・・遅
延回路、３２・＠嗜上側レベル検出回路、３３・・・下
側レベル検出回路、３４・・・ゲート回路。 手続補正書 昭和５７年７月２１日 特許庁長官　　　若杉和夫　　殿 （特許庁審査官　　　　　　　　　殿）１、事件の表示 昭和５７年特　許　願第　７７２．５９　　号２　発明
の名称 ディジタル信号復調装置 ＆補正をする者 特　　　許　出願人 住　所　　尋２２１　　神奈川県横浜市神奈用区守屋町
３丁目１２番地名称　（４３２）　　日本ビクター株式
会社代表者　取締役社長　宍　ｉ　　−部 本代理人 ６、補正の対像 明細書の発明の詳細な説明の欄。 ７、補正の内容 明細書中、第１３頁第１３行の「４「二」を「２Ｆ」と
補正する。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. アナログ情報信号をディジタルパルス変調して得た原デ
   ータのビット周期に等しい最大反転間隔と該ビット周期
   の１の長さの最小反転間隔とを夫々有するように変調し
   て得られたディジタル信号を復調する装置において、上
   記ディジタル信号に含まれる上記最小反転間隔の逆数に
   等しい第１の周波数成分と上記最大反転間隔の逆数に等
   しい第２の周波数成分とのうち、該第１の周波数成分を
   該第２の周波数成分に対して相対的に減衰又は除去し、
   該第２の周波数成分に着目して再生レベル又はスライス
   レベルをコントロールして該ディジタル信号の前記原デ
   ータへの復調を行なうことを釣機とするディジタル信号
   復調装置。