JPS6237585B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は変調されたデジタル信号の平均値を調
整するための処理方法に関するものである。デジ
タルのデータを取り扱う際に記号をデータのまま
で使用する場合と、システムの性質によつてデジ
タルのデータで変調したパルス列を作り、これを
伝送したり記録したりして、再生に際しては復調
回路を経て元のデジタル信号を得る方法がとられ
ている。デジタル通信においても、またテープや
デイスクによる記録、再生の場合（例えば多チヤ
ンネルの音声信号、映像と音声の多重信号）にも
後者の変復調方式が採用されている場合が多い。
このような伝送系や記録再生系では通過帯域が狭
い場合が多く、一般にデジタル信号のように占有
周波数帯域の広い場合には不都合を生ずることが
ある。そのひとつに被変調デジタル信号の平均値
がデータによつてたえず変動するような変調方式
が採用したような場合には低域通過帯域を極めて
広くとらないとパルス列の上下のレベルが不揃い
になつてシステムの良好な動作に支障を生ずる恐
れがある。本発明は平均値がデータによつて変動
するような変調方法の特定の一形式のものについ
て、さらに付加した処理回路によつて平均値を調
整する処理方法について提案したものである。

デジタル信号の変調方式については既に多くの
提案がなされ、実用に供されている。これらの公
知の方法については既に多くの文献がある。例え
ば「ラジオ技術」1976年10月号の主題「PCMレ
コーダの試作」の記事の130頁より132頁まで、ま
た工業技術振興会主催による1977年３月14日、15
日に行なわれた講習会「最近の磁気記録技術」の
テキストの４−５から４−18までに詳細に紹介さ
れている。各方式を列記するとRZ方式、RB方
式、NRZ方式、NRZ−Ｉ方式、FM（またはDF）
方式、そしてMFM（またはTM）方式等があ
る。これらの中でデータに無関係に平均値がほぼ
一定値をとるのはPM（またはPE）方式のみであ
る。

理解し易くするために図面を用いて本発明の意
図するところを説明する。いまクロツク周波数を
f₀、その周期をT₀とするとf₀＝１／T₀の関係にあ
る。第１図において１はデジタルで表わしたデー
タであり、２はそのビツト情報を示す。３は
MFM方式によつて変調した被変調デジタル波形
であるが、その平均レベルをとると点線のように
変動している。従つて通過帯域がこの変動分も伝
送できるように充分に下限を広くしておかないと
出力のパルスの山が不揃いになる。言い換えると
MFM変調波は占有周波数帯域が非常に広くなる
欠点がある。第１図のMFM方式変調デジタル波
形３のab間のレベル変動をみると約１／8.5f₀の
低周波成分を含むことになる。つぎにPM変調方
式について考察してみよう。第１図の４がデータ
１をPM変調した波形であり、この波形４におい
てｃからｄまでは正負に等間隔に対をなしてパル
スが配列されているので平均値の変動は生じない
と見做せる。またｄからｇの間をとつても全体と
しては平均値は零と見做すことができる。しかし
さらに細分してde、ef、fgの間隔をみるとef間は
平均値は零であるがde、fg間は零にはならない。
しかしde間の偏移とfg間の偏移は大きさが等しく
極性が反対になるので相殺して前述のようにdg
間では平均値が零となつて低周波成分については
MFM変調の場合と本質的に異つていて殆んど無
視できる程度で通過帯域特性の下限の周波数を
１／2f₀に近付けることができる。

つぎに通過帯域特性の上限について考察してみ
る。この上限周波数もできるだけ低い方が望まし
い。いま2f₀をカツトオフ周波数にもつ自乗正弦
波フイルターに第１図のPM変調波形４の信号を
通すと第１図の５のような波形になる。即ち正負
の両側において山の高さが不揃いになつて、例え
ばTED方式のビデイオ・デイスク・システムに
おける圧力走査式ピツクアツプを用いて例えば多
チヤンネルの音声信号、映像と音声の多重信号の
伝送等の信号の再生をする場合には極めて不都合
を生ずることになる。そこで出願人は先にこの欠
点を取除いた新しい変調方法として、デジタル信
号を記録または再生に適した形に変調した２値の
パルス列において、該２値パルスのいずれかの側
のパルス幅がすべて一定値T₀／２であつて、こ
のパルス列の各パルスを二つのグループに分け、
一方のグループのパルス列はすべてのデジタル情
報を含み、T₀／２の2N倍の間隔で配列され、必
要なデジタル情報は２値パルスの立上りにも、２
値パルスの立下りにもいづれの側にも含まれてい
て他のグループのパルス列はデジタル情報を含ま
ないで前記情報を含むパルス列に対してT₀／２
の2N＋１倍の間隔で挿入され、両者あわせたパ
ルス列全体としては任意の隣接する２個のパルス
の間隔が2T₀以上にならないようにしたことを特
徴とするデジタル信号の変調方法。但し、ここに
T₀は前記デジタル信号用のクロツクパルスの一
周期Ｎは正の整数を表わす。（仮称MPM方式）を
「特願昭52−52354」によつて提案した。この
MPM方式による変調波形を第１図の６に示し、
さらに2f₀のカツトオフ周波数をもつ自乗正弦波
フイルターを通した波形を第１図の７に示した。
第１図の６，７から解るように同図の６の正側の
パルス幅がT₀／２で一定であるため前記フイル
ターを通したあとの同図の７の波形においても正
側の山の高さが揃つているので圧力走査式のピツ
クアツプによつて信号再生する場合に極めて好都
合である。しかしながらこのMPM変調の場合に
は平均値が変動するという不都合を生ずる結果と
なつた。そこで本発明はこのMPM信号のパルス
幅が一定で山が揃つた高さにあるという特徴を残
したまま平均値が変動しないようにするための信
号の処理方法を提案したものである。

つぎにその動作原理を簡単に説明する。まず上
述のMPM変調波は下記のような性質をもつてい
る。即ち１と−１の２値で現わされるパルス列で
あつて正のパルスはすべてパルス幅がT₀／２で
あつて、負のパルスのパルス幅はT₀／２、T₀、
３／2T₀の３種類から成つていて、その順序配列
は情報によつて変動する。また正のパルスは情報
を含むパルスと情報を含まないパルスの２群から
成つていて、情報を含む正のパルス列はT₀／２
の2N倍の周期で配列され、他方の情報を含まな
い正のパルス列は情報を含むパルス列に対して
T₀／２の2N＋１倍の周期で配列されていて両者
併せたパルス列の隣接する任意の二つのパルスの
立上りの間隔は2T₀を越えないようになつてい
る。

そして情報は上記情報を含むパルス列の立上り
に含まれている。と同時にパルス幅が一定である
から立上りにも含まれていると解釈してもよい。

ここにＮは正の整数である。また極性を反転し
て負のパルスが一定のパルス幅T₀／２で正のパ
ルスがT₀／２、T₀、３／2T₀の３種類から成つて
いる場合も全く同様に扱うことができる。

上記のように正のパルスはT₀／２のパルス幅
が１種類で、負のパルスはT₀／２、T₀、３／2T₀
の３種類のパルス幅しか存在しない。

従つて負のパルスの３種類のパルス幅の内２種
類のパルス幅のパルス振幅を調整することによつ
て容易に平均値を零にすることができる。

例えば負のT₀／２のパルス幅のパルスはその
直前のT₀／２の正のパルスと相殺して平均値が
零になるからパルス幅がT₀と３／2T₀の負のパル
スの位置を検知して第１図の８のようにT₀のパ
ルス幅の負パルスの位置にパルス幅がT₀で振幅
が１／４、３／2T₀のパルス幅の負パルスの位置
にパルス幅が３／2T₀で振幅が１／３のパルス幅
の補正パルスをそれぞれ作つて、第１図のMPM
変調波形６と加算すれば第１図９のように希望す
る平均値が調整された正のパルス幅一定のパルス
波形の信号を得ることができる。

負のパルスのパルス幅がT₀／２であるか、T₀
であるか、３／2T₀であるかを検知するためには
第１図の６の正のパルスの立上り位置を示す位置
パルスを作り、そのひとつの立上りの位置パルス
からT₀3／2T₀、2T₀のいずれの位置につぎの立上
りの位置パルスがあるかによつて判別することが
できる。

また別の方法として第１図の６の正のパルスの
立上りと立下りの位置を示す位置パルスを別々に
分離して作り、ひとつの立下りパルスからT₀／
2T₀、３／2T₀のいずれの位置につぎの立上りパ
ルスがあるかを判別することによつて検知するこ
とができる。

後述の具体例については前者の場合について説
明した。

このようにしてレベル調整して作つたパルス波
形は第１図の９の点線で示したように平均値が一
定値になるためにどんなデータによる変調であつ
てもT₀／２以下の低周波成分は殆んど含まれな
くなるので、通過帯域幅の下限をf₀／２近くまで
高くすることができる。

即ち従来のままのMPM変調波は第４図のａの
ように低域は非常に広くとる必要があり、できれ
ば直流分まで伝送することが望ましかつた。

本発明によるレベル調整をすれば第４図のｂの
ように１／2f₀で平担特性にしてそれ以下は適当
な遮断特性をもたせることができる。従つて通過
帯域幅を非常に狭くすることができるので装置の
設計が容易になる。

また第４図のｂのf₁で示したようにMPM変調
波の通過帯域より下の部分に別の独立した信号を
多重することも可能となり、装置の多機能化のた
めに効果があり、本発明によつて生ずる特徴のひ
とつである。

つぎに通過帯域の高域成分について考察してみ
る。衆知のようにデジタル信号は矩形波で構成さ
れているために高次までの高周波成分を多く含ん
でいるので高域成分についてもできるだけ広いこ
とが望ましいのであるが装置のもつ特性や経済的
な理由から許容される範囲内で狭い帯域で設計す
るのが常である。

いま第４図のａまたはｂに示したカツトオフ周
波数f₂が2f₀とした自乗正弦波ローパスフイルター
に第１図の６のMPM変調波を通すと第１図の７
のような出力波形を得る。

この図のようにT₀／２、T₀、３／2T₀の各パル
ス幅の違いによつて出力の振幅が異つてくる。

このようなレベル変動は特定の装置にとつては
好ましくないことがある。といつて高域周波数成
分を広くすることも困難な場合に本発明を適用す
ることによつて解決することができる。

ローパスフイルターの特性に合わせて本発明の
方法によつてパルスのレベルを予め自動的に調整
されるように設計すれば各パルスの振幅をほぼ一
定にすることができる。

フイルターを通つたあとの振幅を設計者の意図
する値に調整するということのみに着目するなら
ば補正用のパルスの振幅は前述したような３／
2T₀のパルスに対して１／３、T₀のパルスに対し
て１／４という数値に拘束される必要はなく任意
に選ぶことができる。しかしその場合には平均値
が一定になるということは保証されないことにな
る。

そこで更にきめの細い設計によつて、ローパス
フイルターのカツトオフ周波数ならびに減衰特性
を調整して平均値をほぼ一定にすると同時にフイ
ルターを通つたあとの各パルスの振幅をほぼ一定
に保つようにすることができる。

このように本発明を適用することによつて狭い
通過帯域特性をもつた装置において平均値を一定
にすると同時に出力信号の振幅も一定にすること
ができる。

本発明の特徴とするところは１と−１の２値で
表現できるパルス列であつて、正のパルスのパル
ス幅がすべて一定値T₀／２であり、負のパルス
のパルス幅はT₀／２、T₀、３／2T₀の３種類であ
つて、個々の負のパルスのパルス幅は前記３種類
のパルス幅のいずれかひとつで構成されているパ
ルス列の負パルスの３種類のパルス幅の内、少な
くとも１種類以上の特定のパルス幅をもつパルス
の振幅を調整する処理方法において、前記特定の
種類のパルス幅を持つパルスの位置を検出する手
段と該パルスのパルス幅とほぼ等しいパルス幅を
もつ補正パルスを発生する手段と、該補正パルス
を前記パルス列に加算する手段とを有するデジタ
ル信号の処理方法である。

本発明の他の一つの特徴はデジタル信号の
MPM変調波を上記処理方法によつて平均値が零
になるように負のパルスの振幅を調整し、通過帯
域の低域の下限をf₀／２近くまで狭めることによ
つて、別の信号帯域外の低域部分に多重すること
ができる。

本発明のさらに他の一つの特徴はデジタル信号
のMPM変調波に本発明の処理方法を適用するこ
とによつて通過帯域の狭いローパスフイルターを
通した出力信号の振幅の不揃いを調整することが
できる。

つぎに本発明を具体的に実施するための方法の
一例を図面を用いて説明する。第１図はMFM、
PM、MPM変調方式の波形図で本発明の主旨を説
明するために本文に引用したものである。第２図
は具体的な方法を示すブロツクダイヤグラム、第
３図は第２図のブロツクダイヤグラムの動作を説
明するための波形図並びにタイムチヤートであ
る。第４図は信号の通過帯域特性を示す図であ
る。第２図において１は帯域増幅器、２は立上り
パルス検出回路、３はT₀／２、T₀、３／2T₀の遅
延回路でシフトレジスタで構成されている。４，
７は約T₀／４の遅延回路、５，８は極性反転回
路、６，９，１０はアンドゲート回路、１１は
T₀／２の遅延回路、１２，１３は単安定マルチ
バイブレータ、１４はマトリツクス回路でレジス
タ３の出力及び単安定マルチバイブレータ１２，
１３の出力である３つの信号を加算する。

伝送系を通つた信号あるいは記録媒体から再生
されたMPM変調デジタル信号が第２図の端子１
５に加えられ帯域増幅器によつて雑音成分が除去
されて第３図の１のような波形が第２図の１６に
出る。第２図の２によつて第３図の１のパルスを
第２図の回路２により微分してその立上りパルス
を検出して第３図の２を得る。これが第２図の１
７端子に現われる。第２図の３は遅延回路で2f₀
の周波数のシフトパルスとシフトレジスタで構成
されて出力として第２図の端子１８，１９，２０
にそれぞれT₀／2T₀、３／2T₀の遅延した信号が
出力される。各々を第３図の３，４，５に示し
た。第２図の遅延回路４はアンドゲート回路６の
動作を確実にするためにT₀／２遅延した信号を
さらに約T₀／４遅延させ、第２図の極性反転回
路５で極性を反転させた出力端子２２の波形が第
３図の波形６である。第３図の２と６の信号を第
２図のアンドゲート回路６に加えるとその出力端
子２３に第３図の７に示す一連のパルスを得る。
このパルスは原信号の負のパルス幅がT₀と３／
2T₀の位置情報をもつている。これを更にT₀と
３／2T₀の情報に分離するためにつぎの操作をす
る。第２図の遅延回路３からT₀遅延した信号を
前回と同様に動作を確実にするために約T₀／４
だけ第２図の遅延回路７によつて遅延させる。即
ち第２図の端子２４に第３図の８の信号が現われ
る。この第３図の波形８とパルス波形７とを第２
図のアンドゲート回路１０に加えてその出力端子
２５に第３図の９のパルスを得る。このパルスが
原信号の負のパルス幅がT₀の情報をもつパルス
である。従つて第３図のパルス波形７からパルス
波形９を除けば３／2T₀のパルス幅の情報をもつ
パルスが得られる。その方法としてこの実施例に
おいては第３図の８の波形を第２図の回路８によ
つて極性反転して第２図のアンドゲート回路９に
第３図のパルス波形７と共に加えてその出力端子
２８に第３図の１２のパルスを得た。このパルス
が前述したように原信号の３／2T₀のパルス幅の
位置情報をもつパルスである。従つて第２図の単
安定マルチバイブレータ１３によつて３／2T₀の
パルス幅をもつた補正用のパルスを発生する。出
力端子２９に第３図の１３が現われる。T₀の補
正用パルスは第２図のマトリツクス回路１４でタ
イミングを合わせるために前もつて第２図の遅延
回路１１によつてT₀／２だけ時間をおくらせた
第３図の１０のパルスを第２図の単安定マルチバ
イブレータ１２に加えてパルスを発生する。従つ
て出力端子２７に第３図の１１の波形のパルスを
得る。

最後に第２図のマトリツクス回路１４にてタイ
ミングを合わせるために３／2T₀遅延した原信号
に補正用のパルス幅がT₀と３／2T₀のパルスを加
算して目的の出力信号を第２図の端子３０に得ら
れるが、いま原信号１の大きさに対してT₀のパ
ルスを１／４、３／2T₀のパルスを１／３として
補整すると第３図の１４のように平均値が零の変
動のない信号が得られる。第３図の目的の出力信
号１４は１から１３までの振幅に対して４倍に伸
張して画いてある。

補正パルスの振幅を原信号の振幅に対して１／
４と１／３を用いることは理論値であつて実際の
装置においては伝送系の歪とかピツクアツプの再
生機構による非直線性特性等を考慮しなければな
らないので第２図のマトリツクス回路１４におけ
る３つの信号の加算の比率は設計者にまかせるべ
き性質のものである。

上述の実施例においては正のパルスの立上り位
置を基準にしてつぎのパルスの立上り位置を算定
することによつて負のパルス幅を判別したが、全
く同様な手段として正正のパルスの立下りの位置
を基準にしてつぎのパルスの立上りの位置を算定
することによつて負のパルス幅を判別することが
できる。

本明細書の実施例においてはT₀／２、T₀、
３／2T₀の３種類のパルス幅の内T₀／２を基準に
してT₀と３／2T₀の負のパルスを検出してその振
幅を調整することについて述べてきたが、T₀／
２とT₀のパルス幅の負のパルスを検知して３／
2T₀のパルスを基準にして振幅調整しても全く同
じ効果が得られる。

同様にしてT₀／２と３／2T₀のパルス幅の負パ
ルスを検知してT₀の負パルスを基準にして振幅
調整しても同じ結果が得られる。

また任意の２種類のパルス幅のパルスを検出す
ることは、この原パルス列の負パルスはパルス幅
が３種類であるから、残りの１種類も検出された
ことと同じ結果になる。

装置の要求する性能の程度や経済的な理由によ
つて３種類のパルス幅の１種類のパルス幅のパル
スの振幅のみ補正することもあるが、本発明はこ
のような特殊な場合も含んでいることは勿論であ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はMFM、PM、MPM変調方式の波形図
で本発明の主旨を説明するための関連の波形図、
第２図は実施例のブロツクダイヤグラム、第３図
は第２図の実施例の動作説明のための波形図とタ
イムチヤートである。第４図ａ，ｂは通過帯域特
性を説明する図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ パルスの山の部分とパルスの谷の部分とが基
   準レベルに対して等しい振幅を持ち、同パルスの
   山の部分とパルスの谷の部分の一方の部分のパル
   ス幅がすべてT₀／２であつて、他方の部分の
   個々のパルスのパルス幅はT₀／２、T₀、３／2T₀
   なる３種類からなり、隣接する任意の２つのパル
   スの立上りの間隔は2T₀を越えることのないパル
   ス列で構成された１と−１の２値で表現できるパ
   ルス列のデジタル信号であり、同デジタル信号の
   パルス列のパルスの３種類のパルス幅の内、T₀
   と３／2T₀との２種類のパルス幅をもつ第１パル
   スの振幅を調整する処理方法であつて、前記パル
   ス列を遅延した信号と同パルス列の立上りパルス
   の検出信号とから、前記第１パルスの位置を検出
   する手段と、同検出手段により得た信号にもとず
   き、同第１パルスのパルス幅とほぼ等しいパルス
   幅を持つ補正パルスを発生する手段と、同補正パ
   ルスを前記デジタル信号のパルス列を遅延したパ
   ルス列の第１パルスに加算する手段とから成るこ
   とを特徴とするデジタル信号の処理方法。ここに
   T₀とは繰り返し周波数が一定値f₀のパルス列の一
   周期を表わす。 ２ パルス列が、２値パルスのいずれかの側のパ
   ルス幅がすべて一定値であつて、このパルス列の
   各パルスを二つのグループに分け、一方のグルー
   プのパルス列はすべてのデジタル情報を含み、
   T₀／２の2N倍の間隔で配列され、必要なデジタ
   ル情報は２値パルスの立上りにも、２値パルスの
   立下りにもいずれの側にも含まれていて、他のグ
   ループのパルス列はデジタル情報を含まないで前
   記情報を含むパルス列に対してT₀／２の2N＋１
   倍の間隔で挿入され、両者あわせたパルス列の全
   体としては任意の隣接する２個のパルスの間隔が
   2T₀以上にならないように変調されたデジタル信
   号であることを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載のデジタル信号の処理方法。ここにT₀は前
   記デジタル信号のクロツクパルスの一周期、Ｎは
   正の整数を表わす。 ３ パルスの山の部分とパルスの谷の部分とが基
   準レベルに対して等しい振幅を持ち、同パルスの
   山の部分とパルスの谷の部分の一方の部分のパル
   ス幅がすべてT₀／２であつて、他方の部分の
   個々のパルスのパルス幅はT₀／２、T₀、３／2T₀
   なる３種類からなり、隣接する任意の２つのパル
   スの立上りの間隔は2T₀を越えることのないパル
   ス列で構成された１と−１の２値で表現できるパ
   ルス列のデジタル信号であり、同デジタル信号の
   パルス列のパルスの３種類のパルス幅の内、T₀
   と３／2T₀との２種類のパルス幅をもつ第１パル
   スの振幅を調整する処理方法であつて、前記パル
   ス列を遅延した信号と同パルス列の立上りパルス
   の検出信号とから、前記第１パルスの位置を検出
   する手段と、同検出手段により得た信号にもとず
   き、同第１パルスのパルス幅とほぼ等しいパルス
   幅を持ち、かつ前記デジタル信号の互いに隣接す
   るパルスの山の部分と谷の部分との平均値が一定
   の基準レベルになるように振幅を調整した補正パ
   ルスを発生する手段と、同補正パルスを前記デジ
   タル信号のパルス列を遅延したパルス列の第１パ
   ルスに加算する手段とから成ることを特徴とする
   デジタル信号の処理方法。 ここにT₀とは繰り返し周波数が一定値f₀のパル
   ス列の一周期を表わす。 ４ デジタル信号のパルスの谷側の特定のパルス
   幅のパルスを検出する手段として、前記デジタル
   信号のパルスの山側のパルスの立上り位置を示す
   位置パルスを作り、その一つの立上りの位置パル
   スからT₀、３／2T₀、2T₀のいずれの位置につぎ
   の立上りの位置パルスがあるかによつて判別する
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のデ
   ジタル信号の処理方法。 ５ デジタル信号のパルスの谷側の特定のパルス
   幅のパルスを検出する手段として、前記デジタル
   信号のパルスの山側のパルスの立上りと立下りの
   位置を示す位置パルスを別々に分離して作り、そ
   の一つの立下りパルスからT₀／２、T₀、３／2T₀
   のいずれかの位置につぎの立上りの位置パルスが
   あるかを判別することを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載のデジタル信号の処理方法。 ６ デジタル信号を処理された該デジタル信号の
   もつ占有周波数帯域より低い周波数帯域に独立し
   た別の信号を多重することを特徴とする特許請求
   の範囲第３項記載のデジタル信号の処理方法。