JPS62202398A - 半導体記憶装置 - Google Patents
半導体記憶装置Info
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- JPS62202398A JPS62202398A JP61043084A JP4308486A JPS62202398A JP S62202398 A JPS62202398 A JP S62202398A JP 61043084 A JP61043084 A JP 61043084A JP 4308486 A JP4308486 A JP 4308486A JP S62202398 A JPS62202398 A JP S62202398A
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C8/00—Arrangements for selecting an address in a digital store
- G11C8/18—Address timing or clocking circuits; Address control signal generation or management, e.g. for row address strobe [RAS] or column address strobe [CAS] signals
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C7/00—Arrangements for writing information into, or reading information out from, a digital store
- G11C7/22—Read-write [R-W] timing or clocking circuits; Read-write [R-W] control signal generators or management
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
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- Static Random-Access Memory (AREA)
- Read Only Memory (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
1トランジスタ、lキャパシタ型のメモリセルを有する
半導体記憶装置において、ワード線の先端がビ・ノド線
充電電圧とセルのトランジスタのしきい値vthの和以
上になったことを検出する回路を付け、メモリ動作の高
速化を図る。
半導体記憶装置において、ワード線の先端がビ・ノド線
充電電圧とセルのトランジスタのしきい値vthの和以
上になったことを検出する回路を付け、メモリ動作の高
速化を図る。
本発明は半導体記憶装置に係り、特に1トランジスタ、
1キヤパシタ型のメモリセルを用いた半導体記憶装置の
改良に関する。
1キヤパシタ型のメモリセルを用いた半導体記憶装置の
改良に関する。
は折り返しビット線構成のセル領域を表してあり、セン
スアンプSAに対して、ビット線BL、BLバーが折返
されている。そして、それと直交してワード線WLが走
っており、ワード線WLとの交点一つおきにメモリセル
CEが設けられている。情報はメモリセルのMOSキャ
パシタCにおける電荷の有無が対応する。このメモリセ
ルは回路的には増幅の機能がなく、MOSトランジスタ
TRは単にゲートの役目をしているだけである。メモリ
セルの動作として、情報の読出し等は、ワード線WLを
選択することにより行なわれる。ビット線BL、BLバ
ーはクロックφPによりプリチャージトランジスタPT
を導通して予めプリチャージされており、ワード線を選
択するとそれに接続するメモリセルの電荷の蓄積状態に
よりビット線の電位が変化する。この選択時のビット線
の電圧変化をセンスアンプで増幅して情報を読出す。
スアンプSAに対して、ビット線BL、BLバーが折返
されている。そして、それと直交してワード線WLが走
っており、ワード線WLとの交点一つおきにメモリセル
CEが設けられている。情報はメモリセルのMOSキャ
パシタCにおける電荷の有無が対応する。このメモリセ
ルは回路的には増幅の機能がなく、MOSトランジスタ
TRは単にゲートの役目をしているだけである。メモリ
セルの動作として、情報の読出し等は、ワード線WLを
選択することにより行なわれる。ビット線BL、BLバ
ーはクロックφPによりプリチャージトランジスタPT
を導通して予めプリチャージされており、ワード線を選
択するとそれに接続するメモリセルの電荷の蓄積状態に
よりビット線の電位が変化する。この選択時のビット線
の電圧変化をセンスアンプで増幅して情報を読出す。
情報の書込みは、ワード線を選択すると同時にビット線
に情報を与えて行なう。リフレッシュの時はワード線を
選択し、読出し動作を行なうことにより行なわれる。
に情報を与えて行なう。リフレッシュの時はワード線を
選択し、読出し動作を行なうことにより行なわれる。
このような1トランジスタ、1キヤパシタ型メモリセル
アレイにおいて、ビット線BLを約1/2VCCにプリ
チャージした場合、ワード線を1/2VCC+νth以
上にして初めて、セルトランジスタが“ON”となり、
セル側からビット線に電荷が流れ出し、メモリセルに記
憶された“1”のデータがビット線BLに伝達される(
第8図(B)参照)。その後、センスアンプSAを動作
させてビット線BL、BLバーの僅かな電位差を増幅す
る。
アレイにおいて、ビット線BLを約1/2VCCにプリ
チャージした場合、ワード線を1/2VCC+νth以
上にして初めて、セルトランジスタが“ON”となり、
セル側からビット線に電荷が流れ出し、メモリセルに記
憶された“1”のデータがビット線BLに伝達される(
第8図(B)参照)。その後、センスアンプSAを動作
させてビット線BL、BLバーの僅かな電位差を増幅す
る。
ワード線WLは一般に電気抵抗が小さなアルミニウムで
形成される。しかし、メモリセルアレイの集積度を大き
くするにつれて、ワード線の配線幅が細くなり、その配
線も長くならざるを得す配線抵抗が大きくなる。或いは
、ワード線をA1配線と比較して抵抗の高いポリシリコ
ン等で形成するとさらに抵抗が大きくなる。しかも配線
抵抗は半導体記憶装置の製造プロセス等によってバラツ
キが生じる。そのため、この配線抵抗のバラツキ等を考
慮し、センスアンプSAの動作開始(センスアンプ動作
信号φL)を十分遅くしておく必要があり、それだけ読
出しスピードが遅れることになる。このタイミングの余
裕をとるための従来の回路を第9図に示している。その
回路動作を以下に第10図の波形図とともに説明する。
形成される。しかし、メモリセルアレイの集積度を大き
くするにつれて、ワード線の配線幅が細くなり、その配
線も長くならざるを得す配線抵抗が大きくなる。或いは
、ワード線をA1配線と比較して抵抗の高いポリシリコ
ン等で形成するとさらに抵抗が大きくなる。しかも配線
抵抗は半導体記憶装置の製造プロセス等によってバラツ
キが生じる。そのため、この配線抵抗のバラツキ等を考
慮し、センスアンプSAの動作開始(センスアンプ動作
信号φL)を十分遅くしておく必要があり、それだけ読
出しスピードが遅れることになる。このタイミングの余
裕をとるための従来の回路を第9図に示している。その
回路動作を以下に第10図の波形図とともに説明する。
リセット中プリチャージ信号φPによってビット線BL
を1/2VCCのレベルにチャージアップしておき、選
択信号が入ると先ずプリチャージ信号φPが落ちる。次
に選択されたワード線孔の電位が上がるが(時刻to)
、この時デコーダの近くのワード線孔は速く電位が上昇
するが、ワード線には分布定数的に抵抗が入っているか
ら、デコーダから遠くのワード線孔0の電位の上昇は遅
くなる。前記のようにワード線の電位がメモリセルのワ
ードトランスファーゲートのトランジスタTRのしきい
値Vth+1/2VCCより高くなった時(時刻tl)
に初めてセルから情報が出てくる。その時トランジスタ
TRがONL、て第7図の回路のメモリセルの蓄積ノー
ドN1に蓄積された電荷がビット線に流出する。それに
よりビット線BLも若干上昇する。このようになったら
、センスアンプの動作信号φしが上がり(時刻t2)、
センスアンプSAのフリップフロップで増幅される。
を1/2VCCのレベルにチャージアップしておき、選
択信号が入ると先ずプリチャージ信号φPが落ちる。次
に選択されたワード線孔の電位が上がるが(時刻to)
、この時デコーダの近くのワード線孔は速く電位が上昇
するが、ワード線には分布定数的に抵抗が入っているか
ら、デコーダから遠くのワード線孔0の電位の上昇は遅
くなる。前記のようにワード線の電位がメモリセルのワ
ードトランスファーゲートのトランジスタTRのしきい
値Vth+1/2VCCより高くなった時(時刻tl)
に初めてセルから情報が出てくる。その時トランジスタ
TRがONL、て第7図の回路のメモリセルの蓄積ノー
ドN1に蓄積された電荷がビット線に流出する。それに
よりビット線BLも若干上昇する。このようになったら
、センスアンプの動作信号φしが上がり(時刻t2)、
センスアンプSAのフリップフロップで増幅される。
以上においてtO−tlの間隔はワード線の抵抗の大き
さで色々変り、メモリセルからビット線BLに情報がで
てくる時間が変ることになる。したがって、プロセスバ
ラツキ等によるワード線の抵抗のらせなければいけない
。
さで色々変り、メモリセルからビット線BLに情報がで
てくる時間が変ることになる。したがって、プロセスバ
ラツキ等によるワード線の抵抗のらせなければいけない
。
第9゛図にこのtO−t2のセンスアンプのタイミング
時間をどれだけとるかを決める回路が示されている。第
9図において、ワード線選択信号φ札が入力する抵抗R
dとCdの時定数を適当に調節することにより、tO〜
t2の時間の余裕を決定することができる。なお、破線
で示すのは駆動能力を増幅するためのダイナミックな増
幅回路であり、トランジスタQll〜Q 21で構成さ
れており、その出力φLがセンスアンプSAに供給され
る。
時間をどれだけとるかを決める回路が示されている。第
9図において、ワード線選択信号φ札が入力する抵抗R
dとCdの時定数を適当に調節することにより、tO〜
t2の時間の余裕を決定することができる。なお、破線
で示すのは駆動能力を増幅するためのダイナミックな増
幅回路であり、トランジスタQll〜Q 21で構成さ
れており、その出力φLがセンスアンプSAに供給され
る。
上記のように、1トランジスタ、1キヤパシタ型のメモ
リセルではセンスアンプの動作開始のタイミングをワー
ド線の信号の伝達遅れを考慮して遅くすることが必要で
あるが、従来の半導体記憶装置においては、単にC−R
回路の時定数で遅延時間を決定していた。このような従
来のタイミング回路ではタイミング時間をデコーダより
最も遠いワード線が1/2VCC+Vthを越える時間
に正確に設定することが困難である。それ故、従来のタ
イミング回路を用いた場合十分な遅れをとる必要があり
、それだけメモリ動作が遅くなるという欠点があった。
リセルではセンスアンプの動作開始のタイミングをワー
ド線の信号の伝達遅れを考慮して遅くすることが必要で
あるが、従来の半導体記憶装置においては、単にC−R
回路の時定数で遅延時間を決定していた。このような従
来のタイミング回路ではタイミング時間をデコーダより
最も遠いワード線が1/2VCC+Vthを越える時間
に正確に設定することが困難である。それ故、従来のタ
イミング回路を用いた場合十分な遅れをとる必要があり
、それだけメモリ動作が遅くなるという欠点があった。
本発明においては、1トランジスタ、1キヤパシタ型の
メモリセルを用いた半導体記憶装置において、ワード線
の電圧を検出回路を設けることにより、ワード線の最も
遠い点の電圧がビット線のプリチャージ電圧とメモリセ
ルのワードトランスファーゲートのトランジスタのしき
い値vthを越えたことを検出し、その検出信号により
センスアンプを駆動するようにする。該検出回路は、ワ
ード線のデコーダから最も遠い箇所に接続するか、或い
はデコーダ出力にワード線の信号伝達遅れを持たせて、
その電圧を検出するようにする。
メモリセルを用いた半導体記憶装置において、ワード線
の電圧を検出回路を設けることにより、ワード線の最も
遠い点の電圧がビット線のプリチャージ電圧とメモリセ
ルのワードトランスファーゲートのトランジスタのしき
い値vthを越えたことを検出し、その検出信号により
センスアンプを駆動するようにする。該検出回路は、ワ
ード線のデコーダから最も遠い箇所に接続するか、或い
はデコーダ出力にワード線の信号伝達遅れを持たせて、
その電圧を検出するようにする。
上記において、ワード線電圧の検出回路がワード線がプ
リチャージ電圧以上になったことを検出しその検出信号
によりセンスアンプを直に駆動するようにしたので、従
来のようにセンスアンプの駆動遅れを余分にとる必要が
なく、メモリ動作を速く出来る。
リチャージ電圧以上になったことを検出しその検出信号
によりセンスアンプを直に駆動するようにしたので、従
来のようにセンスアンプの駆動遅れを余分にとる必要が
なく、メモリ動作を速く出来る。
第1図に本発明の実施例を示しており、Ql。
Q2はビット線プリチャージ用のトランジスタであり、
プリチャージ信号φPによりON、OFFする。Q3は
メモリセルCEのワードトランスファーゲートのトラン
ジスタであり、CはMOSキャパシタである。該メモリ
セルCEはワード線WLとビット線BL、BLバーとの
交点に一つおきに設けられている。ビット線BLとBL
バーの先端にはフリップフロップのトランジスタQ4.
Q5を有するセンスアンプSAが設けられている。
プリチャージ信号φPによりON、OFFする。Q3は
メモリセルCEのワードトランスファーゲートのトラン
ジスタであり、CはMOSキャパシタである。該メモリ
セルCEはワード線WLとビット線BL、BLバーとの
交点に一つおきに設けられている。ビット線BLとBL
バーの先端にはフリップフロップのトランジスタQ4.
Q5を有するセンスアンプSAが設けられている。
該センスアンプSAはタイミング回路TCの出力信号φ
LによりトランジスタQ6がONLで活性化する。この
タイミング回路TCの入力はワードデコーダを駆動する
φ札が入力される。
LによりトランジスタQ6がONLで活性化する。この
タイミング回路TCの入力はワードデコーダを駆動する
φ札が入力される。
第2図に、本実施例に用いるタイミング回路TCの回路
図を示しである。この回路はトランジスタQ21〜Q
29とワードデコーダの出力信号φ−りに接続される入
力の抵抗R21と容量C21の時定数回路を有している
。
図を示しである。この回路はトランジスタQ21〜Q
29とワードデコーダの出力信号φ−りに接続される入
力の抵抗R21と容量C21の時定数回路を有している
。
第2図の回路において、ワードデコーダの出力信号φ札
の一つにつないでいる抵抗R21と容1c21がワード
線−りの遅れとなるようにセットする。
の一つにつないでいる抵抗R21と容1c21がワード
線−りの遅れとなるようにセットする。
トランジスタQ22のゲートに時定数回路の出力ノード
N1が接続している。このノードNlはワード線孔の一
番遠い所の電位と同じである。トランジスタQ22のソ
ースは1/2VCCに接続している。
N1が接続している。このノードNlはワード線孔の一
番遠い所の電位と同じである。トランジスタQ22のソ
ースは1/2VCCに接続している。
リセント期間中はリセット信号φRによってノードN2
. N3を電源レベル■CCまでチャージアンプする。
. N3を電源レベル■CCまでチャージアンプする。
トランジスタQ26 、Q27がONL、ノードN4も
電源レベルまで上昇する。ワード線−りが上昇してきて
も、1/2VCCを越えるまでは、トランジスタロ22
はOFFであるからノードN2は高いレベルにある。従
って、トランジスタQ26はONL、ておりトランジス
タQ26 、Q27 、Q25を通してノードN4に大
きな電流が流れている。このためノードN1が上がって
も、このトランジスタQ26 、Q27. Q25を経
由して流れる電流のためノードN4は高いレベルにある
。N4はトランジスタQ24のソース電位であるから、
この間ノードN1が上がってもトランジスタQ24はカ
ットオフ状態にある。多少ノードN4が落ちてきても、
トランジスタQ24がカットオフ状態でノードN3はま
だ高いレベルにある。ノードN1が1/2vCC+vt
hテトランジスタQ22がONL、ノードN2が1/2
VCCに低下する。トランジスタ026の電流が減少し
、・′−1・N4の電位が低下する。
電源レベルまで上昇する。ワード線−りが上昇してきて
も、1/2VCCを越えるまでは、トランジスタロ22
はOFFであるからノードN2は高いレベルにある。従
って、トランジスタQ26はONL、ておりトランジス
タQ26 、Q27 、Q25を通してノードN4に大
きな電流が流れている。このためノードN1が上がって
も、このトランジスタQ26 、Q27. Q25を経
由して流れる電流のためノードN4は高いレベルにある
。N4はトランジスタQ24のソース電位であるから、
この間ノードN1が上がってもトランジスタQ24はカ
ットオフ状態にある。多少ノードN4が落ちてきても、
トランジスタQ24がカットオフ状態でノードN3はま
だ高いレベルにある。ノードN1が1/2vCC+vt
hテトランジスタQ22がONL、ノードN2が1/2
VCCに低下する。トランジスタ026の電流が減少し
、・′−1・N4の電位が低下する。
ノードN4が落ちるとトランジスタ024がONL、ト
ランジスタQ24 、 Q 25に電流が流れ、ノード
N3がL″になる。するとゲートがノードN3に接続す
るトランジスタロ29がOFFとなり検出回路の出力φ
Lは検出信号“H”を出力する。以上のタイミング図を
第3図に示している。
ランジスタQ24 、 Q 25に電流が流れ、ノード
N3がL″になる。するとゲートがノードN3に接続す
るトランジスタロ29がOFFとなり検出回路の出力φ
Lは検出信号“H”を出力する。以上のタイミング図を
第3図に示している。
第4図に他の本発明の実施例の他のタイミング回路TC
を示している。第4図において時定数回路は第2図と同
様である。この回路はp−chM OS トランジスタ
Q31 、Q33と、n−chMoSトランジスタQ3
2 、Q34を有する。第5図の波形図とともに第4図
の回路の動作を説明する。
を示している。第4図において時定数回路は第2図と同
様である。この回路はp−chM OS トランジスタ
Q31 、Q33と、n−chMoSトランジスタQ3
2 、Q34を有する。第5図の波形図とともに第4図
の回路の動作を説明する。
トランジスタQ31のゲート信号φROが準備状態では
VSSであり、出力のトランジスタQ34のゲートのφ
R1がvCCになっている。トランジスタQ31はON
L、ており、ノードN2はvCCに上昇する。検出回路
の出力のφLは“L”即ち、VSSにリセットされてい
る。
VSSであり、出力のトランジスタQ34のゲートのφ
R1がvCCになっている。トランジスタQ31はON
L、ており、ノードN2はvCCに上昇する。検出回路
の出力のφLは“L”即ち、VSSにリセットされてい
る。
動作状態に入ると、φR1がVSS、φROがVCCに
なる。ワード線孔が上昇して、入力の時定数回路のR3
1C31によって、ノードN1が遅れて上がり、1/2
VCCを越すと、トランジスタQ32がON、ノードN
2がVCCから1/2vCCに落ちる。p−ch)ラン
ジスタ(7) Q33がON (V CC−V thテ
ONする)し、この時φR1はVSSでトランジスタ0
34はOFFだからφしが上昇し、センスアンプを動作
させる。
なる。ワード線孔が上昇して、入力の時定数回路のR3
1C31によって、ノードN1が遅れて上がり、1/2
VCCを越すと、トランジスタQ32がON、ノードN
2がVCCから1/2vCCに落ちる。p−ch)ラン
ジスタ(7) Q33がON (V CC−V thテ
ONする)し、この時φR1はVSSでトランジスタ0
34はOFFだからφしが上昇し、センスアンプを動作
させる。
次に、更に他の実施例として、上記のようにデコーダの
出力φ札にタイミング回路を接続するのではなく、ワー
ド線の一つのデコーダから最も遠い先端に検出回路TC
を設ける例を第6図に示す。
出力φ札にタイミング回路を接続するのではなく、ワー
ド線の一つのデコーダから最も遠い先端に検出回路TC
を設ける例を第6図に示す。
第6図において、タイミング回路は入力に時定数回路を
設けることなく、n−ch トランジスタQ61のゲー
トに直接ワード線孔を接続しており、トランジスタQ6
1のソースはビット線プリチャージ電圧VBC=1/2
VCCに舒接続している。第7図の波形図とともに説明
すると、ワード線WLの先端が1 / 2 V CC+
V thより高くなるとトランジスタQ61がONL
、ノードN1が1/2VCCに低下し、ノードN2がv
ss−+vccと急速に変化するので、ノードN2の信
号φLによりセンスアンプSAを駆動することができる
。なお、第6図のタイミング回路TCに前記の第2図ま
たは第4図の回路の時定数回路を除去した回路を用いる
ことができる。
設けることなく、n−ch トランジスタQ61のゲー
トに直接ワード線孔を接続しており、トランジスタQ6
1のソースはビット線プリチャージ電圧VBC=1/2
VCCに舒接続している。第7図の波形図とともに説明
すると、ワード線WLの先端が1 / 2 V CC+
V thより高くなるとトランジスタQ61がONL
、ノードN1が1/2VCCに低下し、ノードN2がv
ss−+vccと急速に変化するので、ノードN2の信
号φLによりセンスアンプSAを駆動することができる
。なお、第6図のタイミング回路TCに前記の第2図ま
たは第4図の回路の時定数回路を除去した回路を用いる
ことができる。
以上のように、本発明によれば、ワード線の電位を検出
して、その検出信号によりセンスアンプを動作させるの
で、ワード線の配線抵抗によるワード線の信号の伝達バ
ラツキやその化プロセス上のバラツキを考慮して余裕を
とる必要がなくメモリスピードが向上する。
して、その検出信号によりセンスアンプを動作させるの
で、ワード線の配線抵抗によるワード線の信号の伝達バ
ラツキやその化プロセス上のバラツキを考慮して余裕を
とる必要がなくメモリスピードが向上する。
第1図は本発明の半導体記憶装置の実施例の構成図、第
2図は第1図に用いるタイミング回路の回路図、第3図
は第2図の回路のタイミング波形を示す図、第4図は本
発明の他の実施例のタイミング回路を示す回路図、第5
図は第4図の回路のタイミング波形図、第6図は本発明
の更に他の実施例の回路図、第7図は第6図の回路のタ
イミング波形図、第8図(A)(B)はそれぞれ従来例
の回路図及び波形図、第9図は従来例のタイミング回路
図、第10図は従来例の波形図である。 吋、Q2・・・ビット線プリチャージ用のトランジスタ Q3 ・・・メモリセルのワードトランスファーゲ
ートのトランジスタ Q4.Q5 ・・・フリップフロップを構成するトラン
ジスタ Q6 ・・・センスアンプの活性化用トランジスタ φP ・・・プリチャージ信号 φし ・・・検出回路の出力(センスアンプSAの動作
信号) CB ・・・メモリセル TC・・・タイミング回路
2図は第1図に用いるタイミング回路の回路図、第3図
は第2図の回路のタイミング波形を示す図、第4図は本
発明の他の実施例のタイミング回路を示す回路図、第5
図は第4図の回路のタイミング波形図、第6図は本発明
の更に他の実施例の回路図、第7図は第6図の回路のタ
イミング波形図、第8図(A)(B)はそれぞれ従来例
の回路図及び波形図、第9図は従来例のタイミング回路
図、第10図は従来例の波形図である。 吋、Q2・・・ビット線プリチャージ用のトランジスタ Q3 ・・・メモリセルのワードトランスファーゲ
ートのトランジスタ Q4.Q5 ・・・フリップフロップを構成するトラン
ジスタ Q6 ・・・センスアンプの活性化用トランジスタ φP ・・・プリチャージ信号 φし ・・・検出回路の出力(センスアンプSAの動作
信号) CB ・・・メモリセル TC・・・タイミング回路
Claims (3)
- (1)1トランジスタ、1キャパシタ型のメモリセルを
有する半導体記憶装置において、デコーダから最も遠い
ワード線の電圧がビット線充電電圧とセルのトランジス
タのしきい値(Vth)の和以上になったことを検知す
る検出回路を設け、該回路の検出信号によりセンスアン
プを駆動することを特徴とする半導体記憶装置。 - (2)前記検出回路は入力に、デコーダから最も遠いワ
ード線の信号遅れになるように設定した遅延回路を持ち
、ワードデコーダの出力にその入力を接続してなること
を特徴とする特許請求の範囲第1項記載の半導体記憶装
置。 - (3)前記検出回路をワード線のデコーダから最も遠い
箇所に接続してなることを特徴とする特許請求の範囲第
1項記載の半導体記憶装置。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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