JPS62200821A - 半導体集積回路 - Google Patents
半導体集積回路Info
- Publication number
- JPS62200821A JPS62200821A JP61042588A JP4258886A JPS62200821A JP S62200821 A JPS62200821 A JP S62200821A JP 61042588 A JP61042588 A JP 61042588A JP 4258886 A JP4258886 A JP 4258886A JP S62200821 A JPS62200821 A JP S62200821A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- channel mos
- output
- inverter
- transistor
- turned
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 title claims description 4
- 239000000872 buffer Substances 0.000 claims description 8
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 abstract description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0008—Arrangements for reducing power consumption
- H03K19/0013—Arrangements for reducing power consumption in field effect transistor circuits
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Computing Systems (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Static Random-Access Memory (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野〕
本発明は半導体集積回路、特にその出力バッファなどに
用いられる0M05回路に関する。
用いられる0M05回路に関する。
CMOSインバータは第3図に示すように、pチャネル
MOSトランジスタQ1とnチャネルMOSトランジス
タQ2を直列に接続し、これらのトランジスタのゲート
に同じ入力を加え、直列接続点を出力端としてなり、半
導体集積回路に広く使用されるが、出力がH(ハイ)レ
ベル、L(ロー)レベル間で切換わるときトランジスタ
Ql、’Q2が同時にオンになり電源VccからVss
へ電流が流れるという問題がある。即ち、入力がLから
Hに変るとき、nチャネルMOSトランジスタQ2の閾
値電圧■1まで入力レベルが上るとトランジスタQ2が
オンになり、このときトランジスタQ+はオンであるか
らQl、Q2を通ってVccからVssへ電流が流れる
。入力レベルが更に上昇して■2(Vcc−1)チャネ
ルMOSトランジスタQ1の閾値電圧)になるとトラン
ジスタQ1はオフになり、VccからVssへの電流は
とまるが、このVl、V2間は電源VCCからVssへ
Ql、G2を通る電流が流れる。
MOSトランジスタQ1とnチャネルMOSトランジス
タQ2を直列に接続し、これらのトランジスタのゲート
に同じ入力を加え、直列接続点を出力端としてなり、半
導体集積回路に広く使用されるが、出力がH(ハイ)レ
ベル、L(ロー)レベル間で切換わるときトランジスタ
Ql、’Q2が同時にオンになり電源VccからVss
へ電流が流れるという問題がある。即ち、入力がLから
Hに変るとき、nチャネルMOSトランジスタQ2の閾
値電圧■1まで入力レベルが上るとトランジスタQ2が
オンになり、このときトランジスタQ+はオンであるか
らQl、Q2を通ってVccからVssへ電流が流れる
。入力レベルが更に上昇して■2(Vcc−1)チャネ
ルMOSトランジスタQ1の閾値電圧)になるとトラン
ジスタQ1はオフになり、VccからVssへの電流は
とまるが、このVl、V2間は電源VCCからVssへ
Ql、G2を通る電流が流れる。
CMOSインバータは一方のトランジスタがオンのとき
他方のトランジスタはオフであり、従って電源Vccか
らVssへQl、G2を通って流れる電流はなく、流れ
るのは回路の容量の充放電電流だけであるのが特徴であ
るが、切換時には上記のようにV cc、 V ss
間電流がある。
他方のトランジスタはオフであり、従って電源Vccか
らVssへQl、G2を通って流れる電流はなく、流れ
るのは回路の容量の充放電電流だけであるのが特徴であ
るが、切換時には上記のようにV cc、 V ss
間電流がある。
CMOSインバータが内部ゲート又は入カバンファなど
に使われる小型のものではVcc、Vss間電流がある
といってもそれは微小電流であるから格別問題はない。
に使われる小型のものではVcc、Vss間電流がある
といってもそれは微小電流であるから格別問題はない。
しかし出力バッファなどに使われるW/Lの大きなトラ
ンジスタを使用したCMOSインバータではこのVcc
、Vss間電流が大きくなり、更に複数個の出カバソフ
ァが同時オンオフするような場合は各バッファの電流の
和が流れるから電源Vccの電位降下、電源Vssの電
位上昇が生じる。
ンジスタを使用したCMOSインバータではこのVcc
、Vss間電流が大きくなり、更に複数個の出カバソフ
ァが同時オンオフするような場合は各バッファの電流の
和が流れるから電源Vccの電位降下、電源Vssの電
位上昇が生じる。
これらは特に入力レベルに影響を与え、例えばVssが
上昇するとHレベル入力がLレベル入力と判定され、回
路の誤動作、発振などを生じる恐れがある。
上昇するとHレベル入力がLレベル入力と判定され、回
路の誤動作、発振などを生じる恐れがある。
本発明はか−る点を改善し、一方のトランジスタがオフ
しなければ他方のトランジスタはオンしないようにして
V cc、 V ss間電流を阻止しようとするもので
ある。
しなければ他方のトランジスタはオンしないようにして
V cc、 V ss間電流を阻止しようとするもので
ある。
本発明の半導体集積回路は、pチャネルMOSトランジ
スタとnチャネルMOSトランジスタを直列に接続して
なるCMOSインバータと、該pチャネルMOSトラン
ジスタのゲート電圧を受け、咳、トランジスタがオフし
たのちLレベル出力を生じる第1のインバータと、該n
チャネルMOSトランジスタのゲート電圧を受け、該ト
ランジスタがオフしたのちHレベル出力を生じる第2の
インバータと、入力信号と第1のインバータの出力を受
け、nチャネルMOSトランジスタのゲート電圧を与え
るノアゲートと、入力信号と第2のインバータの出力を
受け、pチャネルMOSトランジスタのゲート電圧を与
えるナンドゲートとからなるCMOSバッファを備える
ことを特徴とするものである。
スタとnチャネルMOSトランジスタを直列に接続して
なるCMOSインバータと、該pチャネルMOSトラン
ジスタのゲート電圧を受け、咳、トランジスタがオフし
たのちLレベル出力を生じる第1のインバータと、該n
チャネルMOSトランジスタのゲート電圧を受け、該ト
ランジスタがオフしたのちHレベル出力を生じる第2の
インバータと、入力信号と第1のインバータの出力を受
け、nチャネルMOSトランジスタのゲート電圧を与え
るノアゲートと、入力信号と第2のインバータの出力を
受け、pチャネルMOSトランジスタのゲート電圧を与
えるナンドゲートとからなるCMOSバッファを備える
ことを特徴とするものである。
この回路ではCMOSインバータの一方のトランジスタ
がオフしなければ他方のトランジスタはオンしないよう
にしたので、H,L切換え時にCMOSインバータを通
って電源VccからVssへ流れる電流はなく、出力バ
ッファなどにこのCMOSインバータを使用した場合も
電源ノイズの発生を回避することができ、従ってノイズ
発生を気にすることなく該トランジスタのW/Lを大き
くできる等の利点が得られる。
がオフしなければ他方のトランジスタはオンしないよう
にしたので、H,L切換え時にCMOSインバータを通
って電源VccからVssへ流れる電流はなく、出力バ
ッファなどにこのCMOSインバータを使用した場合も
電源ノイズの発生を回避することができ、従ってノイズ
発生を気にすることなく該トランジスタのW/Lを大き
くできる等の利点が得られる。
第1図に本発明回路の基本形を示す。Ql、G2はC)
10Sインバータを構成する前記p、nチャネルMOS
トランジスタで、本発明ではこれらのトランジスタのゲ
ートと入力端の間にインバータG + 。
10Sインバータを構成する前記p、nチャネルMOS
トランジスタで、本発明ではこれらのトランジスタのゲ
ートと入力端の間にインバータG + 。
G4、ノアゲートG2、およびナンドゲートG4を図示
の如く挿入する。
の如く挿入する。
このようにすると、トランジスタQl、Q2の同時オン
を防ぐことができる。即ち、入力がLレベルのときナン
ドゲートG3の出力はH1pチャネルMOSトランジス
タQ1はオフ、またインバータG1の出力はL1ノアゲ
ートG2の出力はH5nチャネルMOSトランジスタQ
2はオン、従って出力はしてある。またインバータG4
の出力はして、ナンドゲートG3の出力Hを保持してい
る。
を防ぐことができる。即ち、入力がLレベルのときナン
ドゲートG3の出力はH1pチャネルMOSトランジス
タQ1はオフ、またインバータG1の出力はL1ノアゲ
ートG2の出力はH5nチャネルMOSトランジスタQ
2はオン、従って出力はしてある。またインバータG4
の出力はして、ナンドゲートG3の出力Hを保持してい
る。
この状態で入力がHへ立上ると、ノアゲートG2の閾値
を越えたところで該G2の出力はL、従ってG2はオフ
となる。またインバータG4の出力はH、ナンドゲート
G3の出力はり、 l−ランジスタQ1はオン、出力
はHになる。またインバータG1の出力はHになり、ノ
アゲートG2の出力りを維持する。こうして、入力がL
からHへ立上るときはQ+オフ、G2オン(出力し)か
らQ1オフ、G2オフ、を経てQ1オン、G2オフ(出
力H)になり、Q1オン、G2オンの4火態はないから
電源VccからVssへの電流はない。なおこの動作を
確実にするには、G2がオフになったあとでG4出力が
Hになる必要があるが、これにはインバータG4のL−
H閾値をトランジスタQ2の闇値に限りなく接近させれ
ば(以下にすれば)よい。
を越えたところで該G2の出力はL、従ってG2はオフ
となる。またインバータG4の出力はH、ナンドゲート
G3の出力はり、 l−ランジスタQ1はオン、出力
はHになる。またインバータG1の出力はHになり、ノ
アゲートG2の出力りを維持する。こうして、入力がL
からHへ立上るときはQ+オフ、G2オン(出力し)か
らQ1オフ、G2オフ、を経てQ1オン、G2オフ(出
力H)になり、Q1オン、G2オンの4火態はないから
電源VccからVssへの電流はない。なおこの動作を
確実にするには、G2がオフになったあとでG4出力が
Hになる必要があるが、これにはインバータG4のL−
H閾値をトランジスタQ2の闇値に限りなく接近させれ
ば(以下にすれば)よい。
また入力がHからLへ立下るときはナンドゲートG3の
出力がH,l−ランジスタQ+がオフ、インバータG!
の出力がし、ノアゲー)G2の出力がH,トランジスタ
Q2がオン、出力はLになる。
出力がH,l−ランジスタQ+がオフ、インバータG!
の出力がし、ノアゲー)G2の出力がH,トランジスタ
Q2がオン、出力はLになる。
この場合もQ1オンQ2オフ、Q1オフQ2オフ、Q1
オフQ2オンの経過を辿り、Ql、G2が同時にオンす
ることはなく、またか\る動作を確実にするにはQlが
オフした後で01出力がLになればよく、このためには
GIの閾値をVcc−Vth+に限りなく接近させれば
(以上にすれば)よい。
オフQ2オンの経過を辿り、Ql、G2が同時にオンす
ることはなく、またか\る動作を確実にするにはQlが
オフした後で01出力がLになればよく、このためには
GIの閾値をVcc−Vth+に限りなく接近させれば
(以上にすれば)よい。
こ\でVth+はQIの閾値である。
第2図は第1図の具体例である。p、nチャネルMoS
トランジスタQll 、GI2はCMOSインバータG
1を、またp、nチャネルMOSトランジスタQ13
、GI4はCMOSインバータG4を構成し、上記閾値
の要求からQll 、G14のW/Lは大に、GI2
、GI3のW/Lは小にしである。pチャネルMOSト
ランジスタQ3.Q4およびnチャネルMOSトランジ
スタQs、QaはノアゲートG2を、またpチャネルM
OSトランジスタQ?、QllおよびnチャネルMOS
トランジスタQ9.QIOはナンドゲートG3を構成す
る。
トランジスタQll 、GI2はCMOSインバータG
1を、またp、nチャネルMOSトランジスタQ13
、GI4はCMOSインバータG4を構成し、上記閾値
の要求からQll 、G14のW/Lは大に、GI2
、GI3のW/Lは小にしである。pチャネルMOSト
ランジスタQ3.Q4およびnチャネルMOSトランジ
スタQs、QaはノアゲートG2を、またpチャネルM
OSトランジスタQ?、QllおよびnチャネルMOS
トランジスタQ9.QIOはナンドゲートG3を構成す
る。
る。
以上説明したように本発明によればCMOSインバータ
の一方のトランジスタがオフしなければ他方のトランジ
スタはオンしないようにしたので、H0L切換え時にC
MOSインバータを通って電源VccからVssへ流れ
る電流はなく、出カバソファなどにこのCMOSインバ
ータを使用した場合も電源ノイズの発生を回避すること
ができ、従ってノイズ発生を気にすることなく該トラン
ジスタのW/Lを大きくできる等の利点が得られる。
の一方のトランジスタがオフしなければ他方のトランジ
スタはオンしないようにしたので、H0L切換え時にC
MOSインバータを通って電源VccからVssへ流れ
る電流はなく、出カバソファなどにこのCMOSインバ
ータを使用した場合も電源ノイズの発生を回避すること
ができ、従ってノイズ発生を気にすることなく該トラン
ジスタのW/Lを大きくできる等の利点が得られる。
第1図は本発明回路の基本形を示す回路図、第2図は第
1図の具体例を示す回路図、第3図は従来例を示す回路
図である。 QlはpチャネルMOSトランジスタ、G2はnチャネ
ルMOSトランジスタ、G1は第1のインバータ、G4
は第2のインバータ、G2はノアゲート、G3はナンド
ゲートである。
1図の具体例を示す回路図、第3図は従来例を示す回路
図である。 QlはpチャネルMOSトランジスタ、G2はnチャネ
ルMOSトランジスタ、G1は第1のインバータ、G4
は第2のインバータ、G2はノアゲート、G3はナンド
ゲートである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 pチャネルMOSトランジスタとnチャネルMOSトラ
ンジスタを直列に接続してなるCMOSインバータと、 該pチャネルMOSトランジスタのゲート電圧を受け、
該トランジスタがオフしたのちLレベル出力を生じる第
1のインバータと、 該nチャネルMOSトランジスタのゲート電圧を受け、
該トランジスタがオフしたのちHレベル出力を生じる第
2のインバータと、 入力信号と第1のインバータの出力を受け、nチャネル
MOSトランジスタのゲート電圧を与えるノアゲートと
、 入力信号と第2のインバータの出力を受け、pチャネル
MOSトランジスタのゲート電圧を与えるナンドゲート
とからなるCMOSバッファを備えることを特徴とする
半導体集積回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61042588A JPS62200821A (ja) | 1986-02-27 | 1986-02-27 | 半導体集積回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61042588A JPS62200821A (ja) | 1986-02-27 | 1986-02-27 | 半導体集積回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62200821A true JPS62200821A (ja) | 1987-09-04 |
Family
ID=12640220
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61042588A Pending JPS62200821A (ja) | 1986-02-27 | 1986-02-27 | 半導体集積回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62200821A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02114718A (ja) * | 1988-10-25 | 1990-04-26 | Nec Corp | 出力バッファ回路 |
JPH0370429U (ja) * | 1989-11-10 | 1991-07-15 |
-
1986
- 1986-02-27 JP JP61042588A patent/JPS62200821A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02114718A (ja) * | 1988-10-25 | 1990-04-26 | Nec Corp | 出力バッファ回路 |
JPH0370429U (ja) * | 1989-11-10 | 1991-07-15 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPH05175811A (ja) | パワーオンリセット回路 | |
JPS5928986B2 (ja) | 半導体集積回路 | |
JPS62200821A (ja) | 半導体集積回路 | |
JP3813307B2 (ja) | パストランジスタ論理回路 | |
JPH0543212B2 (ja) | ||
JPH0583104A (ja) | 半導体集積回路 | |
JPH09214324A (ja) | Cmos論理回路 | |
JPH03179814A (ja) | レベルシフト回路 | |
JPS63164526A (ja) | レベルコンバ−タ | |
JPS59200524A (ja) | Cmosマルチプレクサ | |
JPH1127114A (ja) | 高ヒステリシス幅入力回路 | |
JP2745697B2 (ja) | 半導体集積回路 | |
JPS5847323A (ja) | ヒステリシス回路 | |
JP2979627B2 (ja) | 差動回路 | |
JP2712432B2 (ja) | 多数決論理回路 | |
JPH04103215A (ja) | 半導体集積回路の入力回路 | |
KR930005445Y1 (ko) | 디코더 회로 | |
JP2527199Y2 (ja) | Icのテストモード設定回路 | |
JPH02105723A (ja) | レベル変換回路 | |
JPH02128516A (ja) | インバータ回路 | |
JPH04213919A (ja) | 半導体集積回路 | |
JPH0247920A (ja) | 出力バッファ回路 | |
JPH02295307A (ja) | 半導体装置 | |
JPS6281809A (ja) | 半導体集積論理回路 | |
JPH048013A (ja) | バイポーラmos構成の3ステート・ドライバ回路 |