JPS6152017A - 分圧回路 - Google Patents
分圧回路Info
- Publication number
- JPS6152017A JPS6152017A JP17466784A JP17466784A JPS6152017A JP S6152017 A JPS6152017 A JP S6152017A JP 17466784 A JP17466784 A JP 17466784A JP 17466784 A JP17466784 A JP 17466784A JP S6152017 A JPS6152017 A JP S6152017A
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- JP
- Japan
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- voltage
- transistor
- gate
- drain
- series
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- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/24—Frequency-independent attenuators
- H03H11/245—Frequency-independent attenuators using field-effect transistor
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は分圧回路、特にスイッチング可能な分圧回路に
関するものである。
関するものである。
(従来の技術)
この種の分圧回路の従来例を第3図及び第4図に示す。
第3図は抵抗孔8.几2による分圧手段と直列にスイッ
チフグ用トランジスタQエヲ接続したものであり、トラ
ンジスタQ工はインバータ11全通して入力信号φによ
って制御されている。
チフグ用トランジスタQエヲ接続したものであり、トラ
ンジスタQ工はインバータ11全通して入力信号φによ
って制御されている。
第4図はMOS トランジスタQ 1s t Q 1□
による分圧手段と直列にスイッチング用トランジスタQ
13を接続したもので、トランジスタQ13はイ7バー
タIよ、を通して入力信号φによって制御てれている。
による分圧手段と直列にスイッチング用トランジスタQ
13を接続したもので、トランジスタQ13はイ7バー
タIよ、を通して入力信号φによって制御てれている。
いず几もスイッチング用トランジスタQt+Q13が導
通した時に分圧電圧が得られる。これら従来例では、分
圧比を決める抵抗R1,R,2又はMOSトランジスタ
Q1□、Q工2 と直列にスイッチング用トランジスタ
Q1.Q工3が接続しである為、スイッチング用トラン
ジスタQ工、Q工3のオン抵抗が、分圧比に以下の様に
影響を与える。
通した時に分圧電圧が得られる。これら従来例では、分
圧比を決める抵抗R1,R,2又はMOSトランジスタ
Q1□、Q工2 と直列にスイッチング用トランジスタ
Q1.Q工3が接続しである為、スイッチング用トラン
ジスタQ工、Q工3のオン抵抗が、分圧比に以下の様に
影響を与える。
第3図に示した従来例の場合、分圧比を決める抵抗孔□
、R2の抵抗値fer 1 、 r 2 とし、スイ
ッチング用トランジスタQ□のオン抵抗trONトし、
トランジスタQ□のチャンネル長をり、チャンネル幅を
W、ゲート酸化膜厚1Tox、ゲート領域内の移動度を
μ、ゲート酸化膜の誘電率をε。8゜ゲートしきい値電
圧’l”’T+ゲート電極・ソース電極間電圧をV。8
とするとトランジスタQ1のドレイ/電流IDは ただしvDsはトランジスタQ1のドレイン・ン=βと
おくと、 ID=β・(■as−vT) ・Vos =
・(xつ(1′)式エリr。Nは rON=vDS/ID =VDs/(β・(Vo、−vT)・vDs)=1/(
β・(MOS VT)) ・・−・・−・−
<1勺一方、分圧比は電源電圧をVDDI出力端子電圧
をvOUTとすると voUT/■DD=(r2+roN)/(r1+r2f
roN) ・・・(2)(2)式に0/′)式を代入す
ると、分圧比は分圧比が、スイッチングトランジスタQ
1のβ。
、R2の抵抗値fer 1 、 r 2 とし、スイ
ッチング用トランジスタQ□のオン抵抗trONトし、
トランジスタQ□のチャンネル長をり、チャンネル幅を
W、ゲート酸化膜厚1Tox、ゲート領域内の移動度を
μ、ゲート酸化膜の誘電率をε。8゜ゲートしきい値電
圧’l”’T+ゲート電極・ソース電極間電圧をV。8
とするとトランジスタQ1のドレイ/電流IDは ただしvDsはトランジスタQ1のドレイン・ン=βと
おくと、 ID=β・(■as−vT) ・Vos =
・(xつ(1′)式エリr。Nは rON=vDS/ID =VDs/(β・(Vo、−vT)・vDs)=1/(
β・(MOS VT)) ・・−・・−・−
<1勺一方、分圧比は電源電圧をVDDI出力端子電圧
をvOUTとすると voUT/■DD=(r2+roN)/(r1+r2f
roN) ・・・(2)(2)式に0/′)式を代入す
ると、分圧比は分圧比が、スイッチングトランジスタQ
1のβ。
vTに依存しない様にするには
となる様にしなければならない事が(3)式から明らか
であり、この為には、βを大きく、すなわち、スイッチ
ングトランジスタQ1の素子サイズヲ太きくしなければ
ならないという欠点を有する。
であり、この為には、βを大きく、すなわち、スイッチ
ングトランジスタQ1の素子サイズヲ太きくしなければ
ならないという欠点を有する。
第4図に示した従来例の場合は、分圧比を決める抵抗t
−MOSトランジヌタQ s、r Q 12の抵抗成分
で実現したものであり、分圧比を決めるMOBトランジ
スタQ工□のチャ/ネル長1r:Lx、チャ7ネル幅を
W、、ゲート酸化膜厚ヲT0.□、移動夏をμm、酸化
膜の誘電率をε。8.ゲートしきい値電圧をVTl、ゲ
ート電極ソース電極間電圧6v。31とし、MOS)ラ
ノジスタQ工2のチャンネル長をL2 +チャンネル幅
f:W2.ゲート酸化膜厚tT。82゜移動度をμ2.
酸化膜の誘電率をe、8.ゲートしきい値電圧をVT2
.ゲート電極ソース電極間電圧をV。8□とすると、M
OS トランジスタQ1□のドレイ7を流工。、は ・・・・・・・・・・・・(4) う/ジスタQ工2のドレイ/電流ID2はさらにスイッ
チング用MO8トランジスタQ13についてもチャンネ
ル長I” 3 sチャンネル幅W3゜ゲーζ酸化膜厚T
O201移動度μ3.ゲートしきい値電圧v73 +
ゲート電極ソース電極間電圧をV。83とおくとMOS
トランジスタQ工、のドレイy′tIL流ID3は ・・・・・・・・・・・・(6) ただしvosaはQ3のドレイン・ソース間電圧。
−MOSトランジヌタQ s、r Q 12の抵抗成分
で実現したものであり、分圧比を決めるMOBトランジ
スタQ工□のチャ/ネル長1r:Lx、チャ7ネル幅を
W、、ゲート酸化膜厚ヲT0.□、移動夏をμm、酸化
膜の誘電率をε。8.ゲートしきい値電圧をVTl、ゲ
ート電極ソース電極間電圧6v。31とし、MOS)ラ
ノジスタQ工2のチャンネル長をL2 +チャンネル幅
f:W2.ゲート酸化膜厚tT。82゜移動度をμ2.
酸化膜の誘電率をe、8.ゲートしきい値電圧をVT2
.ゲート電極ソース電極間電圧をV。8□とすると、M
OS トランジスタQ1□のドレイ7を流工。、は ・・・・・・・・・・・・(4) う/ジスタQ工2のドレイ/電流ID2はさらにスイッ
チング用MO8トランジスタQ13についてもチャンネ
ル長I” 3 sチャンネル幅W3゜ゲーζ酸化膜厚T
O201移動度μ3.ゲートしきい値電圧v73 +
ゲート電極ソース電極間電圧をV。83とおくとMOS
トランジスタQ工、のドレイy′tIL流ID3は ・・・・・・・・・・・・(6) ただしvosaはQ3のドレイン・ソース間電圧。
ID3=β3 (MOS3 二vT3) ・ vDs3
・・・・・・(6つ一万IDI”ID2
”ID3 ・・・・・・・・・(7
)又、vDD=Vas 1+VGS2 +VDS3
−−・・(8)同一チップ上にMOS トランジスタ
Q1□r Q 1□。
・・・・・・(6つ一万IDI”ID2
”ID3 ・・・・・・・・・(7
)又、vDD=Vas 1+VGS2 +VDS3
−−・・(8)同一チップ上にMOS トランジスタ
Q1□r Q 1□。
O13に形成するとVTl=Vrz=VTs=vTfあ
る。(4)式、(5)式、釦式、(7)式、(8)式よ
り、分圧比は電源電圧をVD。とおくと ・・・・・・・・・(9) ただしB=lβ1/β2とおいた。
る。(4)式、(5)式、釦式、(7)式、(8)式よ
り、分圧比は電源電圧をVD。とおくと ・・・・・・・・・(9) ただしB=lβ1/β2とおいた。
MOSトラフ′)ス、1IQ1□、Q□21Q13を同
一ペレット上に形成すれば、β□、β2.β3は同じ様
にばらつくためβ1.β2ンβ3の比は一定に保たれ、
第4図の場合は分圧比はβのバラツキの影響を受けない
。しかし、vTに依存する事は(9)式から明らかであ
る。
一ペレット上に形成すれば、β□、β2.β3は同じ様
にばらつくためβ1.β2ンβ3の比は一定に保たれ、
第4図の場合は分圧比はβのバラツキの影響を受けない
。しかし、vTに依存する事は(9)式から明らかであ
る。
従って、VTのバラツキに伴なって分圧比もバラツキ、
これは分圧出力をコノパレータ等の比較基準電圧に使う
場合に非常に不都合である。
これは分圧出力をコノパレータ等の比較基準電圧に使う
場合に非常に不都合である。
で表わされるβの製造バラツキの影響を受ケない分圧出
力電圧を得られるスイッチング可能な分圧回路を提供す
る事にある。
力電圧を得られるスイッチング可能な分圧回路を提供す
る事にある。
(問題点を解決するための手段)
本発明によれば、直列接続された複数個のMOSトラン
ジスタのオン抵抗で電圧を分圧する分圧回路を構成する
MOSトランジスタに制御信号を与えて、このMO8ト
ランジスタのオン・オフにより分圧電圧の出力?制御す
る分圧回路を得る。すなわち、更に詳しくは、第1のM
O8トランジスタのドレイン電極を第1の電源電位に接
続し、第1のMO3トランジスタのゲート電極にスイッ
チング信号源を接続し、更に第1のMO8トランジスタ
のバンクゲート電極とソース電極を接続し前記第1のM
oS トランジスタと同一4′rIL型の第2のMO8
トランジスタを第1のMO8トランジスタのソース電極
と第2の電源電位との間にN個直列に接続し、N個の第
2のMO8トランジスタのゲート電極を各々のドレイン
電極に接続し、N個の第2のMO8トランジスタのパッ
クゲート電極を各々のソース電極に接続し、N個の第2
のMOSトランジスタのうち任意のソース電極を出力端
子とする分圧回路を得ることができる。
ジスタのオン抵抗で電圧を分圧する分圧回路を構成する
MOSトランジスタに制御信号を与えて、このMO8ト
ランジスタのオン・オフにより分圧電圧の出力?制御す
る分圧回路を得る。すなわち、更に詳しくは、第1のM
O8トランジスタのドレイン電極を第1の電源電位に接
続し、第1のMO3トランジスタのゲート電極にスイッ
チング信号源を接続し、更に第1のMO8トランジスタ
のバンクゲート電極とソース電極を接続し前記第1のM
oS トランジスタと同一4′rIL型の第2のMO8
トランジスタを第1のMO8トランジスタのソース電極
と第2の電源電位との間にN個直列に接続し、N個の第
2のMO8トランジスタのゲート電極を各々のドレイン
電極に接続し、N個の第2のMO8トランジスタのパッ
クゲート電極を各々のソース電極に接続し、N個の第2
のMOSトランジスタのうち任意のソース電極を出力端
子とする分圧回路を得ることができる。
(実施例)
以下、本発明を図面を参照してより詳細に説明する。第
1図は本発明の一実施例を示す分圧回路の回路図である
。ドレイン電極がvDD に接続しているNch MO
S )ランジスタQ2□はスイッチフグ素子であるとと
もに分圧要素として動作し、MOSトランジスタQ2□
のゲート電極に接続されているインバータ回路I2□は
そのハイレベル出力電圧がVDD と同電位である様
なインバータ回路である。インバータI2□がハイレベ
ルを出力している時、MOSトランジスタQ2□のゲー
ト電位はVDDと同電位であり、MOSトランジスタQ
2□のドレイン電極はVDDに接続している。従って、
MOSトランジスタQ2□はドレイン・ゲート電極を接
続した形で動作する。同一サイズのMO8トランジスタ
Q2□をMOSトランジスタQ2工に直列様に求めら几
る。
1図は本発明の一実施例を示す分圧回路の回路図である
。ドレイン電極がvDD に接続しているNch MO
S )ランジスタQ2□はスイッチフグ素子であるとと
もに分圧要素として動作し、MOSトランジスタQ2□
のゲート電極に接続されているインバータ回路I2□は
そのハイレベル出力電圧がVDD と同電位である様
なインバータ回路である。インバータI2□がハイレベ
ルを出力している時、MOSトランジスタQ2□のゲー
ト電位はVDDと同電位であり、MOSトランジスタQ
2□のドレイン電極はVDDに接続している。従って、
MOSトランジスタQ2□はドレイン・ゲート電極を接
続した形で動作する。同一サイズのMO8トランジスタ
Q2□をMOSトランジスタQ2工に直列様に求めら几
る。
ID1=ID2 ・・・・・・
・・・・・・(1四VDD”VDSユ+VOS□
・・・・・・・・・・・・I■oUT=■D8
□ ・・・・・・・・・・・・叫故
ニ分圧比■0UVvDDは、 (161式においてB=β、/β2である。MoS ト
ランジスタQ21とQ2□とは同じ大きさのものである
のでβ□=β2であり9=1である。従ってaQ式は、 となる。すなわち分圧比はβ、vTに依存せず、■Tl
βの絶対値のバラツキの影響を受けない。
・・・・・・(1四VDD”VDSユ+VOS□
・・・・・・・・・・・・I■oUT=■D8
□ ・・・・・・・・・・・・叫故
ニ分圧比■0UVvDDは、 (161式においてB=β、/β2である。MoS ト
ランジスタQ21とQ2□とは同じ大きさのものである
のでβ□=β2であり9=1である。従ってaQ式は、 となる。すなわち分圧比はβ、vTに依存せず、■Tl
βの絶対値のバラツキの影響を受けない。
第2図は本発明の他の実施例であり、同一サイでいる。
IDI ”ID2 ”ID3 ”ID4 ”IJ)5
・・用シクVDD=VD81+VDS2+VDS
3+VDS4+VDS5 C2:5αη〜(ハ)式を解
いて、分圧比Votrr/VDDは(3V 7 (1+
着圧) +(背+ VB)−+JPj;”; ) ・
(VDD 2VT)) ”−・c!43友だ
しB2=β1/β2+B3”β1/β3pB4=β、/
β4.B5==β1/β5とおいた。同じサイズのMO
Sトラフ′)スタQ31〜Q35を5個直列にしている
のであるから B2=B3=B4=B5=1である。従って。乃式は、 =315 ・川・・(241となり、
分圧比は”Trβの絶対値のバラツキの影響を受けない
。これが直列段数が何段になっても成立する事は明らか
である。
・・用シクVDD=VD81+VDS2+VDS
3+VDS4+VDS5 C2:5αη〜(ハ)式を解
いて、分圧比Votrr/VDDは(3V 7 (1+
着圧) +(背+ VB)−+JPj;”; ) ・
(VDD 2VT)) ”−・c!43友だ
しB2=β1/β2+B3”β1/β3pB4=β、/
β4.B5==β1/β5とおいた。同じサイズのMO
Sトラフ′)スタQ31〜Q35を5個直列にしている
のであるから B2=B3=B4=B5=1である。従って。乃式は、 =315 ・川・・(241となり、
分圧比は”Trβの絶対値のバラツキの影響を受けない
。これが直列段数が何段になっても成立する事は明らか
である。
(発明の効果)
以上、説明した様に、本発明の分圧回路によれば製造上
に依存するV7.βの影響を受けない為、安定な分圧比
1分圧出力を得る事が出来る。
に依存するV7.βの影響を受けない為、安定な分圧比
1分圧出力を得る事が出来る。
尚、本発明は上述した例にのみ限定されず、幾多の変更
を加え得るものとする。例えばNch MOSトランジ
スタf Pch MOS トランジスタに置換する事に
エリ同様の効果を得る事が出来る。
を加え得るものとする。例えばNch MOSトランジ
スタf Pch MOS トランジスタに置換する事に
エリ同様の効果を得る事が出来る。
第1図、第2図はそれぞれ本発明の実施例を示す回路図
であり、第3図、第4図は従来の分圧回路を示す回路図
である。 几□lR2・・・・・・抵抗、φ・・・・・・スイッチ
ング信号、■□、工□ユ* 工21 + I 3□・・
・・・・インバータ回路、Ql r Qll〜Q1!
r C22tQ2z 1Q31〜Q3SS 第1霞 1/hA 玲δ 躬3図 耐 吟S 第4閏
であり、第3図、第4図は従来の分圧回路を示す回路図
である。 几□lR2・・・・・・抵抗、φ・・・・・・スイッチ
ング信号、■□、工□ユ* 工21 + I 3□・・
・・・・インバータ回路、Ql r Qll〜Q1!
r C22tQ2z 1Q31〜Q3SS 第1霞 1/hA 玲δ 躬3図 耐 吟S 第4閏
Claims (1)
- 電源電位間に直列に接続された複数個のMOSトランジ
スタと、該複数個のMOSトランジスタの任意のトラン
ジスタ同志の接続点から出力を取る手段と、該複数個の
MOSトランジスタの所定のトランジスタに該所定のト
ランジスタの導通・非導通を制御する信号を加える手段
とを含むことを特徴とする分圧回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17466784A JPS6152017A (ja) | 1984-08-22 | 1984-08-22 | 分圧回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17466784A JPS6152017A (ja) | 1984-08-22 | 1984-08-22 | 分圧回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6152017A true JPS6152017A (ja) | 1986-03-14 |
Family
ID=15982589
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP17466784A Pending JPS6152017A (ja) | 1984-08-22 | 1984-08-22 | 分圧回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6152017A (ja) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5284987A (en) * | 1976-01-07 | 1977-07-14 | Hitachi Ltd | Voltage dividing circuit |
-
1984
- 1984-08-22 JP JP17466784A patent/JPS6152017A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5284987A (en) * | 1976-01-07 | 1977-07-14 | Hitachi Ltd | Voltage dividing circuit |
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