JPS6124356A

JPS6124356A - 復調装置

Info

Publication number: JPS6124356A
Application number: JP14471384A
Authority: JP
Inventors: Yasutsune Yoshida; 泰玄吉田
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1984-07-12
Filing date: 1984-07-12
Publication date: 1986-02-03
Also published as: JPH0234548B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（技術分野）本発明は復調装置に関し、特にディジタル搬送波伝送方
式において、復副ベースパ／ド信号１？ンプリング整形
してディジタル変換するだめの、タイミング信号発生手
段を改良する復調装置に関する。

（従来技術）ディジタル搬送波伝送方式に用いられる復調装置におい
ては、一般に復調されたベースバンド信号をディジタル
信号に変換するために、所定の周期ならびにタイミング
位相金有するタイミング信号を必要とし、このタイミン
グ信号の発生手段として、一般に、復調ベースバンド信
号より所定のタイミング信号を再生するタイミング同期
回路が用いられている。

第１図に示されるのは、従来の復調装置の１例で、第１
の位相検波器１と、第２の位相検波器２と、π／２位相
推移器３と、２ビツトＡ／Ｄコンバータ４および５と、
搬送波再生回路６と、全波整流回路７および８と１位相
調整回路９および１０と、位相比較器１１、低域う波器
１２および電圧制御発振器１３より成る第１のタイミン
グ同期回路１４と、第１のタイミング同期回路と同様の
桝成内容および機能を有する第２のタイミング同期回路
１５とを備えている。

この従来例（は、４相位相変調波に対する復調装置の場
合を示しており、４相位相変調信号Ｓは２分岐されて、
それぞれ第１および第２の位相検波器１および２に入力
される。一方、搬送波再生回路６からは所定の位相の搬
送波再生信号が出力され、２分岐されてπ／２位相推移
器３を介して相互にπ／２ラジアンの位相差を有する基
準信号として、それぞれ第１および第２の位相波波器に
供給される。第１および第２の位相検波器１および２に
おいては、２分岐された４相位相変副他号Ｓが、前記基
準信号を介して同期検波され、それぞれ２値ベ一スバン
ド信号として２ピツ）Ａ／Ｄコ・ンバータ４および５に
送られるとともに、対応する全波整流回路７および８に
入力される。全波整流回路７および８においては、それ
ぞれの２値ベ一スバンド信号は２逓倍され、タイミング
信号が抽出される。この抽出イー号は、それぞれ第ｌお
よび第２のタイミング同期回路１４および１５に入力さ
れるが、これらのタイミング同期回路の動作内容につい
ては、どちらか一方について説明すれば十分であるので
、第１のタイミング同期回路を選択して説明するものと
する。

第１のタイミング同期回路１４に２いて、全波整流回路
７から出力される前記抽出タイミング信号は、位相比較
器１１に入力されるが、位相比較器１１．低域ろ波器１
２および電圧制御発掘器１３は１位相同期系を形成して
おり、電圧制御発振器１３からは、前記抽出タイミング
信号に位相同期し、且つ等価的な狭帯域通過特性により
ジッタ成分が抑圧された再生タイミング信号が出力され
る。

この再生タイミング信号は位相調整回路９に入力され１
位相を調整されて２ビツトＡ／Ｄコンバータ４に入力さ
れる。同様に、第２のタイミング同期回路１５に幹いて
も、全波整流回路８から入力される抽出タイミング信号
に対応して、ジッタ成分を抑圧された再生タイミング信
号が出力され、倍相調整回路１０において位相調整され
て２ビツトＡ／Ｄコンバータ５に入力される。

２ビツトＡ／Ｊ）コンバータ４および５においては、前
述のように、それぞれ第１および第２の位相検波器１お
よび２から入力される２値ベ一スバンド信号が、それぞ
れ位相調整回路９および１゜を経由して入力される前記
タイミング信号により？ｙグリ／グ整形されてディジタ
ル変換され、データ信号Ｘ１およびＹｌとして出力され
る。２ピツ）Ａ、／Ｄコンバータ４および５からは、前
記データ信号Ｘ１およびＹｌとともに、それぞれデータ
信号Ｘ２および￥２も出力され、これらのデータ信号Ｘ
１　ｅ　Ｘ２ｇ　ＹｌおよびＹ２は搬送波再生回路６に
入力され、所定の搬送波再生信号が４生成される。この
搬送波再生信号は２分されて、一方は直接第１の位相検
波器１に入力され、曲刃はπ／２位相推移器３を経由し
て第２の位相検波器２に入力される。

第１および第２の位相検波器１および２の作用について
は既に前述したとおりである。また、搬送波再生回路６
の作用については、例えば、搬送波再生回路（特開昭５
７−１３１１５１）等に詳細されているので説明は省略
する。

この従来の復調装置において、タイミング信号再生用と
して用いら゛れているタイミング同期回路においては、
復調ベースバンド信号がＡ／Ｄコンバータにおいて最適
タイミングです／ブリングされるようにするために、前
述のように、位相調整回路９および工０を用いて位相調
整をしなければならないという運用上の欠点がちる。

（発明の目的）本発明の目的は上記の欠点を除去し、Ａ／Ｄコンバータ
から出力されるデータ信号を参照してタイミング信号に
対する位相制御系を形成して、位相俯整を要することな
く、常時最適タイミングにおいて復調ベースバンド信号
をサンプリング整形することのできる復調装置を提供す
ることにある。

（発明の構成）本発明の復調装置は、Ｎ（Ｎ＝２．４．８．１６．・−
・・・・）相位相変調力式またはｈ２（Ｌ＝ｚ、　ａ、
　４、……）値直交振幅変調方式による、所定の帯域制
限されたディジタル搬送波変調ｊｒｓ号をそれぞれ入力
して、相互にπ／２ラジアンの位相差を有する搬送波再
生信号を介して同期検波し、所定の一対の復調ベースバ
ンド信号を生成する第１および第２の一対の位相検波器
と、帯域制限された前記一対の復調ベースバンド信号を入力
して、所定のタイミング信号によるサンプリング整形作
用を介してディジタル変換し、それぞれ所定のに（ｌμ
上の整数）系列のデータ信号として出力する一対のにビ
ットＡ／Ｄコンバータと。

前記ディジタル搬送波変調信号の搬送波信号に対応する
搬送波再生信号を生成し、前記一対の位相検波器に対す
る同期検波用として出力する搬送波再生回路と、前記搬送波再生回路から圧力され２分岐される前記搬送
波再生信号を、前記一対の位相検波器に対して同期検波
用として供給するために、相互にπ／２ラジアンの位相
差を付与するπ／２位相推移器と、前記タイミング信号を生成する手段として、所定の位相
制御信号により、当該タイミング信号の出力位相が自動
的に制御調整されるように形成されるタイξ／グ信号発
生回路と、前記一対のＡ／Ｄコンバータから出力される
一対のに系列のデータ信号の内の、特定の極性判別用の
データ信号を入力して、前記Ａ／Ｄコンバータのサンプ
リング点における前記帯域制限されたベースバンド信号
の微係数の極性を判別する極性判別回路と、前記極性判
別回路とともにタイミング同期システムの位相制御信号
検出系を形成し、前記極性判別回路から出力される所定
の極性判別信号を参照して、前記一対のＡ／Ｄコンバー
タから出力される一対のに系列のデータ信号の内の、所
定のベースバンド信号の位置判別用データ信号に対して
、所定の論理操作を行うことにより前記位相制御信号を
生成して出力する論理回路と、により形成される所定の
タイミング同期回路と、全備えて構成される。

（発明の実施例）以下、本発明について図面を参照して詳細に説明する。

第２図は、本発明の第１の実施例の要部を示すブロック
図で、４相位相変調方式による復調装置の場合を示す。

図において１本実施例は、第１の位相検波器１６と、第
２の位相検波器１７と、π／２位相推移器１８と、２ピ
ツ）Ａ／Ｄコンバータ１９および２０と、搬送波再生回
路２１と、極性判別回路２２、論理回路２３、低域ろ波
器２４および電圧制御発振器２５より成るタイミング同
期回路２６とを備えている。

第２図において、中間周波数帯の４相位相変調信号Ｓが
２分岐されて、Ｉ８１および第２の位相検波器１６およ
び１７と、２ピツトＡ／Ｄコンバータ１９および２０と
を経由して、データ信号、Ｘｌ。

Ｘ　２　ｅ　Ｙ　１およびＹ２　に変換されて出力され
る動作過程については、既に従来例について説明したと
おりである。従って、本発明の主眼となるタイミング同
期回路２６の動作内容に焦点をおいて説明する。

第２図に示される第１の実施例について説明する前に、
第３図（ａ）および（ｂ）に示されるタイミング同期系
の動作説明図を参照して、タイミング同期回路の動作原
理について説明する。

ｔ７Ｊ３図（ａ）において、ｍｌ　””ｍ　４は帯域制
限された２値ベ一スバンド信号の波形を示しており、こ
の帯域制限された２値ベ一スバンド信号は、所定の２ビ
ツトＡ／Ｄコンバータにおいてテンプリングされ、第３
図（ａ）に示される基準レベル１１＊１２およびＺＳに
より識別されて、データ信号〆１およびＸ２に変換され
る。このベースバンド信号ｍとデータ信号ｘ１およびＸ
２　との関係は、下記の第１表に示されるとおりでらる
。

＄１表第３図（ｂ）におけるＴ−１，ＴｏおよびＴ１は、３タ
イムスロット間における最適サンプリング点を表わして
おり、今、信号ｍ　１〜ｍ　４がサンプリング点Ｔ−１
〜Ｔ、　　においてす／プリンクされると、べ一スバ／
ド信号の位置（Ａ−ｔ、ａ　　１ｙＢ（＋、ｔｌＯ＊Ｃ
１ｙＣ１）を判別しているデータ信号Ｘ２は、′ｌ′ま
たは１０＃が等確率で出力されるが、仮に＋Δｔまたは
−Δｔ　のタイミングにおいてサンプリングされる場合
には、データ信号Ｘ２の出力拡下表のようになる。

第２表上記の第２表より、データ信号Ｘ２において、ベースバ
ンド信号の波形Ｉｎ　１〜ｆｆ１２　、すｔわち１０時
点における微係数の極性が正であるペースノくンド信号
の場合には、サンプリング点が＋ΔｔＶ？−なった時に
は常に１１＃、反対に、−Δｔ　になった時には常に％
０＃となる。他方、波形−０３〜ｍ４、すなわち１０時
点に三カける微係数の極性が負であるベースバンド信号
の場合には、前記ｍ１〜ｔｎｚの波形の場合の逆極性の
データ信号Ｘ２を得ることかで巻るので、データ信号Ｘ
２の極性を反転することにより、波形ｍ３〜ｍ４の場合
と同じデータ信号を得ることができる。従って、上述の
ようにベースバンド信号の１０時点における微係数の極
性全判別し、その判別結果を参照して、データ信号Ｘ２
に対して所定の論理操作を行えば、その出力信号は、前
記サンプリング点のずれを検出する誤−差信号となり得
ることは明らかである。

次に、前述の第２図に示される本発明の第１の実施例の
動作について説明する。図において、第１の位相検波器
１６から出力され帯域制限されたベースバンド信号は、
２ビツトＡ／Ｄコンバータ１９に入力されて、電圧制御
発振器２５より送られてくるタイミング信号によりサン
プリング整形されて、データ信号Ｘ１およびＸ２として
出力される。２ビツトＡ／Ｄコンバータ１９の動作につ
いては、第３図（ａ）および（ｂ）と第１表とを参照し
て既に説明したとおりで、所定の基準レベル／１゜１２
および１３　　によりベースバンド信号ｍが識別されて
、データ信号Ｘ１およびｘ２　　に変換される。

データ信号Ｘ１は、所定のデータ信号として出力される
とともに、同時に極性判別回路２２に入力される。極性
判別回路２２は、帯域制限されたべ一スバ／ド信号の波
形ｍ１〜ｍ４を判別する機能を有してｊ？す、出力され
る信号Ｇは、波形ｒｎ１〜ｍ２の場合には％１ｔとなり
、また信号Ｇは、波形ｍ３へｐＨ４の場合に１１１とな
る。論理回路２３は、２ビツトＡ／Ｄコンバータ１９か
ら入力されるデータ信号Ｘｘｔ、信号Ｇが１１１′の場
合に極性反転させ、また、信号ＧおよびＧの双方が１０
′の場合には、波形ｍ　１−ｍ　４のうちのいずれかの
波形で、最も近い過去のデータ信号Ｘ２　を保持する回
路を備えており、この結果、論理回路２３の出力には、
２ピツ）Ａ／Ｄコンバータ１９におけるサンプリング点
のずれを検出する、所定の誤差信号が得られる。この誤
差信号を、タイミング信号同期系の位相制御信号として
、低域ろ波器２４を介して電圧制御発振器２５に供給し
てやることにより、電圧制御発振器２５から出力される
所定のタイミング信号Ｔの位相が、自動的に制御調整さ
れるタイミング同期システムが形成され、２ビツトＡ／
Ｄコンバータ１９および２０に対して、常に最適タイミ
ングにおｉで所定のタイミング信号Ｔが供給される。

なお、第４図に示されるのは、極性判別回路２２および
論理回路２３の一実施例で、前者は、Ｄタイプ・フリッ
プ７０ツブ２７〜２９と、振幅比較器３０とを備え、後
者は、Ｄタイプ・フリップフロップ３１．３２．３９と
、ＯＲ／ＮＯ＆　ゲート３３と、ＡＮＤゲート３４．３
５．３８と、ＯＲゲート３６．３７とを備えている。図
において、極性判別回路２２に訃いては、データ信号Ｘ
１およびタイミング信号Ｔの入力に対応して、Ｄタイプ
・フリップ７０ッグ２７．２８．２９は、３ビツトのメ
モリとして動作し、Ｄタイプ・フリップ７０ツブ２７お
よび２９の出力ｙ１およびＹ−１は振幅比較器３０に入
力される。振幅比較器３０は、２ピツ）Ａ／Ｄコンバー
タ１９における、ナ／プリ／グ点Ｔ、でのベースバンド
信号の微係数の極性を判別する機能を有し、？／プリ／
グ点Ｔ−１およびＴ１でのデータ比較により、前記微係
数の極性判別を行っている。

すなわち、データ出力Ｙ−１およびｙｌにおいて、″０
＃から１１＃に変化する時には微係数の極性は負とする
。振幅比較器３０からは、極性を判定する信号Ｇおよび
Ｇが出力されるが、ベースバンド信号の波形がｍ　１　
（，２の時にはＧは′″１“となり、またｍ３〜ｍ４の
時にはＧが％１＃となる。

一方、データ信号Ｘ２はＤタイプ・フリップフロップ３
１および３２を介してＯＲ，／ＮＯＲ，ゲート３３に入
力され、その出力信号は、それぞれＡＮＤゲート３４お
よび３５に入力される。Ａ、ＮＤゲート３４および３５
と、ＯＦＬゲート３７とにより形成されるゲート回路は
、信号０が１１“の−合、データ信号Ｘ２　をそのまま
出力し、信号Ｇが１１“の場合、データ信号Ｘ２を極性
反転させて出力するように動作する。まだ、ＡＮＤゲー
ト３８は、信号ＧおよびＧのどちらか一方が１′の場合
にタイミング信号Ｔをυ４力し、イ１す号ＧおよびＧが
共に″０′の場合には出力を０とするように動作する。

従って、Ｄタイプ・フリップフロップ３９の出力には、
ベースバンド信号の波形がＩｎ　１−ｍ４の状態にある
場合には、ＯＲゲート３７の出力がそのまま出力され、
波形がｍ１〜ｍ４め状態以外の場合には、現時点から最
も近い過去のｍｌ−ｍ４の波形の、いずれかの時点のデ
ータ信号Ｘ２を保持するように動作する。

次に、本発明の第２の実施例について、その動作を説明
する。

第５図は、第２の実施例の要部を示すブロック図で、４
相位相変調方式による復調装置に対する本発明の一適用
例である。図において、本実施例は、第１の位相検波器
４０と、第２の位相検波器４１と、π／２位相推移器４
２と、２ビツトＡ／Ｄコンバータ４３および４４と、搬
送波再生回路４５と、極性判別回路４６および４７、論
理回路４８および４９、加算回路５０．低域ろ波器５１
および電圧制御発振器５２より成るタイミング同期回路
５３とを備えている。

第５図において、４相位相変調伯号Ｓの入力に対応する
。第１および第２の位相検波器４０および４１、π／２
位相推移器４２．２ビツトＡ／Ｄコンバータ４３および
４４、搬送波再生回路４５等の動作については、従来例
の説明において動作説明が行われているので説明を省略
する。このことは、以下の各実施例の説明の場合におい
ても同様である。

第２の実施例は、極性判別回路４６および論理回路４８
より成る位相制御信号検出系と、極性判別回路４７およ
び論理回路４９より成る位相制御信号検出系とを含む、
２系統の位相制御信号検出系がタイミング同期回路５３
に備えられ、且つ、電圧制御発振器５２から出力される
タイミング信号Ｔが、１系統のタイミング信号として２
ビツトＡ／Ｄコンバータ４３および４４の双方に対して
共通に供給される場合に相当している。

第１および第２の位相検波器４０および４１から、それ
ぞれ出力される２値ベ一スバンド伯号は。

２ビツトＡ／Ｄコンバータ４３および４４に入力され、
電圧制御発振器５２より送られてくる共通のタイミング
信号Ｔによるサンブリフグ整形作用を介してディジタル
化されて、ディジタル信号Ｘｌ。

Ｘ、、ＹｌおよびＴ２　　として圧力される。データ信
号Ｘ、およびＹｌ　は、それぞれ極性判別−として極性
判別回路４６および４７に送られ、また、デ−タ信号Ｘ
２およびＹ２　は、それぞれ位置判別用。

として論理回路４８および４９に送られる。

極性判別回路４６および論理回路４８より成る位相制御
信号検出系と、極性判別回路４７および論理回路４９よ
り成る位相制御信号検出系とにおいて、それぞれ位相制
御信号が検出され出力される動作については、前述の第
１の実施例の場合と同様である。論理回路４８および４
９から出力される位相制御信号は加算回路５０において
加算され、低域ろ波器５１を経由して電圧制御発振器５
２に入力されて、電圧制御発振器５２において発振出力
されるタイミング信号Ｔの位相を制御調整する。この結
果、前記タイミング信号Ｔは、２ピツ）Ａ／Ｄコンバー
タ４３および４４の双方に対して、常に最適タイミング
において供給される。

次に、本発明の第３の実施例について、その動作を説明
する。

第６図は、第３の実施例の要部を示すブロック図で、４
相位相変調方式による復調装置に対する本発明の一適用
例である。図において、本実施例は、第１の位相検波器
５４と、第２の位相検波器５５と、π／２位相推移器５
６と、２ビツトＡ／Ｄコンバータ５７および５８と、搬
送波再生回路５９と、極性判別回路６０および６１、論
理回路６２および６３、低域ろ波器６４および６５、お
よび、電圧制御発振器６６および６７より成るタイミン
グ同期回路６８とを備えている。

第３の実施例は、極性判別回路６０および論理回路６２
より成る位相制御信号検出系と、極性判別回路６１およ
び論理回路６３より成る位相制御信号検出系とを含む、
２系統の位相制御信号検出系がタイミング同期回路６８
に備えられており、これらの位相制御信号検出系から出
力される一対の位相制御信号は、それぞれ対応する低域
ろ波器６４および６５を経由して電圧制御発振器６６お
よび６７に入力されて、それぞれ電圧制御発振器６６お
よび６７において発根出力されるタイミング信号Ｔ′お
よびＴ″の位相を制御調整する。これらのタイミング信
号Ｔ′およびＴ“は、それぞれ対応する２ビツトＡ／Ｉ
）コンバータ５７および５８に対して、個別に、常に最
適タイミングにおいて供給される。なお、タイミング同
期回路６８の基本的な動作内容は、前述の第１の実施例
の場合と同様である。

次に、本発明の第４の実施例について、その動作を説明
する。

第７図は、第４の実施例の要部を示すブロック図で、４
相位相変調方式による復調装置に対する本発明の一適用
例である。図において、本実施例は、第１の位相検波器
６９と、第２の位相検波器７０と、π／２位相推移器７
１と、２ビツトＡ／Ｄコンバータフ２および７３と、搬
送波再生回路７４と、極性判別回路７５および７６、論
理回路７７および７８、低域ろ波器７９および８０、電
圧制御発振器８１および可変位相器８２より成るタイミ
ング同期回路８３とを備えている。

第４の実施例においては、極性判別回路７５および論理
回路７７より成る位相制御信号検出系と。

極性判別回路７９および論理回路７８より成る位相制御
信号検出系とを含む、２系統の位相制御信号検出系がタ
イミング同期回路８３に備えられており、前者の位相制
御信号検出系においては、２ビツトＡ／Ｄコシバータフ
２から出力されるデータ信号Ｘ１が極性判別用として参
照され、その位相制御信号の出力は、低域ろ波器７９を
経由して可変位相器８２に入力される。また、他方、後
者の位相制御信号検出系においては、２ビツトＡ／Ｄコ
ンバータフ３から出力されるデータ信号Ｙ１が極性判別
用として参照され、その位相制御信号の出力は、低域ろ
波器８０を経由して電圧制御発振器８１に送られる。電
圧制御発振器８１においては、前記位相制御信号により
制御されて、所定のタイミング信号Ｔ′が生成され、２
ピツ）Ａ／Ｄコンバータフ２に供給される。一方、可変
位相器８２にお騎ては、低域ろ波器７９から送られてく
る前記位相制御信号により、電圧制御発振器８１から入
力されるタイミング信号の位相が制御調整されて、所定
のタイミング信号Ｔ−ｂｉ生成され、２ビツトＡ／Ｄコ
ンバータ７３に供給される。

本実施例においては、２ピツ）Ａ／Ｄコンバータフ２に
供給されるタイミング信号Ｔ′は、極性判別用としてデ
ータ信号Ｙ１が参照されて生成され、２ビツトＡ／Ｄコ
ンバータ７３に供給されるタイミングＴ′は、極性判別
用としてデータ信号Ｘｌが参照されて生成されている。

しかし、電圧制御発振器８１から出力されるタイミング
信号が、可変位相器８２により位相制御されてタイミン
グ信号Ｔ＃が生成されるクロス制御過程を介して、上記
一対の２ピッｌ−Ａ、／Ｄコンバータ７２および７３に
対して送出されるタイミング信号Ｔ゛およびＴ″は、そ
れぞれ最適タイミングにおいて供給される。

なお、極性判別回路７５および論理回路７７より成る位
相制御信号検出系と、極性判別回路７６および論理回路
７８より成る位相制御信号検出系の動作については、前
述の第１の実施例の場合と同様である。

次に１本発明の第５の実施例について、その動作を説明
する。

第８図は、第５の実施例の要部を示すブロック図で、１
６値直交振幅変調方式による復調装置に対する本発明の
一適用例である。図において１本実施例は、第１の位相
検波器８４と、第２の位相検波器８５と、π／２位相推
移器８６と、３ピツ）＆／Ｄコンバータ８７および８８
と、搬送波再生回路８９と、極性判別回路９０．論理回
路９１、低域ろ波器９２および電圧制御発振器９３より
成るタイミング同期回路９４とを備えている。

第５の実施例は、１６値直父振幅変ｍ信号Ｓの入力に対
応して、ＡＩＤコンバータとしては、一対の３ビツトＡ
／Ｌ）コンバータ８７および８８が備られてお９、極性
判別回路９０に対する極性判別用信号としては、３ビツ
トＡ／Ｄコンバータ８７から出力されるデータ信号Ｘｌ
およびＸ２が参照され、またベースバンド信号の位置判
別用としては、３ビツトＡ／Ｄコンバータから出力され
る３系夕Ｕのデータ信号の内の、データ１５号Ｘ３が論
理回路９１に入力されている。極性判別回路９０の一芙
施例は、その要部が第１１図のブロック図にボされてお
り１図に示されるように、Ｄタイプ・スリップ７０クプ
１１７〜１２２と、振幅比較器１２３とにより形成され
ている。極性判別回路９０に入力されるデータ信号Ｘ、
およびＸ２と、タイミング信号Ｔとに対応して、Ｄタイ
プ・クリップ７０ツブ１１７および１２０の出力には、
データ信号ｘ１およびＸ２のす／プリング点Ｔｌ　特に
おけるデータｙｌが得られ、Ｄタイプ・フリップ７０ツ
ブ１１９および１２２の出力には、データ信号Ｘ１およ
びｘ２の？／プリング点Ｔ−１時におけるデータＹ−１
が得られる。これらのデータＹｘおよびＹ−１は、振幅
比較器１２３に入力され、それらのレベルが論理演算処
理されて、３ピツ）Ａ／１）　：＝ｒ　７　ハーク８７
に入力される４値ベ一スバンド信号の微係数の極性が判
別される。今、Ｔ−１時点の４値信号をＥ−１とし、Ｔ
１時点の４値信号をＥｌ　　とすると、振幅比較器１２
３においてはＥｌ−Ｅ、１ｗ＝Ｍが演算され、Δ（が正
、すなわちＴｏ時点における微係数が正の時には、信号
Ｇは″１１として出力され１Ｍが負、すなわちＴｏ時点
における微係数が負の時には、信号Ｇが１１′として出
力される。なお、上記のＥ−１およびＥｌは、Ｄタイプ
・７リツグフロツプ１１７，１１９，１２０および１２
２の出力から、上述のように、振幅比較器１２３におけ
る論理演算処理作用の一環として得られる。

上述のように、極性判別回路９０からは信号ＧおよびＧ
が出力され、論理回路９１に入力されるが、論理回路９
１の動作については、前述の各実施例の場合と同様でお
り、論理回路９１から出力される位相制御信号は、低域
ろ波器９２を経由して電圧制御発振器９３に入力され、
電圧制御発振器９３において発振出力されるタイミング
信号１０位相が制御調整される。このタイミング信号Ｔ
は、一対の３ビ・ットＡ／Ｄコンバータ８７および８８
に対して、共通の１系統のタイミング信号として供給さ
れる。

次に、本発明の第６の実施例について、その動作を説明
する。

第９図は、第６の実施例の要部を示すブロック図で、１
６値直交振幅変調方式による復調、装置に対する本発明
の一適用例である。図において、本実施例は、第１の位
相検波器９５と、第２の位相検波器９６と、π／２位相
推移器９７と、３ピツ）Ａ／Ｄコンバータ９８および９
９と、搬送波再生回路１００と、極性判別回路１０１、
論理回路１０２、低域ろ波器１０３および電圧制御発振
器１０４より成るタイミング同期回路１０５とを備えて
いる。

この第６の実施例が、前述の第５の実施例と異なる点は
、極性判別回路１０１に対して、極性判別用として入力
されるデータ信号が、３ピツ）Ａ／Ｄコンバータ９８か
ら出力されるデータ信号Ｘｌのみであり、データ信号Ｘ
−を必要としていないことである。この場合における極
性判別回路１０１の一実施例は、第４図に示される極性
判別回路２２と同様であり、データ信号Ｘｌのみが極性
判別用として参照され、信号ＧおよびＧが論理回路１０
２□ に送られる。論Ｕｕ回路１０２から出力される位相制御
信号が、低域ろ波器１０３を経由して電圧制御発振器１
０４に送られ、電圧制御発振器１０４において発振出力
されるタイミング信号の位相が制御調整されて、所定の
タイミング信号Ｔとして、一対の３ビツトＡ／Ｄコンバ
ータフ８および９９に対して共通に供給される動作につ
いては、前述の第５の実施例の場合と同様である。

なお、前述の第５および第６の実施例における比較対比
より明らかなように、第６の実施例においては、３ビツ
トＡ／Ｄコンバータ９８から出力される３系列のデータ
信号Ｘ　１　ｖ　Ｘ２およびＸ３の内の、１系列のデー
タ信号Ｘ１のみが、極性判別用として極性判別回路１０
１に対して参照されており、これにともなって、極性判
別回路１０１も、第５の実施例における極性判別回路９
０と比較して構成が簡易化されている。

次に、本発明の第７の実施例について、その動作を説明
する。

第１θ図は、第７の実施例の要部を示すブロック図で、
６４値直交根暢変調方式による復調装置に対する本発明
の一適用例である。図にお−て、本実施例は、第１の位
相検波器１０６と、第２の位相検波器１０７と、π／２
位相推移器１０８と、４ビツトＡ／Ｄコンバータ１０９
および１１０と、搬送波再生回路１１１と、極性判別回
路１１２、論理回路１１３、低域ろ波器１１４および電
圧制御発振器１１５より成るタイぐング回路１１６とを
備えている。

この第７の実施例が、前述の第６の実施例と異なる点は
、６４値直交振幅変調方式に対応して、Ａ／Ｄコンバー
タが、一対の４ビツトＡ／Ｄコンバータ１０９および１
１０により形成されていることであり、極性判別回路１
１２に対する極性判別用としては、第６の実施例の場合
と同様に、４ビツトＡ／Ｄコンバータ１０９から出力さ
れるデータ信号Ｘ１のみが用いられている。言うまでも
なく、極性判別回路１１２および論理回路１１３より成
る位相制御信号検出系の作用は、第６の実施例の場合と
同様である。

なお上記の説明においては、本発明を適用する実施例と
して、４相位相変調方式、１６値直交振幅変調方式およ
び６４値直交撮幅変調方式等による復調装置に対する適
用例について説明を行っているが、本発明の遥用範囲は
、上記の多相位相変調方式および多値直交振幅変調方式
の範囲に限定されるものではなく、Ｎ−２，４，８，１
６，・・・・・・、およびＬ１２−２．３．４．　　・
・・・・・、により規定されるように、一般的には更に
多相のＮ相位相変軸方式、および更に多値のＬ２２値直
交振変調方式による復調装置に対しても、有効に適用さ
れることはｄうまでもない。又前記実施例に２ける搬送
波再生回路はＡ／Ｄ　ＣＯｆ’ｆｆ出力を用いて実現し
ているが、本発明においてはこれに限定されるものでは
なく、従来の搬送波再生回路（例えばＩＰ帯で用いら扛
る逆変蘭万式おるしはベースバンドコスタス形ｅｔｃ　
）を用いることができることは明らかである。

（発明の幼果）以上詳細に説明したように、本発明は、多相位相変調方
式または多値直交振幅変調方式による復調装置において
、所定のＡ／Ｄコンバータに対するサンプリング整形用
のタイミング信号の生成手段として、前記Ａ／Ｄコンバ
ータから出力されるデータ信号の内の、特定のデータ信
号を参照して形成されるタイミング同期回路を適用する
ことにより、前記Ａ／Ｄコンバータに供給されるタイミ
ング信号に対する位相調整作用を全く不要とし、常時、
最適タイミングにおいて復調ベースバンド信号をナンプ
リ／グ整形することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来の復調装置の要部を示すブロック図、第
２図、第５図、第６図、第７図、第８図。第９図および第１０図は、それぞれ、第１、＄２、第３
．第４、第５、第６および第７の実施例の要部を示すブ
ロック図、第３図はタイミング同期系の動作説明図、第
４図は、極性判別回路および論理回路の一実施例の要部
を示すブロック図、第１１図は、極性判別回路の池の実
施例の要部を示すブロック図である。図において、　１
．１６．４０．５４゜６９、８４．９５．１０６・・・
・・・第１の位相検波器、２゜１７、４１．５５．７０
．８５．９６．１０７・・・・・・第２の位相検波器、
　３．１Ｂ、　４２．５６．７１．８６．９７．１０８
−・・・・・に／２位相推移器、４．５．１９．２０．
４３．４４゜５７、５８．７２．７３・・・・・・２ビ
ツトＡ／Ｄコンバータ、６、２１．４５．５９．７４．
８９．１００．１１１・・・・・・搬送波再生回路、７
，８・・・・・・全波整流回路、９，１０・・・・・・
位相調整回路、１１・・・・・・位相比較器、　１２．
２４゜５１、６４．６５．７９．８０．９２．１０３．
１１４・−・・・・低域ろ波器、１３．２５．５２．６
６、６７、８１．９３．１０４゜１１５　・・・・・・
電圧制御発振器、１４．１５．２６．５３゜６些、８３
，９４，１０５，１１６・・・・・・タイミング同期回
路、２２．４６．４７．６０．６１．７５．７６、９０
．１０１゜１１２　　・・・・・・極性判別回路、２３
．４８．４９．６２．６３゜’１７．７８．９１．１０
２．１１３・・・・・・論理回１路、２７．２Ｂ。２９．３１，３２，３９，１１７，１１８，１１９，１
２０，１２１゜１２２　・・・・・・Ｄタイプ・フリッ
プ７０ッグ、３０゜１２３　　・・・・・・振幅比較器
、３３・・・・・・Ｃ１／ＮＯＲゲート、３４，３５，
３８・・・・・・ＡＮＤゲート、３６，３７・・。・・・ＯＲゲート、５０・・・・・・加算回路、８２・
・・・・・可変位相器、８７．８８．９８．９９・・・
・・・３ビツトＡ／Ｄコア／＜−ｐ、１０９，１１０　
　・・・・・・４ビツトＡ／Ｄコンバータ。茅４峯２珂早づ口畢に辺阜７面

Claims

【特許請求の範囲】

（１）Ｎ（Ｎ＝２、４、８、１６、……）相位相変調方
式またはＬ＾２（Ｌ＝２、３、４、……）値直交振幅変
調方式による、所定の帯域制限されたディジタル搬送波
変調信号をそれぞれ入力して、相互にπ／２ラジアンの
位相差を有する搬送波再生信号を介して同期検波し、所
定の一対の復調ベースバンド信号を生成する第１および
第２の一対の位相検波器と、帯域制限された前記一対の復調ベースバンド信号を入力
して、所定のタイミング信号によるサンプリング整形作
用を介してディジタル変換し、それぞれ所定のに（１以
上の整数）系列のデータ信号として出力する一対のｋビ
ットＡ／Ｄコンバータと、前記ディジタル搬送波変調信号の搬送波信号に対応する
搬送波再生信号を生成し、前記一対の位相検波器に対す
る同期検波用として出力する搬送波再生回路と、前記タイミング信号を生成する手段として、所定の位相
制御信号により、当該タイミング信号の出力位相が自動
的に制御調整されるように形成されるタイミング信号発
生回路と、前記一対のＡ／Ｄコンバータから出力される
一対のｋ系列のデータ信号の内の、特定の極性判別用の
データ信号を入力して、前記Ａ／Ｄコンバータのサンプ
リング点における前記帯域制限されたベースバンド信号
の微係数の極性を判別する極性判別回路と、前記極性判
別回路とともにタイミング同期システムの位相制御信号
検出系を形成し、前記極性判別回路から出力される所定
の極性判別信号を参照して、前記一対のＡ／Ｄコンバー
タから出力される一対のに系列のデータ信号の内の、所
定のベースバンド信号の位置判別用データ信号に対して
、所定の論理操作を行うことにより前記位相制御信号を
生成して出力する論理回路と、により形成される所定の
タイミング同期回路と、を備えることを特徴とする復調装置。
（２）前記タイミング同期回路に、前記極性判別回路お
よび論理回路より成る１系統の位相制御信号検出系が備
えられており、この１系統の位相制御信号検出系に対応
して、前記帯域制限されたベースバンド信号の徴係数の
極性判定用として、前記一対のＡ／Ｄコンバータの内の
、所定の一方のＡ／Ｄコンバータから出力される特定の
（ｋ−１）系列、または特定の１系列のデータ信号のい
ずれかが参照されるとともに、前記１系統の位相制御信
号検出系に対応して生成される１系統のタイミング信号
が、前記一対のＡ／Ｄコンバータに対して共通に供給さ
れる特許請求の範囲第（１）項記載の復調装置。
（３）前記タイミング同期回路に、前記極性判別回路お
よび論理回路より成る２系統の位相制御信号検出系が備
えられており、この２系統の位相制御信号検出系に対応
して、前記帯域制限されたベースバンド信号の微係数の
極性判定用として、前記一対のＡ／Ｄコンバータからそ
れぞれ出力される、特定の（ｋ−１）系列または特定の
１系列のデータ信号のいずれかが、それぞれ参照される
とともに、前記２系統の位相制御信号検出系に対応して
生成される１系統のタイミング信号が、前記一対のＡ／
Ｄコンバータに対して共通に供給される特許請求の範囲
第（１）項記載の復調装置。
（４）前記タイミング同期回路に、前記極性判別回路お
よび論理回路より成る少くとも２系統の位相制御信号検
出系が備えられており、この２系統の位相制御信号検出
系に対応して、前記帯域制限されたベースバンド信号の
微係数の極性判定用として、前記一対のＡ／Ｄコンバー
タからそれぞれ出力される、特定の（ｋ−１）系列また
は特定の１系列のデータ信号のいずれかが、それぞれ個
別に参照されるとともに、前記２系統の位相制御信号検
出系に対応して生成される２系統のタイミング信号が、
それぞれ対応するＡ／Ｄコンバータに対して独立に供給
される特許請求の範囲第（１）項記載の復調装置。
（５）前記タイミング同期回路に、前記タイミング信号
発生回路の出力信号の位相を、少くとも１系統の所定の
位相制御信号を介して自動的に制御調整する所定の可変
位相器と、前記極性判別回路および論理回路より成る位
相制御信号検出系が、前記タイミング信号発生回路の出
力位相を自動的に制御調整する系と、前記可変位相器に
より前記タイミング信号発生回路の出力信号の位相を自
動的に制御調整する系とに対応して、少くとも２系統備
えられており、この２系統の位相制御信号検出系に対応
して、前記帯域制限されたベースバンド信号の微係数の
極性判定用として、前記一対のＡ／Ｄコンバータからそ
れぞれ出力される、特定の（ｋ−１）系列または特定の
１系列のデータ信号のいずれかが、それぞれ個別に参照
されて、前記２系統の位相制御信号検出系に対応して生
成される２系統のタイミング信号が、それぞれ、極性判
定用として参照されないデータ信号に対応するＡ／Ｄコ
ンバータに対して、独立に供給される特許請求の範囲第
（１）項記載の復調装置。