JPS6177453A

JPS6177453A - １６ｑａｍ回路

Info

Publication number: JPS6177453A
Application number: JP59199023A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Hideshima; 秀島　泰博; Yuichi Kojima; 雄一小島
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1984-09-21
Filing date: 1984-09-21
Publication date: 1986-04-21

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、１６ＱＡＭ　（１６値直交振幅変開）に関
する。

〔従来の技術〕

ＣＡＴＶの信号ラインのように、比較的Ｃ／Ｎが良好な
信号ラインを使用して高速のデータ、例えばデジタル化
されたビデオ信号を伝送する技術として１６ＣＡ　Ｍが
ある（例えば、特公昭５Ｂ−２３０２２号公報）。

そして、この１６Ｑ　Ａ　Ｍは、帯域利用効率の点で優
れている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の１６Ｑ　Ａ　Ｍにおいては、差動符号化を要する
などハードウェアの構成が複雑であり、通用が容易でな
い。

〔問題点を解決するための手段〕

デジタルデータＳｄに、所定の期間Ｔｈごとに、所定の
値００Ｈの同期データを付加し、この同期データの付加
されたデジタルデータＳｄにより同期データの期間には
、被変調信号のレベル及び位相が所定の一定値となるよ
うに１６Ｑ　Ａ　Ｍを行うようにしたものである。

〔作用〕

デジタルデータＳｄに、所定の期間Ｔｈごとに、所定の
値００Ｉ（の同期データが付加され、ごの同期データの
付加されたデジタルデータＳｄにより同期データの期間
には、同期データにより被変調信号のレベル及び位相が
所定の一定値となるように１６ＣＡ　Ｍが行われる。

〔実施例〕

第１図は送信回路、第２図は受信回路を示す。

そして、送信回路において、例えばＮＴＳＣ方式のカラ
ービデオ信号Ｓａが、端子（１１）を通じてＡ／Ｄコン
バータ（１２）に供給されると共に、形成回路（３１）
に供給されて信号Ｓａに含まれるバースト信号ｓｂから
その周波数’　ｂ　　（：　３．５８ＭＨｚ　＞の３倍
の周波数３ｆｂで、かつ、そのバースト信号ｓｂに同期
したクロックＣＫ３が形成され、このクロックＣＫ３が
コンバータ（１２）に供給されて信号Ｓａはサンプリン
グ周波数が３ｆｂで、１サンプルが８ビツトのデジタル
信号Ｓｄに変換される。

なお、このとき、第４図に実線で示すように、信号Ｓａ
のペデスクルレベル（ＯＩＲＩりが信号Ｓｄの４０Ｈ１
シンクチツプレベル（−４０１ＲＥ）が０８Ｈとなるよ
うな極性及び比率でＡ／Ｄ変換される。

さらに、この信号Ｓｄが補正回路（１３）に供給される
と共に、クロックＣＫ３が補正回路（１３）に供給され
て同図に破線で示すようにシンクチップ期間Ｔｈには、
信号Ｓｄのシンクチップレベルは０８ＨからＯＯＨに補
正され、この補正後の信号Ｓｄが加算回路（Ｉ４）に供
給されると共に、クロックＣＫ３が形成回路（３２）に
供給されてＭ系列のスクランブル信号Ｓｓが形成され、
この信号Ｓｓが加算回路（１４）に供給されて信号Ｓｄ
はシンクチップ部分（期間Ｔｈ）を除いた区間がスクラ
ンブルされる。なお、補正回Ｆ！１ｒ（１３）によるシ
ンクチップレベルの補＋Ｅは、２ｏサンプル程度につい
て行えばよい。また、信号Ｓｓによるスクランブルは、
１ｔｉｔ号Ｓｄ　　（ＳＱ）の相関をなくすための操作
である。

そルて、このスクランブルされた信号Ｓｄが、変換回路
（１６ンに供給されると共に、形成回路（３１）からバ
ースト信号ｓｂの６倍の周波数で、かつ、この信号ｓｂ
に同期したクロックＣＫ　＠が取り出され、このクロッ
クＣＫ　ｇとクロックＣＫ　３とが変換回路（１６）に
供給されて信号Ｓｄは、そのｌサンプル８ビツトが４ビ
ツトづつに分割される。すなわち、信号Ｓｄの１サンプ
ルのＭＳＢがらＬＳＢを順にビットｂ７〜ｂＯとすると
、信号Ｓｄの１サンプル期間（クロックＣＫ　］の周期
）に、ビットｂ７とｂ３、ｂＯとｂ２、ｂ５とｂｌ、ｂ
４とｂＯとがそれぞれ〃サンプル期間（クロックＣＫ　
ｓの周期）ごとに取り出される。

そして、この取り出されたビットｂ７とｂ３、ｂＯとｂ
２、ｂ５とｂｌ、ｂ４とｂＯとが、バイナリ−トランス
バーサルフィルタ（１６＾）〜（１６Ｄ）にそれぞれ供
給されてＯレベルを中心としたサイン波形の基本波信号
とされ、すなわち、受信側で（夏開されるベースバンド
信号が正確にナイキストの第１基１４ａ（インパルス応
答波形の軸との等間隔交差）を満たすようにスペクトラ
ムの補正が時間領域で行われる。なお、このとき、形成
回路（３１）において、バースト信号ｓｂの１２倍の周
波数で、かつ、この信号ｓｂに同期したクロックＣＫ　
１２が形成され、このクロックＣＫ　１２がフィルタ（
１６＾）〜（１６Ｄ）に供給される。

そして、このフィルタ（１６Ａ　）〜（１６０）の出力
信号をそれぞれ信号Ｂａ−Ｂｄとすると、信号Ｂａが加
算回路（１７Ａ）に供給されると共に、信号Ｂｂがアッ
テネータ（１７Ｂ）に供給されて２のレベルとされてか
ら加算回路（１７Ａ）に供給されて加算回′ＩｔＩＩ（
１７Ａ）からは、Ｂｉ　−Ｂａ　＋’ＡＢｂで示される
加算信号Ｂｔが取り出される。この場合、簡単のため、
フィルタ（１７八）、（１７Ｂ）がらの信号Ｂａ、Ｂｂ
が矩形波信号であるとすると、第５図に示すように、加
算回路（１７＾）に供給される信号Ｂａのレベル（ピー
ク値）は＋１または＝１であり、信号Ｂｂのレベルは十
Ａまたは一〃であるから、加算信号Ｂ１のレベルは、信
号Ｂａ。

Ｂｂのレベルに対応し’？：　＋　１．５．　＋　０．
５１−０．５．−１．５のいずれかの値となる。

また、フィルタ（１６Ｃ）からの信号Ｂｃが加算回路（
１７Ｃ）に供給されると共に、フィルタ（１６０）から
の信号Ｂｄがアッテネータ（１７［１）により４のレベ
ルとされてから加算回路（１７Ｇ）に供給されてＢＱ　
＝Ｂｃ　”／ＳＢｄで示される加算信号Ｂｑが取り出さ
れる６なお、この信号Ｂｑも信号Ｂｔと同様に４値の・
）らのいずれかの値となる。

ぞして、これ’＋ｆ＊ＱＢｉ、Ｂｑがローパスフィルタ
（１８へ）、（ＩＩＩＣ）に供給されて不要成分が除去
されてからダブルバランス型の平衡変調回路（２１＾）
、（２１Ｃ）に変調入力として供給されると共に、発振
回路（３５）において所定の周波数、例えば１３０ＭＨ
ｚの発振信号Ｓｏが形成され、この発振信号Ｓｏが移相
回路（３６）に供給されて位相が互いに９０°異なるキ
ャリア信号Ｃｉ、Ｃｑとされ、これら４ｔｓ号Ｃｉ、Ｃ
ｑが変調回路（２１＾）、（２１Ｇ）に供給されて信号
Ｂｉ、Ｂｑにより平衡変調されて被変調信号Ｓ　ｉ、ｓ
　ｑが取り出され、この信号Ｓｉ＋Ｓｑが加算回路（２
２）に供給されてＳｍ　＝Ｓｉ　＋Ｓｑ″？！ボされる
加算信号ＳＬＩ＋が取り出される。

この場合、信号ＳＩＩ＋は第６図のように示すことがで
きる。すなわち、信号Ｃｆ、Ｃｑは互いに９０”の位相
差を有しているので、信号Ｃｉ、Ｃｑの位相軸をＩ軸及
びＱ軸とすれば、これらＩ軸及びＱ軸は互いに直交する
。そして、信号Ｃ３，Ｃｑを変調している信号Ｂｉ、Ｂ
ｑのレベル（ピーク値）は、■軸上及びＱ軸上の±１．
５．±０．５のいずれかの値しかとらない。従って、Ｘ
印をつけた点が信号５Ｉ１１のとり得る点（有意な点）
となる。また、この信号Ｓｍのとり１ｑる点（×印）を
、もとの信号Ｂａ〜Ｂｄにより示すと、すなわち、符号
配置を示すと、第７図のようになる。従って、信４）　
Ｓ　ｍは、１６Ｑ　Ａ　Ｍによる被変蘭信号である。

そして、この信号Ｓｓにおいて、Ｂａ−Ｂｄ−“ｏｏｏ
ｏ”の点Ｒは、■軸に対して位相が２５５°で、レベル
が１．ｓ、／Ｔとなるが、２回続けてＢａ＝Ｂｄ・＝“
ｏｏｏｏ″となるのは、５ｄ−００Ｈのとき、すなわち
、ビデオ信号ＳＱのシンクチップ期間Ｔｈのときである
。つまり、この点Ｒは同期パルスに相当する。

また、ビデオ信号Ｓ８のシンクチップ部分は、その２０
サンプルをＯＯＨとしているので、シンクチップ期間Ｔ
ｈには、点Ｒが２０サンプル期間連続することになる。

従って、信号Ｓｍにおいて、点只のレベル及び位相が２
０サンプル期間連続したらそれはシンクチップ期間１゛
ｈである。

そＣて、このｆハｌｌすＳｍがバンドパスフィルタ（２
３）に供給されて不要成分が除去されてから端子（２４
ンに取り出され、さらに例えばＣＡＴシライン（２５）
に送り出される。

また、受信回路において、ライン（２５）からの信号Ｓ
ｎ＋が、端子（４１）を通じ、さらにバンドパスフィル
タ（４２）を通じてＡＧＣ回路（４３）に供給されて一
定レベルの信号ｓＩＩとされ、この信号Ｓ１ｍが同期検
波回路（４４＾）、（４４Ｇ）に供給されると共に、再
生回路（６１）に供給されてキャリア信号が再生され、
この信号が移相回路（６２）に供給されてキャリア信号
Ｃｆ、Ｃｑとされ、これら信号Ｃｉ＋　Ｃｑが検波回路
（４４Ａ　）　、　　（４４Ｃ）に供給されて信号Ｓｍ
から信号Ｂｉ、ＢｑがＩｆＩ調され、信号Ｂｉが電圧比
較回路（５１Ａ　）〜（５１Ｃ＞に供給されて第８図に
示すようにレベルが１．０．−１の基準電圧Ｖａ＝Ｖｃ
とそれぞれ電圧比較され、比較回路（５１＾）〜（５１
Ｃ）がらはＢ　ｉ　≧Ｖ　ａ　＋Ｂｉ≧Ｖ　ｂ　＋　Ｂ
　ｓ≧Ｖｃのときそれぞれ“１“になる比較出力が取り
出され、この比較出刃が変換回路（５２Ａ　）に供給さ
れてもとの２ビツトの信号Ｂ　ａ　＋　Ｂ　ｂに変換さ
れ、この信号Ｂ　ａ　＋　Ｂ　ｂが変換回路（５３）に
供給される。

さらに、同様に、検波回路（４４Ｃ）からの信号Ｂｑが
、電圧比較回路（５１０）〜（５１Ｆ）に供給されて電
圧Ｖａ−Ｖｃと電圧比較され、その比較出力が変換回路
（５２Ｃ）に供給されてもとの信号Ｂｃ、Ｂｄに変換さ
れ、この信号Ｂｃ、Ｂｄが変換回路（５３）に供給され
る。

そして、例えば比較回路（５１Ｅ　）の比較出力が形成
回路（６３）に供給されてクロックＣＫｓが形成され、
このクロックＣＫｅが変換回路（５３）に供給されて（
−１号１３１１〜Ｉ３ｄは信号Ｓｄに変更され、この信
号Ｓｄがデスクランブル回路（５４）に供給されると共
に、形成１ｉｉ＋１／３　（６３）からクロックＣＫ３
が供給され゛（信’；ｌ　Ｓ　ｄにデスクランブルが行
われ、このデスクランブルされた信号ＳｄがＤ／Ａコン
バータ（５５）に供給されると共に、形成回路（６３）
からクロックＣ１（３が供給されて１６号Ｓｄはちと（
７）ＮＴＳＣカラービデオ信号Ｓａに変換され、この信
号Ｓａが端子（５６）に取り出される。

第３図は形成回Ｍ３（６１）の−例をポし、第９図はそ
の各部の波形を示す（以下この図を波形図と呼ぶ）。

そして、この形成回路（６１）において、（７０）はＰ
ＬＬを示し、ＡＧＣ回路（４３）からの信号Ｓｍが位相
比較回路（７１）に供給されると共に、ＶＣＯ（７４）
から自走周波数が信号ＳＩＩ＋のキャリア周波数に等し
い発振信号Ｓｏが取り出され、この信号Ｓｏが比較回路
（７１）に供給されて信号５ＬＩｌとＳ。

とが位相比較され、その比較出力Ｓ１がゲート回路（７
２）に供給される。

この場合、信号Ｓ＋ｗは、シンクチップ部分では、２０
サンプル期間にわたって上述した点Ｒのレベル及び位相
に固定されているが、他の期間には信号Ｓａのレベルに
対応したＸ点のレベル及び位相となっている。従って、
波形図のＡに信号Ｓｓの波形を示すが、これは、シンク
チップ期間Ｔｈには一定のレベルで一定の位相の正弦波
であり、他の期間Ｔｄには信号Ｓａのレベルに対応した
レベル及び位相である。

そして、比較回路（７１）においては、そのような信号
Ｓ１ｗと信号Ｓｏとが位相比較されるのであるから、期
間Ｔｈにおける位相比較出力Ｓ１は、信号Ｓｏが信号Ｓ
ｓにロックしていれば、一定のＩ／ベベル直流信号とな
り、ロックしていなければ、波形図のＢに示すように、
信号５ｆｆｌとＳＯとの位相差に対応した速度で極性及
びレベルが変化していく直流信号となる。また期間Ｔｄ
には、信号５Ｌ１１に対応した交番信号となる。

そこで、ゲート回ＷＲ（７２）において、後述するパル
スｐｈにより期間Ｔｈにおける信号Ｓ１だけが取り出さ
れ、この取り出された信号Ｓ１がローパスフィルタ（７
３）に供給されて期間Ｔｈにおける信号Ｓ＃ｌとＳｏと
の位相差に対応した極性及びレベルの直流１ｄ号とされ
、この信号がＶＣＯ（７４）にその制御ｔｄ′＋とじて
供給される。従って、定常時には、ＶＣＯ（７４）の発
振信号Ｓｏは、期間Ｔｈにおける信号Ｓｍに位相ロック
し、すなわち、上述した点Ｒに対して９０°の位相差を
有する一定の位相の発振信号となる。

そして、この信号ＳＯが移相回路（６２）に供給されて
キャリア信号Ｃｉ、Ｃｑとされ、さらに、この信号Ｃｉ
、Ｃｑが検波回ＩＩ　（４４Ａ　）　、　　（４４Ｃ）
に供給されて信号Ｓｍから信号Ｂｉ、Ｂｑが１ｔＬｔａ
される。

さらに、（８０）はシンクチップ期間の検出回路を示し
、ＡＧＣ回路（４３）からの信号Ｓｍが位相比較回路（
８１）に供給されると共に、信号ＳＯが比較回路（８１
）に供給されて比較回路（８１）からも信号Ｓ１が取り
出され、この信号Ｓ１がリミッタアンプ（８２）に供給
されてリミットされることにより波形図のＣに示すよう
に期間Ｔｈにおける直流信号ｓｈのレベルが＋１　（最
大値）または−１（最小値）に固定された信号Ｓ２とさ
れ、この信号Ｓ２が二乗回路（８３）に供給されて二乗
されることにより波形図のＤに示すように期間Ｔｈにお
ける直流信号ｓｈが“１”レベルの信号Ｓ３とされる。

なお、この信号Ｓ３は、期間Ｔｄには、信号Ｓａに対応
して“Ｏ”または“１”のいずれかのレベルである。

そして、この信号Ｓ３がカウンタ（８４）のクリア入力
ＣＬに供給されると共に、形成回路（６３）からクロッ
クＣＫ１がカウンタ（８４）にカウント入力として供給
される。従って、カウンタ（８４）はクロックＣＫ３を
カウントするが、期間Ｔｄにば信号Ｓ３はひんばんに“
０”と“１”とを繰り返すと共に、Ｓ３−“０”のとき
、カウンタ（８４）はクリアされるの＜ｒｌｌＲ形図の
Ｅに示すように、カウンタ（８４）のカウント値はあま
り増加することがなく、そのキャリ出力ＣＹはＯ″のま
まである。しかし、期間］゛ｈには、２０サンプル期間
にわたってＳ３−１”の状態が続いてカウンタ（８４）
がクリ゛Ｉされることがないので、カウンタ（８４）の
カウント値は次第に増加し、期間Ｔｈにおけるある時点
にキャリ出力ＣＹが“１”となる。

そして、このキャリ出力ＣＹが整形回路（８５）に供給
されて波形図のＦにボすように次の期間Ｔｈに所定のパ
ルス幅を有するパルスＰｈとされ、このパルスｐｈがゲ
ート回路（７２）にその制御出力として供給されて信号
Ｓｍのうち期間Ｔｈの直流信号がフィルタ（７３）に供
給される。従っ°ζ、ＰＩ、Ｌ（７０）におい°ζは、
上述のように、信号Ｓｏ　　　　　’が期間Ｔｈの信号
Ｓｍに位相ロックする。

以上のようにして、カラービデオ信号Ｓａが送受信され
るが、この場合、この発明によれば、シンクチップ期間
Ｔｈには１６Ｑ　Ａ　Ｍ変調信号５Ｉ１１を点Ｒとして
示される基準のレベル及び位相としているので、受信回
路においては、この点Ｒのレベル及び位相から容易に復
調用のキャリア信号Ｃｉ。

ｃｑを形成することができ、そのハードウェアが簡単で
ある。また、送信回路及び受信回路も全体としてハード
ウェアが簡単である。

なお、同期検波回路と位相比較回路とは本質的に同一で
あるから、上述において、比較回路（８１）を回路（３
１）あるいは（４４Ｃ）と兼用にできる。

また、連続した情報信号、例えば音声信号の場合には、
送信回路においては、デジタル信号Ｓｄとしたのち、単
位期間ごとに時間軸圧縮してシンクチップ期間Ｔｈに相
当する同期期間を形成し、この期間のレベルをＯＯＨと
すると共に、受信回路ニオイて、信号Ｓｄの時間軸伸張
を行えばよい。

〔発明の効果〕

デジタル信号Ｓｄに、シンクチップ期間Ｔｈごとに、所
定の値００Ｈの同期データを付加し、シンクチップ期間
ｉ’　ｈには１６Ｑ　Ａ　Ｍ変調信号Ｓｓを点Ｒとして
ポされる基′ｔｌｌｕのレベル及び位相としているので
、受信回路においては、この点Ｒのレベル及び位相から
容易に復調用のキャリア信号Ｃｉ、Ｃｑを形成すること
ができ、そのハードウェアが簡単である。また、送信１
１１１路及び受信回路も全体としてハードウェアが簡（
（＞である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一例の系統図、第２図〜第９図はそ
の説明のための図である。（１２）はＡ　／　Ｉ）コンバータ、（１５）　、　　
（５２Ａ　）　。（５２Ｃ）　、　　（５３）は変換回路、（２１Ａ　）
　、　　（２１Ｃ）は平衡変調回路、（３１）　、　　
（６５）は形成回路、（４４＾−）　、　　（４４Ｇ）
は同期検波回路、（５１＾）〜（５１Ｆ　）は電圧比較
回路、（５５）はＤ／Ａコンバータ、（７０）はＰ　Ｌ
　Ｌ、（７１）　、　　（８１）は位相比較回路、（８
０）は検出回路、（８２）はリミッタアンプ、（８３）
は二乗回路、（８４）はカウンタである。ｃｒ３第４図第５図第６図　　　　。 δＬ第７図８ｂ　−’０”！２　　″Ｏ°′１″ 第８図 δｉ第９図

Claims

【特許請求の範囲】

デジタルデータに、所定の期間ごとに、所定の値の同期
データを付加し、この同期データの付加されたデジタル
データにより上記同期データの期間には、被変調信号の
レベル及び位相が所定の一定値となるように１６ＱＡＭ
を行うようにした１６ＱＡＭ回路。