JP3103106B2 - 多相ｐｓｋ変復調方式 - Google Patents
多相ｐｓｋ変復調方式Info
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- JP3103106B2 JP3103106B2 JP02330795A JP33079590A JP3103106B2 JP 3103106 B2 JP3103106 B2 JP 3103106B2 JP 02330795 A JP02330795 A JP 02330795A JP 33079590 A JP33079590 A JP 33079590A JP 3103106 B2 JP3103106 B2 JP 3103106B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は信号の変復調方式に係り、特に多相PSK変調
方式を用いた信号の伝送やVTRなどの信号記録方式にも
適用することができる360度を越えて割当を行う多相PSK
変復調方式に関するものである。
方式を用いた信号の伝送やVTRなどの信号記録方式にも
適用することができる360度を越えて割当を行う多相PSK
変復調方式に関するものである。
本発明は、十分なCN比を得るのがむずかしい衛星伝送
にも利用することができる多相PSK変復調方式に関する
ものである。
にも利用することができる多相PSK変復調方式に関する
ものである。
［発明の概要］ 本発明は、アナログ信号を多相PSK変調して伝送する
際に、あらかじめ変調信号の瞬時的なダイナミックレン
ジを制限することで、従来の変調可能範囲とされていた
360度を越えて変調を行い、通常の多相PSK変調で得られ
る変調利得を、さらに増大できるようにした変調方式、
ならびに、その復調方式である。
際に、あらかじめ変調信号の瞬時的なダイナミックレン
ジを制限することで、従来の変調可能範囲とされていた
360度を越えて変調を行い、通常の多相PSK変調で得られ
る変調利得を、さらに増大できるようにした変調方式、
ならびに、その復調方式である。
［従来の技術］ 従来、この種の変調方式としては、DPA（Digital Pse
udo−Analogue）方式がある。DPA方式の一例として、変
調信号の８ビットサンプル値のMSBを分離し、２サンプ
ルをまとめて２ビットのディジタル信号とし、それをQP
SKで伝送し、残りのビットの部分を128相のPSK（疑似ア
ナログ変調）で伝送する方式がある。
udo−Analogue）方式がある。DPA方式の一例として、変
調信号の８ビットサンプル値のMSBを分離し、２サンプ
ルをまとめて２ビットのディジタル信号とし、それをQP
SKで伝送し、残りのビットの部分を128相のPSK（疑似ア
ナログ変調）で伝送する方式がある。
128相のPSKでは、仮に位相ギャップΔΦを90度とすれ
ば16.5dBの変調利得があり、さらにMSBをディジタルで
伝送するので6dBだけS/N改善度が増加し、DAP方式全体
として22.5dBのS/N改善度が得られる。しかしDPA方式の
場合、ディジタルデータをQPSKで伝送するものとすれ
ば、２ビットが１シンボルに対応し、結果として２サン
プルを３シンボルに変換して伝送するので、256相PSKで
伝送する場合に比べると、1.5倍の帯域を必要とした。
ば16.5dBの変調利得があり、さらにMSBをディジタルで
伝送するので6dBだけS/N改善度が増加し、DAP方式全体
として22.5dBのS/N改善度が得られる。しかしDPA方式の
場合、ディジタルデータをQPSKで伝送するものとすれ
ば、２ビットが１シンボルに対応し、結果として２サン
プルを３シンボルに変換して伝送するので、256相PSKで
伝送する場合に比べると、1.5倍の帯域を必要とした。
［発明が解決しようとする課題］ DPAでは、単純に８ビットサンプルデータを、256相PS
Kで伝送する場合に比べ、S/N改善度の増加があるが、そ
の代償として、所要帯域が広くなるという欠点があっ
た。
Kで伝送する場合に比べ、S/N改善度の増加があるが、そ
の代償として、所要帯域が広くなるという欠点があっ
た。
すなわち、帯域とS/Nの交換を行っているだけであっ
た。
た。
一般に、画像信号のような信号では、サンプル間の差
信号の振幅分布は、ラプラス分布になり、大きな振幅の
差信号を生ずる確率は非常に小さい。また、仮に大振幅
の差信号をクリップしても、画像信号で生じる歪はエッ
ジ部分に相当するので視覚的には、大きな画質劣化とは
ならない。
信号の振幅分布は、ラプラス分布になり、大きな振幅の
差信号を生ずる確率は非常に小さい。また、仮に大振幅
の差信号をクリップしても、画像信号で生じる歪はエッ
ジ部分に相当するので視覚的には、大きな画質劣化とは
ならない。
そこで、本発明の目的は、この性質を利用して、サン
プル間の差信号の振幅を制限して、多相PSK変調（例え
ば、256相PSK）におけるサンプル間の位相変化量を360
度以内とし、復調側で、現サンプルが１周360度の円周
上の何周目に位置しているかを判断できるようにするこ
とで、360度以上の位相回転を可能にし、帯域を広げる
ことなくS/N改善量を増大させることにある。
プル間の差信号の振幅を制限して、多相PSK変調（例え
ば、256相PSK）におけるサンプル間の位相変化量を360
度以内とし、復調側で、現サンプルが１周360度の円周
上の何周目に位置しているかを判断できるようにするこ
とで、360度以上の位相回転を可能にし、帯域を広げる
ことなくS/N改善量を増大させることにある。
［課題を解決するための手段］ 上記の目的を達成するために、本発明に係る多相PSK
変調方式は、スルーレート制限手段を用いて変調信号の
瞬時的な振幅変化量を制限することにより、瞬時的な位
相変化量が360度を越えないようにし、変調信号の振幅
を位相に割り当てる際に360度を越えて割当を行い、多
相PSK変調を行うことを特徴とするものである。
変調方式は、スルーレート制限手段を用いて変調信号の
瞬時的な振幅変化量を制限することにより、瞬時的な位
相変化量が360度を越えないようにし、変調信号の振幅
を位相に割り当てる際に360度を越えて割当を行い、多
相PSK変調を行うことを特徴とするものである。
また、その他の本発明に係る多相PSK変調方式は、ス
ルーレート制限手段を用いて変調信号の瞬時的な振幅変
化量を制限することにより、瞬時的な位相変化量が360
度を越えないようにし、変調信号の振幅を位相に割り当
てる際に360度を越えて割当を行い、多相PSK変調された
被変調信号を復調する際に、変調側で瞬時的な位相変化
量が360度を越えないように制限していることを利用
し、位相が正に変化したのか、負に変化したのかを判断
し、常時、現サンプルが何回転目にいるのかをトレース
しながら復調することで、複数の振幅値が割当られてい
る０〜360度の位相点から、もとの振幅を得ることを特
徴とするものである。
ルーレート制限手段を用いて変調信号の瞬時的な振幅変
化量を制限することにより、瞬時的な位相変化量が360
度を越えないようにし、変調信号の振幅を位相に割り当
てる際に360度を越えて割当を行い、多相PSK変調された
被変調信号を復調する際に、変調側で瞬時的な位相変化
量が360度を越えないように制限していることを利用
し、位相が正に変化したのか、負に変化したのかを判断
し、常時、現サンプルが何回転目にいるのかをトレース
しながら復調することで、複数の振幅値が割当られてい
る０〜360度の位相点から、もとの振幅を得ることを特
徴とするものである。
［作 用］ 本発明によれば、サンプル間の差信号の振幅を制限し
て、多相PSK変調（例えば、256相PSK）におけるサンプ
ル間の位相変化量を360度以内とし、復調側で、現サン
プルが１周360度の円周上の何周目に位置しているかを
判断できるようにすることで、360度以上の位相回転を
可能にし、伝送所要帯域を広げることなくS/N改善量を
増大させることができる。
て、多相PSK変調（例えば、256相PSK）におけるサンプ
ル間の位相変化量を360度以内とし、復調側で、現サン
プルが１周360度の円周上の何周目に位置しているかを
判断できるようにすることで、360度以上の位相回転を
可能にし、伝送所要帯域を広げることなくS/N改善量を
増大させることができる。
［実施例］ 次に、本発明を映像信号の伝送に適用した実施例につ
いて説明する。
いて説明する。
第１図は、本実施例による変調器の構成を示す。入力
映像信号ａはディジタル化されており、この信号はスル
ーレート制限回路１でサンプル間の差分値を一定値以下
に制限される。スルーレート制限は後で説明するよう
に、レベル適応スルーレート制限と、単純スルーレート
制限の２種類が考えられる。スルーレート制限回路を通
過した信号ｂは、振幅角度変換回路２で０〜360度の位
相角を表す信号ｃに変換される。本発明では信号の全振
幅に対して360度以上の角度を割り当て多相PSK変調を行
うので、この回路２では、複数の振幅値が１つの位相に
変換される。
映像信号ａはディジタル化されており、この信号はスル
ーレート制限回路１でサンプル間の差分値を一定値以下
に制限される。スルーレート制限は後で説明するよう
に、レベル適応スルーレート制限と、単純スルーレート
制限の２種類が考えられる。スルーレート制限回路を通
過した信号ｂは、振幅角度変換回路２で０〜360度の位
相角を表す信号ｃに変換される。本発明では信号の全振
幅に対して360度以上の角度を割り当て多相PSK変調を行
うので、この回路２では、複数の振幅値が１つの位相に
変換される。
第５図に振幅角度変換回路の特性の一例を示す。この
例では、入力信号の全振幅に対して540度を割り当てて
いる。
例では、入力信号の全振幅に対して540度を割り当てて
いる。
位相角を表す信号ｃは正弦変換回路３および余弦変換
回路４により、直交したＩ軸とＱ軸の２つの座標の成分
に分解され信号ｄとｅになる。信号ｄとｅは２倍のオー
バーサンプリング回路5,6により信号ｆとｇになり、さ
らにロールオフフィルタ7,8によって帯域制限および波
形整形されて信号ｈとｉとなる。信号ｈおよびｉはD/A
コンバーター9,10および補間フィルタ11,12を通ってｊ
とｋのアナログ信号となる。
回路４により、直交したＩ軸とＱ軸の２つの座標の成分
に分解され信号ｄとｅになる。信号ｄとｅは２倍のオー
バーサンプリング回路5,6により信号ｆとｇになり、さ
らにロールオフフィルタ7,8によって帯域制限および波
形整形されて信号ｈとｉとなる。信号ｈおよびｉはD/A
コンバーター9,10および補間フィルタ11,12を通ってｊ
とｋのアナログ信号となる。
一方、発振器17の出力は二分配され、片方の信号は移
相器13により90度の位相差を与えられる。こうして得ら
れた２つのキャリア信号l,mと信号j,kを乗算器14,15で
乗算し、DSB−SC信号のｎとｏに変換する。信号ｎとｏ
は合成器16で加算され、目的とする360度を越える多相P
SK変調波ｐが得られる。
相器13により90度の位相差を与えられる。こうして得ら
れた２つのキャリア信号l,mと信号j,kを乗算器14,15で
乗算し、DSB−SC信号のｎとｏに変換する。信号ｎとｏ
は合成器16で加算され、目的とする360度を越える多相P
SK変調波ｐが得られる。
次に復調器側について説明する。第２図に、本実施例
による多相PSK復調器の構成を示す。まず、入力信号ａ
を２つに分配する。一方、キャリア再生回路21の出力を
２つに分配し、その片方に移送相器22で90度の位相差を
与えることで、２つの直交したキャリア信号b,cを得
る。この２つのキャリアと２つに分配した入力信号ａを
乗算器23,24で乗算して信号ｄとｅにする。次に、信号
d,eをLPF25,26で帯域制限して信号f,gとし、さらにA/D
変換器27,28でディジタル信号h,iに変換する。信号h,i
は、それぞれＩ軸とＱ軸の成分を表している。
による多相PSK復調器の構成を示す。まず、入力信号ａ
を２つに分配する。一方、キャリア再生回路21の出力を
２つに分配し、その片方に移送相器22で90度の位相差を
与えることで、２つの直交したキャリア信号b,cを得
る。この２つのキャリアと２つに分配した入力信号ａを
乗算器23,24で乗算して信号ｄとｅにする。次に、信号
d,eをLPF25,26で帯域制限して信号f,gとし、さらにA/D
変換器27,28でディジタル信号h,iに変換する。信号h,i
は、それぞれＩ軸とＱ軸の成分を表している。
次に、信号ｈとｉを逆正接回路29で位相を表す信号ｊ
に変換する。信号ｊは、０〜360度の位相を表している
が、これを振幅に変換する場合には、１つの位相が複数
の振幅値に対応していることから、一意的には変換でき
ない。しかし、信号ｊが表す位相をφｎとして、真の位
相θｎを2Nπ＋φｎと表すと、前サンプルの位相θn-1
が既知であれば、すなわち、前サンプルのNn-1が既知で
あれば、現サンプルの位相θｎも知ることができる。真
の位相θｎは振幅値と一対一に対応しているので、結果
として、ｊが表すφｎを振幅値に変換できる。
に変換する。信号ｊは、０〜360度の位相を表している
が、これを振幅に変換する場合には、１つの位相が複数
の振幅値に対応していることから、一意的には変換でき
ない。しかし、信号ｊが表す位相をφｎとして、真の位
相θｎを2Nπ＋φｎと表すと、前サンプルの位相θn-1
が既知であれば、すなわち、前サンプルのNn-1が既知で
あれば、現サンプルの位相θｎも知ることができる。真
の位相θｎは振幅値と一対一に対応しているので、結果
として、ｊが表すφｎを振幅値に変換できる。
本実施例では、信号は映像信号なので、水平同期は既
知の値であるから、水平同期よりスタートして、次々に
位相データを振幅値に変換してゆくことが可能である。
知の値であるから、水平同期よりスタートして、次々に
位相データを振幅値に変換してゆくことが可能である。
第２図において、位相回転数判定回路32は、前サンプ
ルの振幅値と現サンプルの位相φｎから回転数Nnの増減
を検出し、現サンプルの位相回転数を示す信号ｎを出す
回路である。信号ｎにより角度振幅変換回路30,31の出
力k,lを切換器33で切り換えて、もとの振幅値を示す信
号ｏを得る。さらに、信号ｏはラッチ回路34でラッチさ
れ信号ｑとなる。
ルの振幅値と現サンプルの位相φｎから回転数Nnの増減
を検出し、現サンプルの位相回転数を示す信号ｎを出す
回路である。信号ｎにより角度振幅変換回路30,31の出
力k,lを切換器33で切り換えて、もとの振幅値を示す信
号ｏを得る。さらに、信号ｏはラッチ回路34でラッチさ
れ信号ｑとなる。
角度振幅変換回路のマップは、それぞれ各位相回転数
Nnに対応して必要である。本実施例はＮ＝0,1の２つの
位相回転数がある場合を想定している。また位相回転数
判定回路の、一方の入力信号ｍは前サンプルの振幅値を
表す信号ｑであるが、水平同期期間（必ずしも水平同期
期間のみである必要はなく、既知のデータがある区間で
あればよい）は、切換器35で既知のＨ同期データメモリ
36の信号ｐに切り換えることで、角度振幅変換のシーケ
ンスを1Hで完結させることにより、仮に伝送ノイズによ
り位相回転数判定に誤りを生じたとしても、その影響が
長期間伝搬しないようにしている。同期信号は360度以
内の位相変化としておくと、同期信号の検出が容易であ
る。
Nnに対応して必要である。本実施例はＮ＝0,1の２つの
位相回転数がある場合を想定している。また位相回転数
判定回路の、一方の入力信号ｍは前サンプルの振幅値を
表す信号ｑであるが、水平同期期間（必ずしも水平同期
期間のみである必要はなく、既知のデータがある区間で
あればよい）は、切換器35で既知のＨ同期データメモリ
36の信号ｐに切り換えることで、角度振幅変換のシーケ
ンスを1Hで完結させることにより、仮に伝送ノイズによ
り位相回転数判定に誤りを生じたとしても、その影響が
長期間伝搬しないようにしている。同期信号は360度以
内の位相変化としておくと、同期信号の検出が容易であ
る。
このようにして復調して得た振幅データは、そのまま
映像信号として出力できるが、伝送ノイズにより角度振
幅変換シーケンスに誤りが生じた場合の対策として、次
の方法が考えられる。
映像信号として出力できるが、伝送ノイズにより角度振
幅変換シーケンスに誤りが生じた場合の対策として、次
の方法が考えられる。
映像信号は隣接画素間の相関が強いという性質がある
ので、角度振幅変換シーケンスに誤りの生じたライン
は、前ラインのデータで補間する方法である。誤りを検
出する方法としては、Ｈ同期からスタートした角度振幅
変換シーケンスは、誤りがなければ再びＨ同期に正しく
戻ってくる性質を利用して、復調したＨ同期のデータと
既知のＨ同期のデータとの差がある一定の許容値を越え
た時に、1Hの角度振幅変換シーケンス中に誤りが発生し
たと判定する方法がある。
ので、角度振幅変換シーケンスに誤りの生じたライン
は、前ラインのデータで補間する方法である。誤りを検
出する方法としては、Ｈ同期からスタートした角度振幅
変換シーケンスは、誤りがなければ再びＨ同期に正しく
戻ってくる性質を利用して、復調したＨ同期のデータと
既知のＨ同期のデータとの差がある一定の許容値を越え
た時に、1Hの角度振幅変換シーケンス中に誤りが発生し
たと判定する方法がある。
以上述べた誤りラインの補間および誤り検出のプロセ
スは、第２図において信号ｑから信号ｘまでの間で行っ
ている。すなわち、角度振幅変換後のデータｑを２つに
分配し、一方は比較判定回路39でＨ同期期間中にＨ同期
データメモリ40の信号ｓと比較し、角度振幅変換シーケ
ンスの誤り検出に使用する。
スは、第２図において信号ｑから信号ｘまでの間で行っ
ている。すなわち、角度振幅変換後のデータｑを２つに
分配し、一方は比較判定回路39でＨ同期期間中にＨ同期
データメモリ40の信号ｓと比較し、角度振幅変換シーケ
ンスの誤り検出に使用する。
比較判定回路39の出力信号ｕは1Hホールド回路42で1H
の間ホールドし、現ラインの出力を行うか、前ラインデ
ータ（または前フィールドデータ）で補間するかを制御
する信号ｗとなる。２つに分配したもう一方の信号ｑ
は、信号ｗとタイミングを合わせるためDLY回路37で遅
延させて信号ｒとし、さらに1Hメモリ38により1H遅延さ
せる。これは、角度振幅変換シーケンスの誤りが、次の
ラインのＨ同期期間が来るまで検出できないためであ
る。
の間ホールドし、現ラインの出力を行うか、前ラインデ
ータ（または前フィールドデータ）で補間するかを制御
する信号ｗとなる。２つに分配したもう一方の信号ｑ
は、信号ｗとタイミングを合わせるためDLY回路37で遅
延させて信号ｒとし、さらに1Hメモリ38により1H遅延さ
せる。これは、角度振幅変換シーケンスの誤りが、次の
ラインのＨ同期期間が来るまで検出できないためであ
る。
角度振幅変換シーケンスに誤りがなかった場合には、
最初の1Hメモリ38の出力信号ｔを選択して出力映像信号
ｘとする。もし角度振幅変換誤りを検出した場合には、
直列に接続したもう一つの1Hメモリ（または１フィール
ドメモリ）41の出力信号ｖすなわち、前ライン（または
前フィールド）のデータを選択して出力映像信号ｘとし
て出力する。以上が、第２図に示した多相PSK復調器の
動作である。
最初の1Hメモリ38の出力信号ｔを選択して出力映像信号
ｘとする。もし角度振幅変換誤りを検出した場合には、
直列に接続したもう一つの1Hメモリ（または１フィール
ドメモリ）41の出力信号ｖすなわち、前ライン（または
前フィールド）のデータを選択して出力映像信号ｘとし
て出力する。以上が、第２図に示した多相PSK復調器の
動作である。
ここで、1H中に２つの誤りが発生すると、誤りの検出
ができない場合があるが、復調器の映像出力信号に要求
されるS/Nから決まる伝送路の所要C/Nにおいては、適当
な大きさの位相ギャップを設定すれば、1H中に２つの誤
りを生じる確率はほとんどゼロである。
ができない場合があるが、復調器の映像出力信号に要求
されるS/Nから決まる伝送路の所要C/Nにおいては、適当
な大きさの位相ギャップを設定すれば、1H中に２つの誤
りを生じる確率はほとんどゼロである。
次に、スルーレート制限回路と、その特性について説
明する。第３図は単純スルーレート制限回路を、第６図
は単純スルーレート制限回路で使用する対称クリップ回
路の特性を示す。第３図において、縦軸，横軸共に規格
化した振幅を表す。また、スルーレート制限値は、正負
合わせて規格化振幅値で0.5の場合を示している。第６
図において、横軸は規格化した基準信号レベルであり、
縦軸は入力信号レベルで、斜線内はクリップを生じない
入力信号の範囲である。対称クリップ回路では基準信号
を使用する必要はないが、非対称クリップ回路の特性と
対比させるため、仮想的に設定した。
明する。第３図は単純スルーレート制限回路を、第６図
は単純スルーレート制限回路で使用する対称クリップ回
路の特性を示す。第３図において、縦軸，横軸共に規格
化した振幅を表す。また、スルーレート制限値は、正負
合わせて規格化振幅値で0.5の場合を示している。第６
図において、横軸は規格化した基準信号レベルであり、
縦軸は入力信号レベルで、斜線内はクリップを生じない
入力信号の範囲である。対称クリップ回路では基準信号
を使用する必要はないが、非対称クリップ回路の特性と
対比させるため、仮想的に設定した。
まず単純スルーレート制限回路の動作について説明す
る。入力信号Xnを、スルーレート制限を受けた１クロッ
ク前のサンプルYn-1と減算器51で引き算し、差分信号dn
を得る。dnは正負同じレベルでクリップする対称クリッ
プ回路52でクリップしてQnとする。対称クリップ回路
は、正方向のクリップレベルと負方向のクリップレベル
が、常に一定のクリップ回路である。対称クリップ回路
52の出力Qnは、スルーレート制限を受けた前サンプルY
n-1と加算回路53で加算してYnとし、さらにラッチ回路5
4でラッチして出力する。
る。入力信号Xnを、スルーレート制限を受けた１クロッ
ク前のサンプルYn-1と減算器51で引き算し、差分信号dn
を得る。dnは正負同じレベルでクリップする対称クリッ
プ回路52でクリップしてQnとする。対称クリップ回路
は、正方向のクリップレベルと負方向のクリップレベル
が、常に一定のクリップ回路である。対称クリップ回路
52の出力Qnは、スルーレート制限を受けた前サンプルY
n-1と加算回路53で加算してYnとし、さらにラッチ回路5
4でラッチして出力する。
次に、第４図にレベル適応スルーレート制限回路を、
第７図にレベル適応スルーレート制限回路で使用する非
対称クリップ回路の特性例を示す。第４図は、縦軸，横
軸共に規格化した振幅を表す。また、スルーレート制限
値は、正負合わせて規格化振幅値で0.5の場合を示して
いる。第７図の横軸は規格化した基準信号レベルであ
り、縦軸は入力信号レベルで、斜線内はクリップを生じ
ない入力信号の範囲である。
第７図にレベル適応スルーレート制限回路で使用する非
対称クリップ回路の特性例を示す。第４図は、縦軸，横
軸共に規格化した振幅を表す。また、スルーレート制限
値は、正負合わせて規格化振幅値で0.5の場合を示して
いる。第７図の横軸は規格化した基準信号レベルであ
り、縦軸は入力信号レベルで、斜線内はクリップを生じ
ない入力信号の範囲である。
まず、レベル適応スルーレート制限回路の動作につい
て説明する。入力信号Xnを、スルーレート制限を受けた
１クロック前のサンプルYn-1と減算回路61で引き算し、
差分値dnを得る。dnは非対称クリップ回路62でクリップ
してQnとする。非対称クリップ回路62は、正のクリップ
レベルと負のクリップレベルの絶対値の和は対称クリッ
プ回路と同じで一定値であるが、正のクリップレベルと
負のクリップレベルの比率が、基準信号Ｒに依存して変
化する回路で、基準信号Ｒが０〜１の範囲を変化するも
のとすれば、0.5＜Ｒの範囲では、正のクリップレベル
より負のクリップレベルのほうが大きく、0.5＞Ｒの範
囲では逆に正のクリップレベルのほうが、負のクリップ
レベルより大きい特性を持つ。
て説明する。入力信号Xnを、スルーレート制限を受けた
１クロック前のサンプルYn-1と減算回路61で引き算し、
差分値dnを得る。dnは非対称クリップ回路62でクリップ
してQnとする。非対称クリップ回路62は、正のクリップ
レベルと負のクリップレベルの絶対値の和は対称クリッ
プ回路と同じで一定値であるが、正のクリップレベルと
負のクリップレベルの比率が、基準信号Ｒに依存して変
化する回路で、基準信号Ｒが０〜１の範囲を変化するも
のとすれば、0.5＜Ｒの範囲では、正のクリップレベル
より負のクリップレベルのほうが大きく、0.5＞Ｒの範
囲では逆に正のクリップレベルのほうが、負のクリップ
レベルより大きい特性を持つ。
非対称クリップ回路62の基準信号Ｒはスルーレート制
限を受けた１クロック前のサンプルYn-1とする。すなわ
ち、前サンプルの振幅レベルに適応して、正負のクリッ
プレベルの比率を変化させることで、スルーレート制限
が入力信号に与える歪を軽減しようとするものである。
非対称クリップ回路62の出力Qnは、スルーレート制限を
受けた前サンプルYn-1と加算回路63で加算してYnとし、
さらにラッチ回路64でラッチして出力する。以上がスル
ーレート制限回路の動作である。
限を受けた１クロック前のサンプルYn-1とする。すなわ
ち、前サンプルの振幅レベルに適応して、正負のクリッ
プレベルの比率を変化させることで、スルーレート制限
が入力信号に与える歪を軽減しようとするものである。
非対称クリップ回路62の出力Qnは、スルーレート制限を
受けた前サンプルYn-1と加算回路63で加算してYnとし、
さらにラッチ回路64でラッチして出力する。以上がスル
ーレート制限回路の動作である。
次に、本発明変調方式による360度を越える多相PSK変
調波における位相変化とベースバンド信号の関係を、単
純スルーレート制限を使用した場合と、レベル適応スル
ーレート制限を使用した場合の２方式について説明す
る。
調波における位相変化とベースバンド信号の関係を、単
純スルーレート制限を使用した場合と、レベル適応スル
ーレート制限を使用した場合の２方式について説明す
る。
第８図は、単純スルーレート制限の場合のベースバン
ド信号と本発明変調方式による多相PSK変調波の位相変
化の関係を示す。この例ではベースバンド信号の全振幅
を540度に割り当てている。さらに、位相ギャップを90
度としている。したがって、１サンプル間の最大位相変
化は±135度（合計270度）であり、全振幅が540度であ
るから、この許容最大位相変化をベースバンド信号の振
幅に換算すると、１サンプル間の変化は全振幅を1.0と
して±1/4（合計1/2）ということになる。本図の上半分
には、ステップ信号を入力した場合の、単純スルーレー
ト制限回路の応答を示している。下半分の（ａ）〜
（ｅ）は、サンプル間のPSK変調波位相変化の状態を示
している。360度を越える多相PSK変調方式の大きな特徴
の１つは、ベースバンド信号の振幅が変化している部分
では、サンプルごとに位相ギャップの位置が変化するこ
とである。単純スルーレート制限の場合、正方向と負方
向で同じ位相角を割り当てているので、次のサンプルに
対する位相ギャップの中心は、常に現サンプルから180
度の位置にある。（ｃ）に示すＣからＤへの位相変化で
は、位相は360度を越えて１回転目から２回転目に変化
している。復調側では、位相が360度を越える時に、位
相回転数が変化したことを認識できる。さらに、その時
の位相変化の極性により位相回転数の増減を知ることが
できる。
ド信号と本発明変調方式による多相PSK変調波の位相変
化の関係を示す。この例ではベースバンド信号の全振幅
を540度に割り当てている。さらに、位相ギャップを90
度としている。したがって、１サンプル間の最大位相変
化は±135度（合計270度）であり、全振幅が540度であ
るから、この許容最大位相変化をベースバンド信号の振
幅に換算すると、１サンプル間の変化は全振幅を1.0と
して±1/4（合計1/2）ということになる。本図の上半分
には、ステップ信号を入力した場合の、単純スルーレー
ト制限回路の応答を示している。下半分の（ａ）〜
（ｅ）は、サンプル間のPSK変調波位相変化の状態を示
している。360度を越える多相PSK変調方式の大きな特徴
の１つは、ベースバンド信号の振幅が変化している部分
では、サンプルごとに位相ギャップの位置が変化するこ
とである。単純スルーレート制限の場合、正方向と負方
向で同じ位相角を割り当てているので、次のサンプルに
対する位相ギャップの中心は、常に現サンプルから180
度の位置にある。（ｃ）に示すＣからＤへの位相変化で
は、位相は360度を越えて１回転目から２回転目に変化
している。復調側では、位相が360度を越える時に、位
相回転数が変化したことを認識できる。さらに、その時
の位相変化の極性により位相回転数の増減を知ることが
できる。
続いて、レベル適応スルーレート制限の場合について
説明する。第９図は、レベル適応スルーレート制限の場
合のベースバンド信号と本発明方式による多相PSK変調
波の位相変化の関係を示す。この場合も、前例と同様に
ベースバンド信号の全振幅を540度に割り当てて、位相
ギャップを90度としている。本図の上半分に示したレベ
ル適応スルーレート制限回路のステップ応答は、単純ス
ルーレート制限の場合と比較して、信号の立ち上がりが
改善されることを示している。レベル適応スルーレート
制限の場合は、単純スルーレート制限の場合と異なり、
現サンプルと次のサンプルに対する位相ギャップの中心
との位相関係が一定ではなく、現サンプルに対応する振
幅値によって適応的に変化させる必要がある。
説明する。第９図は、レベル適応スルーレート制限の場
合のベースバンド信号と本発明方式による多相PSK変調
波の位相変化の関係を示す。この場合も、前例と同様に
ベースバンド信号の全振幅を540度に割り当てて、位相
ギャップを90度としている。本図の上半分に示したレベ
ル適応スルーレート制限回路のステップ応答は、単純ス
ルーレート制限の場合と比較して、信号の立ち上がりが
改善されることを示している。レベル適応スルーレート
制限の場合は、単純スルーレート制限の場合と異なり、
現サンプルと次のサンプルに対する位相ギャップの中心
との位相関係が一定ではなく、現サンプルに対応する振
幅値によって適応的に変化させる必要がある。
これは、レベル適応スルーレート制限の場合、非対称
クリップ回路を使用するため、位相面に置き換えた時
に、正方向の最大位相変化量と、負方向の最大位相変化
量の比率が、信号振幅値によって異なることに対応して
いる。
クリップ回路を使用するため、位相面に置き換えた時
に、正方向の最大位相変化量と、負方向の最大位相変化
量の比率が、信号振幅値によって異なることに対応して
いる。
ただし、正方向の最大位相変化量と負方向の最大位相
変化量の絶対値の和は一定であり、第９図の場合は270
度としている。このように、スルーレート制限方式と位
相面上の信号割当方法の間には、一定の対応関係があ
る。
変化量の絶対値の和は一定であり、第９図の場合は270
度としている。このように、スルーレート制限方式と位
相面上の信号割当方法の間には、一定の対応関係があ
る。
［発明の効果］ 従来、線形直交変調を用いた多相PSK変調方式では、
そのS/N改善量は最大19dBである。S/N改善量をさらに大
きくする方法としてDPA方式があるが、DPA方式ではS/N
改善度を増大させる反面、所要帯域も広くあるという欠
点がある。
そのS/N改善量は最大19dBである。S/N改善量をさらに大
きくする方法としてDPA方式があるが、DPA方式ではS/N
改善度を増大させる反面、所要帯域も広くあるという欠
点がある。
これに対して本発明を適用すると、所要帯域を増大さ
せることなくS/N改善量を増大させることが可能であ
り、帯域とC/Nの制約がきびしい衛星伝送や、VTRなどの
記録系に適用して、大きなS/N改善効果を得ることが可
能である。
せることなくS/N改善量を増大させることが可能であ
り、帯域とC/Nの制約がきびしい衛星伝送や、VTRなどの
記録系に適用して、大きなS/N改善効果を得ることが可
能である。
第１図は本発明を映像信号の伝送に適用した場合の変調
器の構成図、 第２図は復調器の構成図、 第３図は単純スルーレート制限回路の構成と、その場合
の振幅変化許容範囲を示す図、 第４図はレベル適用スルーレート制限回路の構成と、そ
の場合の振幅変化許容範囲を示す図、 第５図は変調器で使用する振幅位相変換回路の特性例を
示す図、 第６図は第３図の単純スルーレート制限回路で使用して
いる対称クリップ回路の特性例を示す図、 第７図は第４図のレベル適応スルーレート制限回路で使
用している非対称クリップ回路の特性例を示す図、 第８図は単純スルーレート制限を使用した360度を越え
る多相PSK変調におけるベースバンド信号と変調波の位
相変化の関係を表す図、 第９図はレベル適応スルーレート制限を使用した360度
を越える多相PSK変調におけるベースバンド信号と変調
波の位相変化の関係を表す図である。 １……スルーレート制限回路、 ２……振幅角度変換回路、 ３……正弦変換回路、 ４……余弦変換回路、 5,6……２倍オーバーサンプリング回路、 7,8……ロールオフフィルタ、 9,10……D/A変換器、 11,12……補間フィルタ、 13……移相器、 14,15……乗算器、 16……合成器、 21……キャリア再生回路、 22……移相器、 23,24……乗算器、 25,26……ローパスフィルタ（LPF）、 27,28……A/D変換器、 29……逆正接回路、 30,31……角度振幅変換回路、 32……位相回転数判定回路、 33……切換器、 34……ラッチ回路、 35……切換器、 36……Ｈ同期データメモリ、 37……遅延（DLY）回路、 38……1Hメモリ、 39……比較判定回路、 40……Ｈ同期データメモリ、 41……1Hメモリ、 42……1Hホールド回路。
器の構成図、 第２図は復調器の構成図、 第３図は単純スルーレート制限回路の構成と、その場合
の振幅変化許容範囲を示す図、 第４図はレベル適用スルーレート制限回路の構成と、そ
の場合の振幅変化許容範囲を示す図、 第５図は変調器で使用する振幅位相変換回路の特性例を
示す図、 第６図は第３図の単純スルーレート制限回路で使用して
いる対称クリップ回路の特性例を示す図、 第７図は第４図のレベル適応スルーレート制限回路で使
用している非対称クリップ回路の特性例を示す図、 第８図は単純スルーレート制限を使用した360度を越え
る多相PSK変調におけるベースバンド信号と変調波の位
相変化の関係を表す図、 第９図はレベル適応スルーレート制限を使用した360度
を越える多相PSK変調におけるベースバンド信号と変調
波の位相変化の関係を表す図である。 １……スルーレート制限回路、 ２……振幅角度変換回路、 ３……正弦変換回路、 ４……余弦変換回路、 5,6……２倍オーバーサンプリング回路、 7,8……ロールオフフィルタ、 9,10……D/A変換器、 11,12……補間フィルタ、 13……移相器、 14,15……乗算器、 16……合成器、 21……キャリア再生回路、 22……移相器、 23,24……乗算器、 25,26……ローパスフィルタ（LPF）、 27,28……A/D変換器、 29……逆正接回路、 30,31……角度振幅変換回路、 32……位相回転数判定回路、 33……切換器、 34……ラッチ回路、 35……切換器、 36……Ｈ同期データメモリ、 37……遅延（DLY）回路、 38……1Hメモリ、 39……比較判定回路、 40……Ｈ同期データメモリ、 41……1Hメモリ、 42……1Hホールド回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−121591（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−154507（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/18 H03D 3/00 H04L 27/32 H04N 5/922
Claims (5)
- 【請求項１】スルーレート制限手段を用いて変調信号の
瞬時的な振幅変化量を制限することにより、瞬時的な位
相変化量が360度を越えないようにし、変調信号の振幅
を位相に割り当てる際に360度を越えて割当を行い、多
相PSK変調を行うことを特徴とする多相PSK変調方式。 - 【請求項２】サンプリングを行った場合にサンプルとサ
ンプルの間の差分値を制限することにより、前記変調信
号の瞬時的な振幅変化量を制限することを特徴とする請
求項１に記載の多相PSK変調方式。 - 【請求項３】変調側における瞬時位相変化量を制限して
360度未満とし、さらに位相変化の正負が復調側で判定
が可能であるようにするスルーレート制限処理におい
て、単純に±180度未満に制限するのではなく、信号の
振幅レベルに応じて正負の比率を変化させることで、変
調信号に与える波形歪を軽減することを特徴とする請求
項１に記載の多相PSK変調方式。 - 【請求項４】スルーレート制限手段を用いて変調信号の
瞬時的な振幅変化量を制限することにより、瞬時的な位
相変化量が360度を越えないようにし、変調信号の振幅
を位相に割り当てる際に360度を越えて割当を行い、多
相PSK変調された被変調信号を復調する際に、 変調側で瞬時的な位相変化量が360度を越えないように
制限していることを利用し、位相が正に変化したのか、
負に変化したのかを判断し、常時、現サンプルが何回転
目にいるのかをトレースしながら復調することで、複数
の振幅値が割当られている０〜360度の位相点から、も
との振幅を得ることを特徴とする多相PSK復調方式。 - 【請求項５】周期的な同期信号を含むベースバンド信号
を請求項１に記載の多相PSK変調方式によって変調した
変調波を復調する場合において、該同期信号の部分でそ
れ以前の1Hの区間における復調処理の誤りを検出し、誤
りを検出した場合はそのラインの信号を前ラインまたは
前フィールドの信号で置き換えて、復調処理の誤りによ
る画質劣化を改善することを特徴とする請求項４に記載
の多相PSK復調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02330795A JP3103106B2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | 多相ｐｓｋ変復調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02330795A JP3103106B2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | 多相ｐｓｋ変復調方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04207439A JPH04207439A (ja) | 1992-07-29 |
| JP3103106B2 true JP3103106B2 (ja) | 2000-10-23 |
Family
ID=18236634
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02330795A Expired - Fee Related JP3103106B2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | 多相ｐｓｋ変復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3103106B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4640454B2 (ja) | 2008-06-24 | 2011-03-02 | ソニー株式会社 | 変調回路、変調方法、プログラム、および通信装置 |
-
1990
- 1990-11-30 JP JP02330795A patent/JP3103106B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04207439A (ja) | 1992-07-29 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |