JPS607213A - 差動段 - Google Patents
差動段Info
- Publication number
- JPS607213A JPS607213A JP59112875A JP11287584A JPS607213A JP S607213 A JPS607213 A JP S607213A JP 59112875 A JP59112875 A JP 59112875A JP 11287584 A JP11287584 A JP 11287584A JP S607213 A JPS607213 A JP S607213A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- collector
- current
- transistors
- differential stage
- emitter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/4508—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using bipolar transistors as the active amplifying circuit
- H03F3/45085—Long tailed pairs
- H03F3/45094—Folded cascode stages
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier in emitter-coupled or cascode amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、特に、能動フィルタ用差動段の改良に関す
るものである。
るものである。
公知のように、能動フィルタは、高入力ダイナミックレ
ンジおよび段の相互コンダクタンス(すなわち、出力電
流と入力差動電圧の比)を変化させる能力を同時に持つ
ことが要求される差動段を用いる。しかしながら、これ
らの要求を従来の回路を用いて2つとも同時に満たすこ
とは不可能であり、かつより一般的には、可変相互コン
ダクタンスを特徴とする回路においては高入力ダイナミ
ックレンジを実現することはできなかったし、また逆に
、より高い入力ダイナミックレンジを有づる回路は相互
コンダクタンスの可変性を備えることができなかった。
ンジおよび段の相互コンダクタンス(すなわち、出力電
流と入力差動電圧の比)を変化させる能力を同時に持つ
ことが要求される差動段を用いる。しかしながら、これ
らの要求を従来の回路を用いて2つとも同時に満たすこ
とは不可能であり、かつより一般的には、可変相互コン
ダクタンスを特徴とする回路においては高入力ダイナミ
ックレンジを実現することはできなかったし、また逆に
、より高い入力ダイナミックレンジを有づる回路は相互
コンダクタンスの可変性を備えることができなかった。
特に、従来の回路は、本質的に各々第1図および第3図
に示される2つの基本的な方法に言及され得る。
に示される2つの基本的な方法に言及され得る。
第1図の回路は2個のトランジスタを含み、そ定
れらのエミッタが互いに接続されかつ供電流源に直接接
続される2つのトランジスタを含む第1図の回路におい
て、前記電源の電流値に直接比例した相互コンダクタン
スが得られる。
続される2つのトランジスタを含む第1図の回路におい
て、前記電源の電流値に直接比例した相互コンダクタン
スが得られる。
すなわち、
縣−i0/v、t
と定義すると、もし、Q、=02ならば、i + −1
z = (V、(/ 2re> ・αPNP’ o −
’ + +’ 2−(2% / 2 ’e ) ・αp
+1 pとなり、 Q =i o /V、(=Up N p /rとなる。
z = (V、(/ 2re> ・αPNP’ o −
’ + +’ 2−(2% / 2 ’e ) ・αp
+1 pとなり、 Q =i o /V、(=Up N p /rとなる。
ここで、re”” vt/ I oより、幅=(αPN
P/vt)・I。
P/vt)・I。
よって、この段の相互コンダクタンスは負荷電流1oに
比例し、かつこの電流■。を変化させることにより変化
されることができる。
比例し、かつこの電流■。を変化させることにより変化
されることができる。
他方、この回路を用いると、最大入力ダイナミックレン
ジ(すなわち、2個のトランジスタのベース間に印加さ
れる最大差動電圧)は約3 vtに制限される。
ジ(すなわち、2個のトランジスタのベース間に印加さ
れる最大差動電圧)は約3 vtに制限される。
事実、この回路の大信号解析(たとえば、Qray、M
eyer”Analysis and [)esign
ofA nalog l ntegrated Q
1rcuits ” 、 J ohnWilley &
3ons、 1977、 p、 158 seq、参照
)によると 1、=αP N p ・21 o tanh (v、(
/ 2v(1)となり、その入力差動電圧に対する応答
が第2図に示される。
eyer”Analysis and [)esign
ofA nalog l ntegrated Q
1rcuits ” 、 J ohnWilley &
3ons、 1977、 p、 158 seq、参照
)によると 1、=αP N p ・21 o tanh (v、(
/ 2v(1)となり、その入力差動電圧に対する応答
が第2図に示される。
入力ダイナミックレンジを増大するために2個の抵抗が
2個のトランジスタQ、、Q2のエミッタ電極に各々直
列に接続される第3図の回路において、入力ダイナミッ
クレンジの改善は実現されるが、負荷電流の関数である
相互コンダクタンスの可変性は消失する。
2個のトランジスタQ、、Q2のエミッタ電極に各々直
列に接続される第3図の回路において、入力ダイナミッ
クレンジの改善は実現されるが、負荷電流の関数である
相互コンダクタンスの可変性は消失する。
事実、上述の場合、
!It −i o /Vl−(Xp N p /re+
RE*ここでr。
RE*ここでr。
〈<RI:ならば
grr1e″αPNP/RE
一方、入力ダイナミックレンジは電流■。に−次の比例
をしているから、 一門^x−210Rt= となる。
をしているから、 一門^x−210Rt= となる。
上に概略した状況を鑑みて、この発明の主たる目的は、
!ilIwJ可能な利得と高入力ダイナミックレンジ特
性とを併せ持つ、特に能動フィルタ用差動段を提供する
ことである。 ゛ この発明のさらに他の目的は、簡潔で比較的安価で、容
易に集積化される部品で構成される前述のような差動段
を提供することである。
!ilIwJ可能な利得と高入力ダイナミックレンジ特
性とを併せ持つ、特に能動フィルタ用差動段を提供する
ことである。 ゛ この発明のさらに他の目的は、簡潔で比較的安価で、容
易に集積化される部品で構成される前述のような差動段
を提供することである。
これらおよび他の目的は、以下に明らかにされるように
、各々コレクタ、エミッタおよびベース電極が設けられ
たsiおよび第2のトランジスタを含み、前記エミッタ
電極は各々エミッタ抵抗を定 介して互いにかつ低電流源に接続され、前記ベース電極
には入力信号が印加され、前記コレクタ電極は各々コレ
クタ電流を供給する高入力ダイナミックレンジの差動段
と、さらに、前記コレクタ電流をその入力として受けか
つ1つの段出力電流を供給するデユアルーシングル(d
ual −single) Dンバータ回路を備え、前
記デユアルーシングルコンバータ回路は前記出力電流と
前記コレクタ電流の比で規定される変換係数を有し、前
記デユアルーシングルコンバータ回路は少なくとも1つ
の可変電流を備え、かつ前記可変電流の関数である変換
係数を有し、それにより、前記差動回路と協働して、前
記差動段に入力信号の高いダイナミックレンジおよび出
力電流と入力信号の比で規定される可変伝達関数を与え
ることを特徴とするこの発明による特に能動フィルタ用
の改良された差動段により実現される。
、各々コレクタ、エミッタおよびベース電極が設けられ
たsiおよび第2のトランジスタを含み、前記エミッタ
電極は各々エミッタ抵抗を定 介して互いにかつ低電流源に接続され、前記ベース電極
には入力信号が印加され、前記コレクタ電極は各々コレ
クタ電流を供給する高入力ダイナミックレンジの差動段
と、さらに、前記コレクタ電流をその入力として受けか
つ1つの段出力電流を供給するデユアルーシングル(d
ual −single) Dンバータ回路を備え、前
記デユアルーシングルコンバータ回路は前記出力電流と
前記コレクタ電流の比で規定される変換係数を有し、前
記デユアルーシングルコンバータ回路は少なくとも1つ
の可変電流を備え、かつ前記可変電流の関数である変換
係数を有し、それにより、前記差動回路と協働して、前
記差動段に入力信号の高いダイナミックレンジおよび出
力電流と入力信号の比で規定される可変伝達関数を与え
ることを特徴とするこの発明による特に能動フィルタ用
の改良された差動段により実現される。
この発明のさらに他の特徴と利点は、添付の図面におい
て限定ではなく一例として図示される2つの好ましい実
施例の以下に示す詳細な説明から一層明らかとなろう。
て限定ではなく一例として図示される2つの好ましい実
施例の以下に示す詳細な説明から一層明らかとなろう。
図面の第1図を参照して、電流と電圧は導入部において
得られた従来の回路は1対のトランジスタQ1 、Q2
を含み、このトランジスタQ、、Q2のエミッタは互い
にかつ低電流21.の電源へ直接接続され、かつQ+、
Q2のベース間には差動入力信号V、が印加される。
得られた従来の回路は1対のトランジスタQ1 、Q2
を含み、このトランジスタQ、、Q2のエミッタは互い
にかつ低電流21.の電源へ直接接続され、かつQ+、
Q2のベース間には差動入力信号V、が印加される。
また、前記トランジスタQ1.Q2の2つのコレクタは
、従来からトランジスタTRとダイオードD、を含む、
CMで示されるカレントミラー回路の入力へ接続される
。
、従来からトランジスタTRとダイオードD、を含む、
CMで示されるカレントミラー回路の入力へ接続される
。
第3図の回路は、その特性が導入部に与えられているが
、第1図の回路のそれと極めてよく似ているが、上述の
ごとく、高入力ダイナミックレンジを補償する2つの抵
抗RaがトランジスタQ。
、第1図の回路のそれと極めてよく似ているが、上述の
ごとく、高入力ダイナミックレンジを補償する2つの抵
抗RaがトランジスタQ。
+ Q 2のエミッタにそれぞれ直列接続されている点
で相違する。
で相違する。
次に第4図を参照して、この発明による差動段の第1の
実施例を説明する。説明の便宜上この段は理悲的に2つ
のブロックに分けられたものと考え、第1のブロックは
トランジスタQ、およびQ2と、1〜ランジスタQ、、
Q2のエミッタに直列赴 に接続される抵抗REと、歪電流2I0の電源とから構
成され、回路に高入力ダイナミックレンジを与える機能
を有し、第2のブロックは縦続接続されたブロックであ
り、従来の回路との類推上デユアルーシングル変換ブロ
ックであり、トランジスタQIlおよびQ、と、コレク
タ抵抗R6ど、可変電流源1pと、ダイオードD2と、
抵抗Rと、カレントミラー回路CMとから構成され、I
Pに作用して前記段の相互コンダクタンスを変化させる
。特に第4図の回路に対して以下の式を適用する。
実施例を説明する。説明の便宜上この段は理悲的に2つ
のブロックに分けられたものと考え、第1のブロックは
トランジスタQ、およびQ2と、1〜ランジスタQ、、
Q2のエミッタに直列赴 に接続される抵抗REと、歪電流2I0の電源とから構
成され、回路に高入力ダイナミックレンジを与える機能
を有し、第2のブロックは縦続接続されたブロックであ
り、従来の回路との類推上デユアルーシングル変換ブロ
ックであり、トランジスタQIlおよびQ、と、コレク
タ抵抗R6ど、可変電流源1pと、ダイオードD2と、
抵抗Rと、カレントミラー回路CMとから構成され、I
Pに作用して前記段の相互コンダクタンスを変化させる
。特に第4図の回路に対して以下の式を適用する。
i + −12−V、<αp ++ p / 2 (r
、+Ra )’ g ”” (Rc / Re −ト
r、、、)−i。
、+Ra )’ g ”” (Rc / Re −ト
r、、、)−i。
i、=1.−α8=寵(αr Np / 2 (re
+ RC) ) ・ (Rc α、、、/Rc +r
8 )i o =2i s =V7((αp n p
/ re+ RE ) ・(Rc”αs / RC+r
e5 ) )ここで、RE>>r 、として Qm−1。/V、=(αp Np / RC)・ (R
cα、/’Rc +re、) となる。
+ RC) ) ・ (Rc α、、、/Rc +r
8 )i o =2i s =V7((αp n p
/ re+ RE ) ・(Rc”αs / RC+r
e5 ) )ここで、RE>>r 、として Qm−1。/V、=(αp Np / RC)・ (R
cα、/’Rc +re、) となる。
ゆえに、トランジスタQ、、Q2のエミッタに直列接続
される抵抗R〔の抵抗値が前記トランジスタ自体のエミ
ッタのダイナミック抵抗値(re>よりもはるかに大き
い場合においても、式中qで表わされる回路相互コンダ
クタンスはトランジスタQ8およびQ、のエミッタ抵抗
値re#を通して電源Itの電流を変化させることによ
り変えられる。
される抵抗R〔の抵抗値が前記トランジスタ自体のエミ
ッタのダイナミック抵抗値(re>よりもはるかに大き
い場合においても、式中qで表わされる回路相互コンダ
クタンスはトランジスタQ8およびQ、のエミッタ抵抗
値re#を通して電源Itの電流を変化させることによ
り変えられる。
この回路は、最大差動電圧(vil、rl、−2■oR
E)を与え、これは第3図の回路のそれに匹敵する。
E)を与え、これは第3図の回路のそれに匹敵する。
しかしながら、この発明の差動段の本質的な概念は、従
来回路の単一の伝達係数を持つデユアルーシングル変換
段を、負荷可変電流1pに従ってトランジスタQ、およ
びQ4の導電レベルに依存する伝達係数を持つ変換回路
で置換えることである。
来回路の単一の伝達係数を持つデユアルーシングル変換
段を、負荷可変電流1pに従ってトランジスタQ、およ
びQ4の導電レベルに依存する伝達係数を持つ変換回路
で置換えることである。
jfis図は第4図の回路の改良された実施例を示す図
であり、この改−良された実施例も段のダイナミックレ
ンジを決定するようにされた第1の差動ブロックと、可
変伝達係数を有しかつ段利得を制御するようにされた第
2のブロックとを含むものと考えられる。
であり、この改−良された実施例も段のダイナミックレ
ンジを決定するようにされた第1の差動ブロックと、可
変伝達係数を有しかつ段利得を制御するようにされた第
2のブロックとを含むものと考えられる。
この回路の実施例において、前記差動ブロックアル−シ
ングルコンバータ回路は2つの抵抗Rcと、トランジス
タQ、と、Q8’で一貫して表わされるダイオードと、
可変電流源Ip とから構成される。この回路において
、小信号電流は1.を含み、この1.はトランジスタQ
、からの電流1′、を]−ラランジスタイからの電流1
“。に加える結果として考えてもよい。
ングルコンバータ回路は2つの抵抗Rcと、トランジス
タQ、と、Q8’で一貫して表わされるダイオードと、
可変電流源Ip とから構成される。この回路において
、小信号電流は1.を含み、この1.はトランジスタQ
、からの電流1′、を]−ラランジスタイからの電流1
“。に加える結果として考えてもよい。
ゆえに、この回路に対して、
1 4−i’、+i Il 4
+ + −Vrαp N P /2 (re+RE )
−f 2V 1=i + φRc−V4 i’4−V4’ α4/Rc+re4 = (V、((Xp N P /2 (re+ Ra
) )X(、RC−αs /Rc ’ re4 >+
4− (2v、−αr Np /2 (re+R):
) )X(RC−α4 /RC+ra4 ) −1。
−f 2V 1=i + φRc−V4 i’4−V4’ α4/Rc+re4 = (V、((Xp N P /2 (re+ Ra
) )X(、RC−αs /Rc ’ re4 >+
4− (2v、−αr Np /2 (re+R):
) )X(RC−α4 /RC+ra4 ) −1。
となる。よって、RC>>rとすると
巴
o −i o /v、雷(αPNP/RE>・(R2Z
n Rc +r24 ) したがって、この改良例においては、相互フンダクタン
スは前述の実施例の回路のそれに等しくなり、2つのコ
レクタ信号の出力信号への変換だけが変わっている。
n Rc +r24 ) したがって、この改良例においては、相互フンダクタン
スは前述の実施例の回路のそれに等しくなり、2つのコ
レクタ信号の出力信号への変換だけが変わっている。
上述の説明は、この発明の概念の真の範囲から逸脱する
ことなく、多くの改良例や変形例が可能であり、さらに
、詳細部のすべてがそれらと技術的に均等な部分と置換
えることも可能である。
ことなく、多くの改良例や変形例が可能であり、さらに
、詳細部のすべてがそれらと技術的に均等な部分と置換
えることも可能である。
第1図は従来の回路の回路図である。
第2図は第1図の回路の出力電流の入力電圧に対する応
答を示す図である。 第3図は他の従来の差動段の回路図である。 第4図はこの発明の第1の実施例である段の回路図であ
る。 第5図はこの発明の変形例である差動段の回路図である
。 図において、Q+ 、Qz 、Q−、Q4はトランジス
タ、TRはトランジスタ、D、 、D2はダイオード、
Ro、Raは抵抗。 なお、図中、同符号は同一または相当部を示す。 特許出願人 エツセ・ジ・エッセーア・ティ・工・エツ
セ・コンボネンティ・ エレッl〜ロニーチ・エツセ・ビア 代 理 人 弁理士 深 見 久 部 1.(鍔、[1
,、−(ばか2名> □=、□、、l−ン。
答を示す図である。 第3図は他の従来の差動段の回路図である。 第4図はこの発明の第1の実施例である段の回路図であ
る。 第5図はこの発明の変形例である差動段の回路図である
。 図において、Q+ 、Qz 、Q−、Q4はトランジス
タ、TRはトランジスタ、D、 、D2はダイオード、
Ro、Raは抵抗。 なお、図中、同符号は同一または相当部を示す。 特許出願人 エツセ・ジ・エッセーア・ティ・工・エツ
セ・コンボネンティ・ エレッl〜ロニーチ・エツセ・ビア 代 理 人 弁理士 深 見 久 部 1.(鍔、[1
,、−(ばか2名> □=、□、、l−ン。
Claims (3)
- (1) それぞれコレクタ、エミッタおよびベース電極
が設けられた第1および第2のトランジスタを含む高入
力ダイナミックレンジの差動段を備え、前記エミッタ電
極は各々エミッタ抵抗を介え して互いにかつ÷電流源に接続され、前記ベース電極に
は入力信号が印加され、前記コレクタ電極は各々コレク
タ電流を供給し、 その入力として前記2つのコレクタ電流を受けかつ1つ
の段出力電流を供給するデユアルーシングルコンバータ
回路をさらに備え、 前記デユアルーシングルコンバータ回路は前記出力電流
と前記コレクタ電流の比で規定される変換係数を有し、 前記デユアルーシングルコンバータ回路は少なくとも1
個の可変電流源を備え、かつ前記可変電流の関数である
変換係数を有し、それにより、前記差動段に高入力ダイ
ナミックレンジおよび出力電流と入力信号の比である可
変伝達関数を与えることを特徴とする、差動段。 - (2) 前記デユアルーシングルコンバータ回路は、前
記コレクタ電極の一方に各々接続される1対の抵抗と、
コレクタ電極と、エミッタ電極とベース電極とを備える
第3および第4のトランジスタとを備え、 前記第3および第4のトランジスタの前記エミッタ電極
は各々前記第1および第2のトランジスタの前記コレク
タ電極の一方に接続され、前記第3および第4のトラン
ジスタの前記ベースN極は互いにかつ前記可変電流源に
接続され、かつ前記第3および第4のトランジスタの前
記コレクタ電極はカレントミラー回路を介して互いに接
続されることを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の
差動段。 - (3) 前記デユアルーシングルコンバータ回路は第1
および第2の同一の可変電流源と、前記第1および第2
のトランジスタの前記コレクタ電極の一方に各々接続さ
れる一方端子を有する第1および第2の抵抗と、エミッ
タ電極とコレクタ電極とベース電極とを有する第3のト
ランジスタとを備え、 前記第3のトランジスタの前記エミッタ電極は前記第1
の抵抗の前記−万端子に接続され、前記ベース電極は、
前記第2の抵抗の前記−万端子へダイオードを介してか
つ前記第1の可変電流源へ接続され、かつ前記コレクタ
電極は前記第2の可変電流源へ接続されることを特徴と
する特許請求の範囲第1項記載の差動段。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
IT8321457A IT1212748B (it) | 1983-06-03 | 1983-06-03 | Stadio differenziale perfezionato, in particolare per filtri attivi. |
IT21457A/83 | 1983-06-03 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS607213A true JPS607213A (ja) | 1985-01-16 |
Family
ID=11182066
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59112875A Pending JPS607213A (ja) | 1983-06-03 | 1984-05-31 | 差動段 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4661780A (ja) |
EP (1) | EP0127832B1 (ja) |
JP (1) | JPS607213A (ja) |
DE (1) | DE3466333D1 (ja) |
IT (1) | IT1212748B (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4687984A (en) * | 1984-05-31 | 1987-08-18 | Precision Monolithics, Inc. | JFET active load input stage |
US4755766A (en) * | 1987-04-22 | 1988-07-05 | Tektronix, Inc. | Differential to single-ended converter |
FR2687865A1 (fr) * | 1992-02-20 | 1993-08-27 | Sgs Thomson Microelectronics | Transconducteur de precision et amplificateur a gain variable l'incorporant. |
JPH07240663A (ja) * | 1994-03-01 | 1995-09-12 | Sony Corp | アクティブフィルタ回路 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5436447A (en) * | 1977-08-26 | 1979-03-17 | Youzou Ishikawa | Continuous supplying device for thin sheet material |
JPS5747563A (en) * | 1980-07-11 | 1982-03-18 | Voest Ag | Detector for frictional force existing between side wall of mold and surface of strand in continuous casting mold |
JPS589409A (ja) * | 1981-07-08 | 1983-01-19 | Toshiba Corp | 電圧・電流変換回路 |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3873933A (en) * | 1973-11-08 | 1975-03-25 | Rca Corp | Circuit with adjustable gain current mirror amplifier |
IT1100052B (it) * | 1978-11-03 | 1985-09-28 | Sgs Ares Componenti Elettronic | Amplificatore lineare differenziale con entrate collegabili ad uno dei poli di alimentazione ed uscita single-ended |
DE2850826A1 (de) * | 1978-11-23 | 1980-06-04 | Siemens Ag | Referenzspannungsquelle, insbesondere fuer verstaerkerschaltungen |
JPS5718109A (en) * | 1980-07-08 | 1982-01-29 | Toshiba Corp | Sound volume controlling circuit |
-
1983
- 1983-06-03 IT IT8321457A patent/IT1212748B/it active
-
1984
- 1984-05-21 DE DE8484105788T patent/DE3466333D1/de not_active Expired
- 1984-05-21 EP EP84105788A patent/EP0127832B1/en not_active Expired
- 1984-05-21 US US06/612,486 patent/US4661780A/en not_active Expired - Lifetime
- 1984-05-31 JP JP59112875A patent/JPS607213A/ja active Pending
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5436447A (en) * | 1977-08-26 | 1979-03-17 | Youzou Ishikawa | Continuous supplying device for thin sheet material |
JPS5747563A (en) * | 1980-07-11 | 1982-03-18 | Voest Ag | Detector for frictional force existing between side wall of mold and surface of strand in continuous casting mold |
JPS589409A (ja) * | 1981-07-08 | 1983-01-19 | Toshiba Corp | 電圧・電流変換回路 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3466333D1 (en) | 1987-10-22 |
EP0127832A1 (en) | 1984-12-12 |
IT8321457A0 (it) | 1983-06-03 |
EP0127832B1 (en) | 1987-09-16 |
US4661780A (en) | 1987-04-28 |
IT1212748B (it) | 1989-11-30 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPH0775289B2 (ja) | 相互コンダクタンス増幅回路 | |
WO1981003405A1 (en) | Current mode biquadratic active filter | |
JPS607213A (ja) | 差動段 | |
JPH0770935B2 (ja) | 差動電流増幅回路 | |
KR940009398B1 (ko) | 액티브 필터회로 | |
JP3411988B2 (ja) | 可変電圧電流変換回路 | |
JPS631454Y2 (ja) | ||
JPH0527282B2 (ja) | ||
JPH0462608B2 (ja) | ||
JP2566596Y2 (ja) | アクティブフィルタ | |
JPS633223Y2 (ja) | ||
JP3367875B2 (ja) | 対数変換回路及びこれを用いたトランスコンダクター | |
JP2573279B2 (ja) | 電流変換回路 | |
JPS6338889B2 (ja) | ||
JPH02295208A (ja) | 集積可能な増幅器回路 | |
JPH0358603A (ja) | 利得制御回路 | |
JPH05299978A (ja) | コンパレータ | |
JPS62118621A (ja) | 差動増幅回路 | |
JPH0347775B2 (ja) | ||
JPS60210024A (ja) | ヒステリシス回路 | |
JPH011084A (ja) | 加算回路 | |
JPS6349826B2 (ja) | ||
JPS6322150B2 (ja) | ||
JPH01236804A (ja) | 増幅器 | |
JPH08186738A (ja) | レベル変換回路 |