JPS607213A - 差動段 - Google Patents
差動段Info
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- JPS607213A JPS607213A JP59112875A JP11287584A JPS607213A JP S607213 A JPS607213 A JP S607213A JP 59112875 A JP59112875 A JP 59112875A JP 11287584 A JP11287584 A JP 11287584A JP S607213 A JPS607213 A JP S607213A
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- current
- transistors
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/4508—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using bipolar transistors as the active amplifying circuit
- H03F3/45085—Long tailed pairs
- H03F3/45094—Folded cascode stages
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier in emitter-coupled or cascode amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、特に、能動フィルタ用差動段の改良に関す
るものである。
るものである。
公知のように、能動フィルタは、高入力ダイナミックレ
ンジおよび段の相互コンダクタンス（すなわち、出力電
流と入力差動電圧の比）を変化させる能力を同時に持つ
ことが要求される差動段を用いる。しかしながら、これ
らの要求を従来の回路を用いて２つとも同時に満たすこ
とは不可能であり、かつより一般的には、可変相互コン
ダクタンスを特徴とする回路においては高入力ダイナミ
ックレンジを実現することはできなかったし、また逆に
、より高い入力ダイナミックレンジを有づる回路は相互
コンダクタンスの可変性を備えることができなかった。
ンジおよび段の相互コンダクタンス（すなわち、出力電
流と入力差動電圧の比）を変化させる能力を同時に持つ
ことが要求される差動段を用いる。しかしながら、これ
らの要求を従来の回路を用いて２つとも同時に満たすこ
とは不可能であり、かつより一般的には、可変相互コン
ダクタンスを特徴とする回路においては高入力ダイナミ
ックレンジを実現することはできなかったし、また逆に
、より高い入力ダイナミックレンジを有づる回路は相互
コンダクタンスの可変性を備えることができなかった。
特に、従来の回路は、本質的に各々第１図および第３図
に示される２つの基本的な方法に言及され得る。
に示される２つの基本的な方法に言及され得る。
第１図の回路は２個のトランジスタを含み、そ定
れらのエミッタが互いに接続されかつ供電流源に直接接
続される２つのトランジスタを含む第１図の回路におい
て、前記電源の電流値に直接比例した相互コンダクタン
スが得られる。
続される２つのトランジスタを含む第１図の回路におい
て、前記電源の電流値に直接比例した相互コンダクタン
スが得られる。
すなわち、
縣−ｉ０／ｖ、ｔ
と定義すると、もし、Ｑ、＝０２ならば、ｉ ＋ −１
ｚ ＝ （Ｖ、（／ ２ｒｅ＞ ・αＰＮＰ’ ｏ −
’ ＋ ＋’ ２−（２％ ／ ２ ’ｅ ） ・αｐ
＋１ ｐとなり、 Ｑ ＝ｉ ｏ ／Ｖ、（＝Ｕｐ Ｎ ｐ ／ｒとなる。
ｚ ＝ （Ｖ、（／ ２ｒｅ＞ ・αＰＮＰ’ ｏ −
’ ＋ ＋’ ２−（２％ ／ ２ ’ｅ ） ・αｐ
＋１ ｐとなり、 Ｑ ＝ｉ ｏ ／Ｖ、（＝Ｕｐ Ｎ ｐ ／ｒとなる。
ここで、ｒｅ”” ｖｔ／ Ｉ ｏより、幅＝（αＰＮ
Ｐ／ｖｔ）・Ｉ。
Ｐ／ｖｔ）・Ｉ。
よって、この段の相互コンダクタンスは負荷電流１ｏに
比例し、かつこの電流■。を変化させることにより変化
されることができる。
比例し、かつこの電流■。を変化させることにより変化
されることができる。
他方、この回路を用いると、最大入力ダイナミックレン
ジ（すなわち、２個のトランジスタのベース間に印加さ
れる最大差動電圧）は約３ ｖｔに制限される。
ジ（すなわち、２個のトランジスタのベース間に印加さ
れる最大差動電圧）は約３ ｖｔに制限される。
事実、この回路の大信号解析（たとえば、Ｑｒａｙ、Ｍ
ｅｙｅｒ”Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ ［）ｅｓｉｇｎ
ｏｆＡ ｎａｌｏｇ ｌ ｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｑ
１ｒｃｕｉｔｓ ” 、 Ｊ ｏｈｎＷｉｌｌｅｙ ＆
３ｏｎｓ、 １９７７、 ｐ、 １５８ ｓｅｑ、参照
）によると １、＝αＰ Ｎ ｐ ・２１ ｏ ｔａｎｈ （ｖ、（
／ ２ｖ（１）となり、その入力差動電圧に対する応答
が第２図に示される。
ｅｙｅｒ”Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ ［）ｅｓｉｇｎ
ｏｆＡ ｎａｌｏｇ ｌ ｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｑ
１ｒｃｕｉｔｓ ” 、 Ｊ ｏｈｎＷｉｌｌｅｙ ＆
３ｏｎｓ、 １９７７、 ｐ、 １５８ ｓｅｑ、参照
）によると １、＝αＰ Ｎ ｐ ・２１ ｏ ｔａｎｈ （ｖ、（
／ ２ｖ（１）となり、その入力差動電圧に対する応答
が第２図に示される。
入力ダイナミックレンジを増大するために２個の抵抗が
２個のトランジスタＱ、、Ｑ２のエミッタ電極に各々直
列に接続される第３図の回路において、入力ダイナミッ
クレンジの改善は実現されるが、負荷電流の関数である
相互コンダクタンスの可変性は消失する。
２個のトランジスタＱ、、Ｑ２のエミッタ電極に各々直
列に接続される第３図の回路において、入力ダイナミッ
クレンジの改善は実現されるが、負荷電流の関数である
相互コンダクタンスの可変性は消失する。
事実、上述の場合、
！Ｉｔ −ｉ ｏ ／Ｖｌ−（Ｘｐ Ｎ ｐ ／ｒｅ＋
ＲＥ＊ここでｒ。
ＲＥ＊ここでｒ。
〈＜ＲＩ：ならば
ｇｒｒ１ｅ″αＰＮＰ／ＲＥ
一方、入力ダイナミックレンジは電流■。に−次の比例
をしているから、 一門＾ｘ−２１０Ｒｔ＝ となる。
をしているから、 一門＾ｘ−２１０Ｒｔ＝ となる。
上に概略した状況を鑑みて、この発明の主たる目的は、
！ｉｌＩｗＪ可能な利得と高入力ダイナミックレンジ特
性とを併せ持つ、特に能動フィルタ用差動段を提供する
ことである。 ゛ この発明のさらに他の目的は、簡潔で比較的安価で、容
易に集積化される部品で構成される前述のような差動段
を提供することである。
！ｉｌＩｗＪ可能な利得と高入力ダイナミックレンジ特
性とを併せ持つ、特に能動フィルタ用差動段を提供する
ことである。 ゛ この発明のさらに他の目的は、簡潔で比較的安価で、容
易に集積化される部品で構成される前述のような差動段
を提供することである。
これらおよび他の目的は、以下に明らかにされるように
、各々コレクタ、エミッタおよびベース電極が設けられ
たｓｉおよび第２のトランジスタを含み、前記エミッタ
電極は各々エミッタ抵抗を定 介して互いにかつ低電流源に接続され、前記ベース電極
には入力信号が印加され、前記コレクタ電極は各々コレ
クタ電流を供給する高入力ダイナミックレンジの差動段
と、さらに、前記コレクタ電流をその入力として受けか
つ１つの段出力電流を供給するデユアルーシングル（ｄ
ｕａｌ −ｓｉｎｇｌｅ） Ｄンバータ回路を備え、前
記デユアルーシングルコンバータ回路は前記出力電流と
前記コレクタ電流の比で規定される変換係数を有し、前
記デユアルーシングルコンバータ回路は少なくとも１つ
の可変電流を備え、かつ前記可変電流の関数である変換
係数を有し、それにより、前記差動回路と協働して、前
記差動段に入力信号の高いダイナミックレンジおよび出
力電流と入力信号の比で規定される可変伝達関数を与え
ることを特徴とするこの発明による特に能動フィルタ用
の改良された差動段により実現される。
、各々コレクタ、エミッタおよびベース電極が設けられ
たｓｉおよび第２のトランジスタを含み、前記エミッタ
電極は各々エミッタ抵抗を定 介して互いにかつ低電流源に接続され、前記ベース電極
には入力信号が印加され、前記コレクタ電極は各々コレ
クタ電流を供給する高入力ダイナミックレンジの差動段
と、さらに、前記コレクタ電流をその入力として受けか
つ１つの段出力電流を供給するデユアルーシングル（ｄ
ｕａｌ −ｓｉｎｇｌｅ） Ｄンバータ回路を備え、前
記デユアルーシングルコンバータ回路は前記出力電流と
前記コレクタ電流の比で規定される変換係数を有し、前
記デユアルーシングルコンバータ回路は少なくとも１つ
の可変電流を備え、かつ前記可変電流の関数である変換
係数を有し、それにより、前記差動回路と協働して、前
記差動段に入力信号の高いダイナミックレンジおよび出
力電流と入力信号の比で規定される可変伝達関数を与え
ることを特徴とするこの発明による特に能動フィルタ用
の改良された差動段により実現される。
この発明のさらに他の特徴と利点は、添付の図面におい
て限定ではなく一例として図示される２つの好ましい実
施例の以下に示す詳細な説明から一層明らかとなろう。
て限定ではなく一例として図示される２つの好ましい実
施例の以下に示す詳細な説明から一層明らかとなろう。
図面の第１図を参照して、電流と電圧は導入部において
得られた従来の回路は１対のトランジスタＱ１ 、Ｑ２
を含み、このトランジスタＱ、、Ｑ２のエミッタは互い
にかつ低電流２１．の電源へ直接接続され、かつＱ＋、
Ｑ２のベース間には差動入力信号Ｖ、が印加される。
得られた従来の回路は１対のトランジスタＱ１ 、Ｑ２
を含み、このトランジスタＱ、、Ｑ２のエミッタは互い
にかつ低電流２１．の電源へ直接接続され、かつＱ＋、
Ｑ２のベース間には差動入力信号Ｖ、が印加される。
また、前記トランジスタＱ１．Ｑ２の２つのコレクタは
、従来からトランジスタＴＲとダイオードＤ、を含む、
ＣＭで示されるカレントミラー回路の入力へ接続される
。
、従来からトランジスタＴＲとダイオードＤ、を含む、
ＣＭで示されるカレントミラー回路の入力へ接続される
。
第３図の回路は、その特性が導入部に与えられているが
、第１図の回路のそれと極めてよく似ているが、上述の
ごとく、高入力ダイナミックレンジを補償する２つの抵
抗ＲａがトランジスタＱ。
、第１図の回路のそれと極めてよく似ているが、上述の
ごとく、高入力ダイナミックレンジを補償する２つの抵
抗ＲａがトランジスタＱ。
＋ Ｑ ２のエミッタにそれぞれ直列接続されている点
で相違する。
で相違する。
次に第４図を参照して、この発明による差動段の第１の
実施例を説明する。説明の便宜上この段は理悲的に２つ
のブロックに分けられたものと考え、第１のブロックは
トランジスタＱ、およびＱ２と、１〜ランジスタＱ、、
Ｑ２のエミッタに直列赴 に接続される抵抗ＲＥと、歪電流２Ｉ０の電源とから構
成され、回路に高入力ダイナミックレンジを与える機能
を有し、第２のブロックは縦続接続されたブロックであ
り、従来の回路との類推上デユアルーシングル変換ブロ
ックであり、トランジスタＱＩｌおよびＱ、と、コレク
タ抵抗Ｒ６ど、可変電流源１ｐと、ダイオードＤ２と、
抵抗Ｒと、カレントミラー回路ＣＭとから構成され、Ｉ
Ｐに作用して前記段の相互コンダクタンスを変化させる
。特に第４図の回路に対して以下の式を適用する。
実施例を説明する。説明の便宜上この段は理悲的に２つ
のブロックに分けられたものと考え、第１のブロックは
トランジスタＱ、およびＱ２と、１〜ランジスタＱ、、
Ｑ２のエミッタに直列赴 に接続される抵抗ＲＥと、歪電流２Ｉ０の電源とから構
成され、回路に高入力ダイナミックレンジを与える機能
を有し、第２のブロックは縦続接続されたブロックであ
り、従来の回路との類推上デユアルーシングル変換ブロ
ックであり、トランジスタＱＩｌおよびＱ、と、コレク
タ抵抗Ｒ６ど、可変電流源１ｐと、ダイオードＤ２と、
抵抗Ｒと、カレントミラー回路ＣＭとから構成され、Ｉ
Ｐに作用して前記段の相互コンダクタンスを変化させる
。特に第４図の回路に対して以下の式を適用する。
ｉ ＋ −１２−Ｖ、＜αｐ ＋＋ ｐ ／ ２ （ｒ
、＋Ｒａ ）’ ｇ ”” （Ｒｃ ／ Ｒｅ −ト
ｒ、、、）−ｉ。
、＋Ｒａ ）’ ｇ ”” （Ｒｃ ／ Ｒｅ −ト
ｒ、、、）−ｉ。
ｉ、＝１．−α８＝寵（αｒ Ｎｐ ／ ２ （ｒｅ
＋ ＲＣ） ） ・ （Ｒｃ α、、、／Ｒｃ ＋ｒ
８ ）ｉ ｏ ＝２ｉ ｓ ＝Ｖ７（（αｐ ｎ ｐ
／ ｒｅ＋ ＲＥ ） ・（Ｒｃ”αｓ ／ ＲＣ＋ｒ
ｅ５ ） ）ここで、ＲＥ＞＞ｒ 、として Ｑｍ−１。／Ｖ、＝（αｐ Ｎｐ ／ ＲＣ）・ （Ｒ
ｃα、／’Ｒｃ ＋ｒｅ、） となる。
＋ ＲＣ） ） ・ （Ｒｃ α、、、／Ｒｃ ＋ｒ
８ ）ｉ ｏ ＝２ｉ ｓ ＝Ｖ７（（αｐ ｎ ｐ
／ ｒｅ＋ ＲＥ ） ・（Ｒｃ”αｓ ／ ＲＣ＋ｒ
ｅ５ ） ）ここで、ＲＥ＞＞ｒ 、として Ｑｍ−１。／Ｖ、＝（αｐ Ｎｐ ／ ＲＣ）・ （Ｒ
ｃα、／’Ｒｃ ＋ｒｅ、） となる。
ゆえに、トランジスタＱ、、Ｑ２のエミッタに直列接続
される抵抗Ｒ〔の抵抗値が前記トランジスタ自体のエミ
ッタのダイナミック抵抗値（ｒｅ＞よりもはるかに大き
い場合においても、式中ｑで表わされる回路相互コンダ
クタンスはトランジスタＱ８およびＱ、のエミッタ抵抗
値ｒｅ＃を通して電源Ｉｔの電流を変化させることによ
り変えられる。
される抵抗Ｒ〔の抵抗値が前記トランジスタ自体のエミ
ッタのダイナミック抵抗値（ｒｅ＞よりもはるかに大き
い場合においても、式中ｑで表わされる回路相互コンダ
クタンスはトランジスタＱ８およびＱ、のエミッタ抵抗
値ｒｅ＃を通して電源Ｉｔの電流を変化させることによ
り変えられる。
この回路は、最大差動電圧（ｖｉｌ、ｒｌ、−２■ｏＲ
Ｅ）を与え、これは第３図の回路のそれに匹敵する。
Ｅ）を与え、これは第３図の回路のそれに匹敵する。
しかしながら、この発明の差動段の本質的な概念は、従
来回路の単一の伝達係数を持つデユアルーシングル変換
段を、負荷可変電流１ｐに従ってトランジスタＱ、およ
びＱ４の導電レベルに依存する伝達係数を持つ変換回路
で置換えることである。
来回路の単一の伝達係数を持つデユアルーシングル変換
段を、負荷可変電流１ｐに従ってトランジスタＱ、およ
びＱ４の導電レベルに依存する伝達係数を持つ変換回路
で置換えることである。
ｊｆｉｓ図は第４図の回路の改良された実施例を示す図
であり、この改−良された実施例も段のダイナミックレ
ンジを決定するようにされた第１の差動ブロックと、可
変伝達係数を有しかつ段利得を制御するようにされた第
２のブロックとを含むものと考えられる。
であり、この改−良された実施例も段のダイナミックレ
ンジを決定するようにされた第１の差動ブロックと、可
変伝達係数を有しかつ段利得を制御するようにされた第
２のブロックとを含むものと考えられる。
この回路の実施例において、前記差動ブロックアル−シ
ングルコンバータ回路は２つの抵抗Ｒｃと、トランジス
タＱ、と、Ｑ８’で一貫して表わされるダイオードと、
可変電流源Ｉｐ とから構成される。この回路において
、小信号電流は１．を含み、この１．はトランジスタＱ
、からの電流１′、を］−ラランジスタイからの電流１
“。に加える結果として考えてもよい。
ングルコンバータ回路は２つの抵抗Ｒｃと、トランジス
タＱ、と、Ｑ８’で一貫して表わされるダイオードと、
可変電流源Ｉｐ とから構成される。この回路において
、小信号電流は１．を含み、この１．はトランジスタＱ
、からの電流１′、を］−ラランジスタイからの電流１
“。に加える結果として考えてもよい。
ゆえに、この回路に対して、
１ ４−ｉ’、＋ｉ Ｉｌ ４
＋ ＋ −Ｖｒαｐ Ｎ Ｐ ／２ （ｒｅ＋ＲＥ ）
−ｆ ２Ｖ １＝ｉ ＋ φＲｃ−Ｖ４ ｉ’４−Ｖ４’ α４／Ｒｃ＋ｒｅ４ ＝ （Ｖ、（（Ｘｐ Ｎ Ｐ ／２ （ｒｅ＋ Ｒａ
） ）Ｘ（、ＲＣ−αｓ ／Ｒｃ ’ ｒｅ４ ＞＋
４− （２ｖ、−αｒ Ｎｐ ／２ （ｒｅ＋Ｒ）：
） ）Ｘ（ＲＣ−α４ ／ＲＣ＋ｒａ４ ） −１。
−ｆ ２Ｖ １＝ｉ ＋ φＲｃ−Ｖ４ ｉ’４−Ｖ４’ α４／Ｒｃ＋ｒｅ４ ＝ （Ｖ、（（Ｘｐ Ｎ Ｐ ／２ （ｒｅ＋ Ｒａ
） ）Ｘ（、ＲＣ−αｓ ／Ｒｃ ’ ｒｅ４ ＞＋
４− （２ｖ、−αｒ Ｎｐ ／２ （ｒｅ＋Ｒ）：
） ）Ｘ（ＲＣ−α４ ／ＲＣ＋ｒａ４ ） −１。
となる。よって、ＲＣ＞＞ｒとすると
巴
ｏ −ｉ ｏ ／ｖ、雷（αＰＮＰ／ＲＥ＞・（Ｒ２Ｚ
ｎ Ｒｃ ＋ｒ２４ ） したがって、この改良例においては、相互フンダクタン
スは前述の実施例の回路のそれに等しくなり、２つのコ
レクタ信号の出力信号への変換だけが変わっている。
ｎ Ｒｃ ＋ｒ２４ ） したがって、この改良例においては、相互フンダクタン
スは前述の実施例の回路のそれに等しくなり、２つのコ
レクタ信号の出力信号への変換だけが変わっている。
上述の説明は、この発明の概念の真の範囲から逸脱する
ことなく、多くの改良例や変形例が可能であり、さらに
、詳細部のすべてがそれらと技術的に均等な部分と置換
えることも可能である。
ことなく、多くの改良例や変形例が可能であり、さらに
、詳細部のすべてがそれらと技術的に均等な部分と置換
えることも可能である。
第１図は従来の回路の回路図である。
第２図は第１図の回路の出力電流の入力電圧に対する応
答を示す図である。 第３図は他の従来の差動段の回路図である。 第４図はこの発明の第１の実施例である段の回路図であ
る。 第５図はこの発明の変形例である差動段の回路図である
。 図において、Ｑ＋ 、Ｑｚ 、Ｑ−、Ｑ４はトランジス
タ、ＴＲはトランジスタ、Ｄ、 、Ｄ２はダイオード、
Ｒｏ、Ｒａは抵抗。 なお、図中、同符号は同一または相当部を示す。 特許出願人 エツセ・ジ・エッセーア・ティ・工・エツ
セ・コンボネンティ・ エレッｌ〜ロニーチ・エツセ・ビア 代 理 人 弁理士 深 見 久 部 １．（鍔、［１
，、−（ばか２名＞ □＝、□、、ｌ−ン。
答を示す図である。 第３図は他の従来の差動段の回路図である。 第４図はこの発明の第１の実施例である段の回路図であ
る。 第５図はこの発明の変形例である差動段の回路図である
。 図において、Ｑ＋ 、Ｑｚ 、Ｑ−、Ｑ４はトランジス
タ、ＴＲはトランジスタ、Ｄ、 、Ｄ２はダイオード、
Ｒｏ、Ｒａは抵抗。 なお、図中、同符号は同一または相当部を示す。 特許出願人 エツセ・ジ・エッセーア・ティ・工・エツ
セ・コンボネンティ・ エレッｌ〜ロニーチ・エツセ・ビア 代 理 人 弁理士 深 見 久 部 １．（鍔、［１
，、−（ばか２名＞ □＝、□、、ｌ−ン。
Claims (3)
- （１） それぞれコレクタ、エミッタおよびベース電極
が設けられた第１および第２のトランジスタを含む高入
力ダイナミックレンジの差動段を備え、前記エミッタ電
極は各々エミッタ抵抗を介え して互いにかつ÷電流源に接続され、前記ベース電極に
は入力信号が印加され、前記コレクタ電極は各々コレク
タ電流を供給し、 その入力として前記２つのコレクタ電流を受けかつ１つ
の段出力電流を供給するデユアルーシングルコンバータ
回路をさらに備え、 前記デユアルーシングルコンバータ回路は前記出力電流
と前記コレクタ電流の比で規定される変換係数を有し、 前記デユアルーシングルコンバータ回路は少なくとも１
個の可変電流源を備え、かつ前記可変電流の関数である
変換係数を有し、それにより、前記差動段に高入力ダイ
ナミックレンジおよび出力電流と入力信号の比である可
変伝達関数を与えることを特徴とする、差動段。 - （２） 前記デユアルーシングルコンバータ回路は、前
記コレクタ電極の一方に各々接続される１対の抵抗と、
コレクタ電極と、エミッタ電極とベース電極とを備える
第３および第４のトランジスタとを備え、 前記第３および第４のトランジスタの前記エミッタ電極
は各々前記第１および第２のトランジスタの前記コレク
タ電極の一方に接続され、前記第３および第４のトラン
ジスタの前記ベースＮ極は互いにかつ前記可変電流源に
接続され、かつ前記第３および第４のトランジスタの前
記コレクタ電極はカレントミラー回路を介して互いに接
続されることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
差動段。 - （３） 前記デユアルーシングルコンバータ回路は第１
および第２の同一の可変電流源と、前記第１および第２
のトランジスタの前記コレクタ電極の一方に各々接続さ
れる一方端子を有する第１および第２の抵抗と、エミッ
タ電極とコレクタ電極とベース電極とを有する第３のト
ランジスタとを備え、 前記第３のトランジスタの前記エミッタ電極は前記第１
の抵抗の前記−万端子に接続され、前記ベース電極は、
前記第２の抵抗の前記−万端子へダイオードを介してか
つ前記第１の可変電流源へ接続され、かつ前記コレクタ
電極は前記第２の可変電流源へ接続されることを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載の差動段。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT21457A/83 | 1983-06-03 | ||
| IT8321457A IT1212748B (it) | 1983-06-03 | 1983-06-03 | Stadio differenziale perfezionato, in particolare per filtri attivi. |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS607213A true JPS607213A (ja) | 1985-01-16 |
Family
ID=11182066
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59112875A Pending JPS607213A (ja) | 1983-06-03 | 1984-05-31 | 差動段 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4661780A (ja) |
| EP (1) | EP0127832B1 (ja) |
| JP (1) | JPS607213A (ja) |
| DE (1) | DE3466333D1 (ja) |
| IT (1) | IT1212748B (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4687984A (en) * | 1984-05-31 | 1987-08-18 | Precision Monolithics, Inc. | JFET active load input stage |
| US4755766A (en) * | 1987-04-22 | 1988-07-05 | Tektronix, Inc. | Differential to single-ended converter |
| FR2687865A1 (fr) * | 1992-02-20 | 1993-08-27 | Sgs Thomson Microelectronics | Transconducteur de precision et amplificateur a gain variable l'incorporant. |
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| US4661780A (en) | 1987-04-28 |
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