JP3411988B2 - 可変電圧電流変換回路 - Google Patents
可変電圧電流変換回路Info
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- JP3411988B2 JP3411988B2 JP25139292A JP25139292A JP3411988B2 JP 3411988 B2 JP3411988 B2 JP 3411988B2 JP 25139292 A JP25139292 A JP 25139292A JP 25139292 A JP25139292 A JP 25139292A JP 3411988 B2 JP3411988 B2 JP 3411988B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3211—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in differential amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
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- Amplifiers (AREA)
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、アクティブフィルタ
等に用いられる可変電圧電流変換回路に関する。
等に用いられる可変電圧電流変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】電子回路に用いられる従来のフィルタと
しては、インダクタ、コンデンサ素子を用いたＬＣ回路
が多用されていた。しかし、最近では集積化技術が進歩
すると共に、回路の小型化の要求が多いため、アクティ
ブフィルタが開発されフィルタ回路を集積回路に内蔵さ
せることができるようになっている。この種のフィルタ
を構築するには、抵抗と容量を用いて時定数を設定する
のであるが、この時定数を決定する素子はＩＣ内部では
精度が不十分であるために、素子の電流等を可変できる
ようにし時定数精度を上げるようにしている。この可変
調整手段として最も有効な回路がギルバートセルと呼ば
れる電圧電流変換回路である。図２はギルバートセルを
用いた電圧電流変換回路である。
しては、インダクタ、コンデンサ素子を用いたＬＣ回路
が多用されていた。しかし、最近では集積化技術が進歩
すると共に、回路の小型化の要求が多いため、アクティ
ブフィルタが開発されフィルタ回路を集積回路に内蔵さ
せることができるようになっている。この種のフィルタ
を構築するには、抵抗と容量を用いて時定数を設定する
のであるが、この時定数を決定する素子はＩＣ内部では
精度が不十分であるために、素子の電流等を可変できる
ようにし時定数精度を上げるようにしている。この可変
調整手段として最も有効な回路がギルバートセルと呼ば
れる電圧電流変換回路である。図２はギルバートセルを
用いた電圧電流変換回路である。
【０００３】入力端子１１、１２には差動電圧Ｖ1 、Ｖ
2 が供給される。入力端子１１、１２は差動対を成すト
ランジスタＱ1 、Ｑ2 のベースに接続されている。トラ
ンジスタＱ1 は、コレクタが電源ラインに接続されエミ
ッタが抵抗Ｒ11を介してダイオード接続のトランジスタ
Ｑ3 のコレクタ及びベース、トランジスタＱ5 のベース
に接続されている。トランジスタＱ2 は、コレクタが電
源ラインに接続され、エミッタが抵抗Ｒ12を介してダイ
オード接続のトランジスタＱ4 のコレクタ及びベース、
トランジスタＱ6 のベースに接続されている。トランジ
スタＱ3 、Ｑ4のエミッタは共通に電流源Ｉ11を介して
接地され、トランジスタＱ5 、Ｑ6 のエミッタも共通に
電流源Ｉ12を介して接地されている。トランジスタＱ5
のコレクタは電源ラインに接続され、トランジスタＱ6
のコレクタは電流源Ｉ13を介して電源ラインに接続され
ると共に、出力端子１３として導出される。
2 が供給される。入力端子１１、１２は差動対を成すト
ランジスタＱ1 、Ｑ2 のベースに接続されている。トラ
ンジスタＱ1 は、コレクタが電源ラインに接続されエミ
ッタが抵抗Ｒ11を介してダイオード接続のトランジスタ
Ｑ3 のコレクタ及びベース、トランジスタＱ5 のベース
に接続されている。トランジスタＱ2 は、コレクタが電
源ラインに接続され、エミッタが抵抗Ｒ12を介してダイ
オード接続のトランジスタＱ4 のコレクタ及びベース、
トランジスタＱ6 のベースに接続されている。トランジ
スタＱ3 、Ｑ4のエミッタは共通に電流源Ｉ11を介して
接地され、トランジスタＱ5 、Ｑ6 のエミッタも共通に
電流源Ｉ12を介して接地されている。トランジスタＱ5
のコレクタは電源ラインに接続され、トランジスタＱ6
のコレクタは電流源Ｉ13を介して電源ラインに接続され
ると共に、出力端子１３として導出される。
【０００４】上記の回路において、今、差動入力をＶin
（＝Ｖ1 −Ｖ2 ）とし、トランジスタＱ1 に流れる電流
をｉ1 とするとトランジスタＱ2 に流れる電流は−ｉ1
である。また、トランジスタＱ5 に流れる電流をｉ2 と
するとトランジスタＱ6 に流れる電流は−ｉ2 である。
そしてトランジスタＱ5 、Ｑ6 のベース間電位差ΔＶ
は、 ΔＶ＝ＶTｌｎ［｛（Ｉ11/2）＋ｉ1 ｝／Ｉs ］ −ＶTｌｎ［｛（Ｉ11/2）−ｉ1 ｝／Ｉs ］ ＝ＶTｌｎ［｛（Ｉ12/2）＋ｉ2 ｝／Ｉs ］ −ＶTｌｎ［｛（Ｉ12/2）−ｉ2 ｝／Ｉs ］ …（１）
（＝Ｖ1 −Ｖ2 ）とし、トランジスタＱ1 に流れる電流
をｉ1 とするとトランジスタＱ2 に流れる電流は−ｉ1
である。また、トランジスタＱ5 に流れる電流をｉ2 と
するとトランジスタＱ6 に流れる電流は−ｉ2 である。
そしてトランジスタＱ5 、Ｑ6 のベース間電位差ΔＶ
は、 ΔＶ＝ＶTｌｎ［｛（Ｉ11/2）＋ｉ1 ｝／Ｉs ］ −ＶTｌｎ［｛（Ｉ11/2）−ｉ1 ｝／Ｉs ］ ＝ＶTｌｎ［｛（Ｉ12/2）＋ｉ2 ｝／Ｉs ］ −ＶTｌｎ［｛（Ｉ12/2）−ｉ2 ｝／Ｉs ］ …（１）
【０００５】の関係になる。但しＶTは、温度等価な電
圧定数、Ｉs はトランジスタ飽和電流ですべて等しいと
し、バランス状態（ΔＶ＝０）で電流源Ｉ11、Ｉ12はそ
れぞれ差動で１／２ずつ流れているとした。この式から ｉ2 ＝（Ｉ12／Ｉ11）ｉ1 …（２） となる。一方、ｉ1 についてトランジスタＱ1 、Ｑ2 、
Ｑ3 、Ｑ4 のエミッタ等価抵抗をすべてｒe とすると、 ｉ1 ＝Ｖin／（Ｒ11＋Ｒ12＋４ｒe ） …（３） で求められる。（１）、（２）式より ｉ2 ＝Ｖin／｛（Ｒ11＋Ｒ12＋４ｒe ）（Ｉ11／Ｉ12）｝…（４）
圧定数、Ｉs はトランジスタ飽和電流ですべて等しいと
し、バランス状態（ΔＶ＝０）で電流源Ｉ11、Ｉ12はそ
れぞれ差動で１／２ずつ流れているとした。この式から ｉ2 ＝（Ｉ12／Ｉ11）ｉ1 …（２） となる。一方、ｉ1 についてトランジスタＱ1 、Ｑ2 、
Ｑ3 、Ｑ4 のエミッタ等価抵抗をすべてｒe とすると、 ｉ1 ＝Ｖin／（Ｒ11＋Ｒ12＋４ｒe ） …（３） で求められる。（１）、（２）式より ｉ2 ＝Ｖin／｛（Ｒ11＋Ｒ12＋４ｒe ）（Ｉ11／Ｉ12）｝…（４）
【０００６】であたえられ、これがほぼ出力電流とな
る。この式からわかるように、電圧電流変換器を用いて
フィルタ時定数を構成する抵抗成分（Ｒ11＋Ｒ12＋４ｒ
e ）（Ｉ11／Ｉ12）を可変する場合、電流源電流Ｉ12を
変えることにより可変できる。
る。この式からわかるように、電圧電流変換器を用いて
フィルタ時定数を構成する抵抗成分（Ｒ11＋Ｒ12＋４ｒ
e ）（Ｉ11／Ｉ12）を可変する場合、電流源電流Ｉ12を
変えることにより可変できる。
【０００７】上記の回路では、トランジスタＱ3 〜Ｑ6
がギルバートセルを構成しており、理想的には（２）式
に示されるように便利な電流変換器として使用されてい
る。しかしこれは、トランジスタＱ3 、Ｑ4 によるＰＮ
接合の対数圧縮された電圧をＱ5 、Ｑ6 により指数伸張
しているために、半導体の特性が大きく影響し、ノイズ
混入が避けられないことと、直流的なバランスが悪いと
いう大きな問題がある。特にアクティブフィルタを構成
する場合、その次数の分だけ信号がこのタイプの回路を
経由しなければならないために、Ｓ／Ｎの劣化が大きく
なる。この現象は信号レベルが小さい程不利になるが、
逆に信号レベルを大きくすると対数と指数の補正のずれ
分が強く現れるために歪みが増えるようになってしま
う。
がギルバートセルを構成しており、理想的には（２）式
に示されるように便利な電流変換器として使用されてい
る。しかしこれは、トランジスタＱ3 、Ｑ4 によるＰＮ
接合の対数圧縮された電圧をＱ5 、Ｑ6 により指数伸張
しているために、半導体の特性が大きく影響し、ノイズ
混入が避けられないことと、直流的なバランスが悪いと
いう大きな問題がある。特にアクティブフィルタを構成
する場合、その次数の分だけ信号がこのタイプの回路を
経由しなければならないために、Ｓ／Ｎの劣化が大きく
なる。この現象は信号レベルが小さい程不利になるが、
逆に信号レベルを大きくすると対数と指数の補正のずれ
分が強く現れるために歪みが増えるようになってしま
う。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記したようにギルバ
ートセルを用いた電圧電流変換器を通すとＳ／Ｎの劣化
を生じる。また直流のバランスも悪くなる。そこでこの
発明は、ギルバートセルによる特性の劣化を大きく低減
することができる可変電圧電流変換器を低減することを
目的とする。
ートセルを用いた電圧電流変換器を通すとＳ／Ｎの劣化
を生じる。また直流のバランスも悪くなる。そこでこの
発明は、ギルバートセルによる特性の劣化を大きく低減
することができる可変電圧電流変換器を低減することを
目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明は、ベースに差
動電圧が供給される第1、第2のトランジスタと、前記第
1のトランジスタのエミッタが第1の抵抗を介してベース
及びコレクタに接続されたダイオード接続の第3のトラ
ンジスタと、前記第２のトランジスタのエミッタが第２
の抵抗を介してベース及びコレクタに接続されたダイオ
ード接続の第４のトランジスタと、前記第3、第4のトラ
ンジスタのコレクタにそれぞれベースが接続され、エミ
ッタは共通に第2の電流源に接続された第5、第6のトラ
ンジスタと、前記第2、 第６のトランジスタのコレクタが
共通に接続された第3の電流源及び出力部と、前記第
１、第5のトランジスタのコレクタに電圧を供給するラ
インとを具備するものである。
動電圧が供給される第1、第2のトランジスタと、前記第
1のトランジスタのエミッタが第1の抵抗を介してベース
及びコレクタに接続されたダイオード接続の第3のトラ
ンジスタと、前記第２のトランジスタのエミッタが第２
の抵抗を介してベース及びコレクタに接続されたダイオ
ード接続の第４のトランジスタと、前記第3、第4のトラ
ンジスタのコレクタにそれぞれベースが接続され、エミ
ッタは共通に第2の電流源に接続された第5、第6のトラ
ンジスタと、前記第2、 第６のトランジスタのコレクタが
共通に接続された第3の電流源及び出力部と、前記第
１、第5のトランジスタのコレクタに電圧を供給するラ
インとを具備するものである。
【００１０】
【作用】上記の手段により、出力部の出力電流は、半導
体特性により対数圧縮されて指数伸張される信号系路の
成分と、単純に電流変換された前記第２のトランジスタ
のコレクタ出力信号の成分とで構成され、対数圧縮伸張
系路の信号劣化成分の割合が少なくなり抑圧されること
になる。
体特性により対数圧縮されて指数伸張される信号系路の
成分と、単純に電流変換された前記第２のトランジスタ
のコレクタ出力信号の成分とで構成され、対数圧縮伸張
系路の信号劣化成分の割合が少なくなり抑圧されること
になる。
【００１１】
【実施例】以下、この発明の実施例を図面を参照して説
明する。
明する。
【００１２】図１（Ａ）はこの発明の一実施例であり、
図１（Ｂ）は図１（Ａ）の構成をブロック化したもので
ある。入力端子２１、２２には差動電圧Ｖ1 、Ｖ2 が供
給される。入力端子２１、２２は差動対を成すトランジ
スタＱ21、Ｑ22のベースに接続されている。トランジス
タＱ21は、コレクタが電源ラインに接続されエミッタが
抵抗Ｒ21を介してダイオード接続のトランジスタＱ23の
コレクタ及びベース、トランジスタＱ25のベースに接続
されている。トランジスタＱ22は、コレクタが電流源Ｉ
3 を介して電源ラインに接続されると共に出力部として
導出されている。またトランジスタＱ22のエミッタは、
抵抗Ｒ22を介してダイオード接続のトランジスタＱ24の
コレクタ及びベース、トランジスタＱ26のベースに接続
されている。トランジスタＱ23、Ｑ24のエミッタは共通
に電流源Ｉ1 を介して接地され、トランジスタＱ25、Ｑ
26のエミッタも共通に電流源Ｉ2 を介して接地されてい
る。トランジスタＱ25のコレクタは電源ラインに接続さ
れ、トランジスタＱ26のコレクタはトランジスタＱ22の
コレクタに接続される。
図１（Ｂ）は図１（Ａ）の構成をブロック化したもので
ある。入力端子２１、２２には差動電圧Ｖ1 、Ｖ2 が供
給される。入力端子２１、２２は差動対を成すトランジ
スタＱ21、Ｑ22のベースに接続されている。トランジス
タＱ21は、コレクタが電源ラインに接続されエミッタが
抵抗Ｒ21を介してダイオード接続のトランジスタＱ23の
コレクタ及びベース、トランジスタＱ25のベースに接続
されている。トランジスタＱ22は、コレクタが電流源Ｉ
3 を介して電源ラインに接続されると共に出力部として
導出されている。またトランジスタＱ22のエミッタは、
抵抗Ｒ22を介してダイオード接続のトランジスタＱ24の
コレクタ及びベース、トランジスタＱ26のベースに接続
されている。トランジスタＱ23、Ｑ24のエミッタは共通
に電流源Ｉ1 を介して接地され、トランジスタＱ25、Ｑ
26のエミッタも共通に電流源Ｉ2 を介して接地されてい
る。トランジスタＱ25のコレクタは電源ラインに接続さ
れ、トランジスタＱ26のコレクタはトランジスタＱ22の
コレクタに接続される。
【００１３】上記回路をブロック化すると、図１（Ｂ）
のように表され、トランジスタＱ21、Ｑ23、Ｑ24、Ｑ22
の系路が電圧電流変換部３１を形成し、トランジスタＱ
23、Ｑ25、Ｑ26、Ｑ24の系路が電流変換部３２を形成
し、トランジスタＱ26、Ｑ22のコレクタ接続部が加算部
３３を形成している。
のように表され、トランジスタＱ21、Ｑ23、Ｑ24、Ｑ22
の系路が電圧電流変換部３１を形成し、トランジスタＱ
23、Ｑ25、Ｑ26、Ｑ24の系路が電流変換部３２を形成
し、トランジスタＱ26、Ｑ22のコレクタ接続部が加算部
３３を形成している。
【００１４】この回路は、電流源の電流はＩ3 ＝（Ｉ1
＋Ｉ2 ）／２に設定されている。今、トランジスタＱ21
に流れる電流をｉ1'、トランジスタＱ25に流れる電流を
ｉ2'、差動入力Ｖin（＝Ｖ1 −Ｖ2)とすると、先の
（２）式、（３）式より ｉ2'＝（Ｉ2 ／Ｉ1 ）ｉ1 …（５） ｉ1'＝Ｖin／（Ｒ21＋Ｒ22＋４ｒe ） …（６） が得られ、このときの出力電流ｉout ＝ｉ1'＋ｉ2'は ｉout ＝｛１＋（Ｉ2 ／Ｉ1 ）｝｛Ｖin／（Ｒ21＋Ｒ22＋４ｒe ）｝…（７）
＋Ｉ2 ）／２に設定されている。今、トランジスタＱ21
に流れる電流をｉ1'、トランジスタＱ25に流れる電流を
ｉ2'、差動入力Ｖin（＝Ｖ1 −Ｖ2)とすると、先の
（２）式、（３）式より ｉ2'＝（Ｉ2 ／Ｉ1 ）ｉ1 …（５） ｉ1'＝Ｖin／（Ｒ21＋Ｒ22＋４ｒe ） …（６） が得られ、このときの出力電流ｉout ＝ｉ1'＋ｉ2'は ｉout ＝｛１＋（Ｉ2 ／Ｉ1 ）｝｛Ｖin／（Ｒ21＋Ｒ22＋４ｒe ）｝…（７）
【００１５】と表せる。従って、電流源の電流を調整す
れば、抵抗成分を調整でき、つまりフィルタ時定数の要
素を調整できる。この式では固定項が含まれるために可
変範囲が狭くなるが、逆にばらつきを補正する目的では
可変範囲の狭い方が有利といえる。次に従来の回路との
対比を行いながら機能を説明する。
れば、抵抗成分を調整でき、つまりフィルタ時定数の要
素を調整できる。この式では固定項が含まれるために可
変範囲が狭くなるが、逆にばらつきを補正する目的では
可変範囲の狭い方が有利といえる。次に従来の回路との
対比を行いながら機能を説明する。
【００１６】センター値を従来と同じにする定数を求め
ると、（４）式、（７）式でｉ2 ＝ｉout となれば良
い。ｒe は、Ｒ21、Ｒ22より十分小さくＲ11＝Ｒ12、Ｒ
21＝Ｒ22とすれば、 （Ｉ12／Ｉ11）Ｒ21＝｛１＋（Ｉ1 ／Ｉ2 ）｝Ｒ11 …（８） となるようにすれば、従来の回路とセンター値が同じに
なる。
ると、（４）式、（７）式でｉ2 ＝ｉout となれば良
い。ｒe は、Ｒ21、Ｒ22より十分小さくＲ11＝Ｒ12、Ｒ
21＝Ｒ22とすれば、 （Ｉ12／Ｉ11）Ｒ21＝｛１＋（Ｉ1 ／Ｉ2 ）｝Ｒ11 …（８） となるようにすれば、従来の回路とセンター値が同じに
なる。
【００１７】ここで例えば、Ｉ11＝Ｉ12、Ｉ2 ＝（１／
３）Ｉ1 に設定した場合を考える。このときは、Ｒ21＝
（４／３）Ｒ11の関係となる。また入力のダイナミック
レンジを同じにするには、Ｉ1 ＝（３／４）Ｉ11にす
る。ここで電流源の電流和は、従来はＩ11＋Ｉ12＝２Ｉ
11であったが、この実施例の回路ではＩ1 ＋Ｉ2 ＝（４
／３）Ｉ1 ＝Ｉ11となる。つまり、ダイナミックレンジ
を従来と同じにしても電流源の電流和は従来の半分で済
む。これは、従来は利用していないトランジスタＱ22の
コレクタ電流を有効に活用しているからである。ここで
トランジスタＱ22のコレクタ電流を見た場合、この電流
は、単に入力電圧を電流変換したものである。一方、本
来のギルバートセル出力は、対数圧縮、指数伸張の過程
を通ってトランジスタＱ22のコレクタに現れている。こ
の電流成分は、半導体特性によりノイズ混入がありＳ／
Ｎの劣化をもたらすことは従来の回路で述べた通りであ
る。しかしながら、この回路では、出力電流Ｉout は、
純粋なギルバートセルの出力のみで構成されるのではな
く、単純に電圧電流変換したトランジスタＱ22の出力も
含まれている。この結果、対数圧縮指数伸張の過程を経
て信号劣化を生じた成分は、出力全体の１／４に抑圧さ
れている。このときの出力電流の可変範囲は、±（１／
４）、即ち±２５％（＋側はさらに増やすことができ
る）になるが、実用上では十分である。さらにギルバー
トセルは、トランジスタのペア性が直接影響して出力の
直流バランスが悪いが、この回路の場合トランジスタＱ
22のコレクタ電流は、抵抗Ｒ21、Ｒ22の比でほぼ決まる
ので、安定性を良くすることができる。このことは、特
に直流伝送する低域通過フィルタでしかも次数が高い回
路を実現する場合、極めて有効となる。
３）Ｉ1 に設定した場合を考える。このときは、Ｒ21＝
（４／３）Ｒ11の関係となる。また入力のダイナミック
レンジを同じにするには、Ｉ1 ＝（３／４）Ｉ11にす
る。ここで電流源の電流和は、従来はＩ11＋Ｉ12＝２Ｉ
11であったが、この実施例の回路ではＩ1 ＋Ｉ2 ＝（４
／３）Ｉ1 ＝Ｉ11となる。つまり、ダイナミックレンジ
を従来と同じにしても電流源の電流和は従来の半分で済
む。これは、従来は利用していないトランジスタＱ22の
コレクタ電流を有効に活用しているからである。ここで
トランジスタＱ22のコレクタ電流を見た場合、この電流
は、単に入力電圧を電流変換したものである。一方、本
来のギルバートセル出力は、対数圧縮、指数伸張の過程
を通ってトランジスタＱ22のコレクタに現れている。こ
の電流成分は、半導体特性によりノイズ混入がありＳ／
Ｎの劣化をもたらすことは従来の回路で述べた通りであ
る。しかしながら、この回路では、出力電流Ｉout は、
純粋なギルバートセルの出力のみで構成されるのではな
く、単純に電圧電流変換したトランジスタＱ22の出力も
含まれている。この結果、対数圧縮指数伸張の過程を経
て信号劣化を生じた成分は、出力全体の１／４に抑圧さ
れている。このときの出力電流の可変範囲は、±（１／
４）、即ち±２５％（＋側はさらに増やすことができ
る）になるが、実用上では十分である。さらにギルバー
トセルは、トランジスタのペア性が直接影響して出力の
直流バランスが悪いが、この回路の場合トランジスタＱ
22のコレクタ電流は、抵抗Ｒ21、Ｒ22の比でほぼ決まる
ので、安定性を良くすることができる。このことは、特
に直流伝送する低域通過フィルタでしかも次数が高い回
路を実現する場合、極めて有効となる。
【００１８】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によると
回路構成上では素子数の増加はほとんどなく、ギルバー
トセルによる特性の劣化を大きく低減し、ノイズ増加や
歪み増加、直流ばらつき等信号劣化を大幅に改善でき、
しかも消費電流削減に効果的な可変電圧電流変換回路を
得ることができる。
回路構成上では素子数の増加はほとんどなく、ギルバー
トセルによる特性の劣化を大きく低減し、ノイズ増加や
歪み増加、直流ばらつき等信号劣化を大幅に改善でき、
しかも消費電流削減に効果的な可変電圧電流変換回路を
得ることができる。
【図１】この発明の一実施例を示す回路図及びブロック
図。
図。
【図２】従来の可変電圧電流変換回路を示す回路図。
Ｑ21〜Ｑ26…トランジスタ、Ｒ21、Ｒ22…抵抗、Ｉ1 、
Ｉ2 、Ｉ3 …電流源。
Ｉ2 、Ｉ3 …電流源。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03F 3/45
H03H 11/04
Claims (2)
- 【請求項１】ベースに差動電圧が供給される第1、第2の
トランジスタと、 前記第1のトランジスタのエミッタが第1の抵抗を介して
ベース及びコレクタに接続されたダイオード接続の第3
のトランジスタと、 前記第２のトランジスタのエミッタが第２の抵抗を介し
てベース及びコレクタに接続されたダイオード接続の第
４のトランジスタと、 前記第3、第4のトランジスタのコレクタにそれぞれベー
スが接続され、エミッタは共通に第2の電流源に接続さ
れた第5、第6のトランジスタと、 前記第2、 第６のトランジスタのコレクタが共通に接続さ
れた第3の電流源及び出力部と、 前記第１、第5のトランジスタのコレクタに電圧を供給
するラインとを有した可変電圧電流変換回路。 - 【請求項２】差動入力電圧を差動電流に変換する電圧電
流変換器と、 前記差動電流がそれぞれ流れる各抵抗を有し、前記各抵
抗を流れた各差動電流が供給される一対の半導体ＰＮ接
合と、この一対の半導体ＰＮ接合に生じる電位差が差動
入力として供給されることで生じた差動電流のうち一方
を電流源に接続された出力部に導出するギルバートセル
型の電流変換器と、 前記電圧電流変換器に生じた差動電流の一方と、前記ギ
ルバートセル型の電流変換器から前記出力部に得られた
電流とを加算する加算器と、 を具備したことを特徴とする 可変電圧電流変換回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25139292A JP3411988B2 (ja) | 1992-09-21 | 1992-09-21 | 可変電圧電流変換回路 |
| DE69313392T DE69313392T2 (de) | 1992-09-21 | 1993-09-21 | Variable Spannung-Strom-Wandlerschaltung |
| KR1019930019115A KR970005288B1 (ko) | 1992-09-21 | 1993-09-21 | 가변 전압 전류 변환회로 |
| SG1996008410A SG43329A1 (en) | 1992-09-21 | 1993-09-21 | Variable voltage to current conversion circuit |
| EP93307459A EP0589676B1 (en) | 1992-09-21 | 1993-09-21 | Variable voltage to current conversion circuit |
| US08/124,008 US5463309A (en) | 1992-09-21 | 1993-09-21 | Variable voltage to current conversion circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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