JP3283093B2 - 電圧−電流変換器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、例えば色信号処理装
置のアクティブフィルタ等に用いられる時定数が可変制
御可能な電圧−電流変換器に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、アクティブフィルタにおいて
は、抵抗及び容量の時定数を決める素子がＩＣに内蔵さ
れている。このアクティブフィルタは、その抵抗及び容
量の精度が比較的悪いために、ギルバート・セルと称す
る電圧−電流変換器を用いて時定数を可変可能に構成さ
れる。そして、このような電圧−電流変換器は、その電
流変換回路の時定数が電流源回路により可変制御され
る。

【０００３】図２は、このような従来の電圧−電流変換
器を示すもので、トランジスタＱ1及びＱ2 は、そのベ
ースが差動入力端にそれぞれ接続されて、差動入力に構
成される。トランジスタＱ1 は、そのエミッタが抵抗Ｒ
11を介してダイオード接続のトランジスタＱ3 のベース
とコレクタ、及びトランジスタＱ5 のベースに接続され
る。他方、トランジスタＱ2 は、そのエミッタが抵抗Ｒ
12を介してダイオード接続のトランジスタＱ4 のベース
とコレクタ、及びトランジスタＱ6 のベースに接続され
る。

【０００４】また、トランジスタＱ1 、Ｑ2 及びＱ5
は、コレクタが電圧源Ｖccを介してそれぞれ接地され
る。そして、トランジスタＱ6 は、そのコレクタがトラ
ンジスタＱ7 及び抵抗16からなる電流源（電流量ＩQ ／
２）を介して電圧源Ｖccに接続されると共に、出力端子
に接続される。トランジスタＱ7 のベースはトランジス
タＱ8 のベースに接続される。トランジスタＱ8 は、そ
のベースがコレクタに接続され、エミッタが抵抗Ｒ17を
介して電圧源Ｖccに接続される。なお、電源側の電流源
はグランド側とバランスを採るようにＩQ ／２に設定さ
れる。

【０００５】上記トランジスタＱ3 及びＱ4 は、そのエ
ミッタが電流源（電流量ＩP ）を介して接地される。そ
して、トランジスタＱ5 及びＱ6 は、そのエミッタが電
流源（電流量ＩQ ）を介して接地される。

【０００６】トランジスタＱ11は、そのベースがトラン
ジスタＱ9 及びＱ10のベースに接続される。トランジス
タＱ9 は、そのコレクタがトランジスタＱ8 のコレクタ
に接続され、そのエミッタが抵抗Ｒ13を介して接地され
る。トランジスタＱ10はコレクタにベースが接続され、
そのエミッタは抵抗Ｒ14を介して接地される。そして、
トランジスタＱ10のコレクタは、抵抗Ｒa 及びにＲb の
並列接続を介して電圧源せ接続される。そして、トラン
ジスタＱ10のコレクタと抵抗Ｒb との間には、モード切
換用スイッチ（ＳＷ）１が配設される。また、トランジ
スタＱ2 のコレクタと電圧源Ｖccとの間には、出力負荷
容量Ｃが介在される。

【０００７】上記構成において、差動入力ｖinをトラン
ジスタＱ1 のベース電位ｖ1 からトランジスタＱ2 のベ
ース電位ｖ2 を引算した値に設定する。そして、トラン
ジスタＱ1 のエミッタ電流変動をｉ11とすると、トラン
ジスタＱ2 のエミッタ電流変動は、−ｉ11となる。これ
に伴うトランジスタＱ5 及びＱ6 のエミッタ電流変動を
ｉ12及び−ｉ12とすると、トランジスタＱ5 及びＱ6 の
ベース間電位差Δｖは

【０００８】 Δｖ＝ＶT ｌｎ｛（ＩP ／２＋ｉ11) ／ＩS ｝−ＶT ｌｎ｛（ＩP ／２−ｉ 11）／ＩS ｝＝ＶT ｌｎ｛（ＩQ ／２＋ｉ12) ／ＩS ｝−ＶT ｌｎ｛（ＩQ ／２ −ｉ12）／ＩS ｝ …（１）

【０００９】の式で表される。ここで、ＶT は、温度等
価な電圧定数、ＩS は、トランジスタ飽和電流で全て等
しいものとし、バランス状態（Δｖ＝０）で電流ＩP 及
びＩQはそれぞれ差動に１／２分流しているものとす
る。上記電流ｉ12は、上記（１）式より ｉ12＝（２ＩQ ／２ＩP ）ｉ11 …（２） で表される。一方、電流ｉ11は、トランジスタＱ1 、Ｑ
2 、Ｑ3 及びＱ4 のエミッタ等価抵抗を全てｒe とする
と、 ｉ11＝ｖin／（Ｒ11＋Ｒ12＋５ｒe ） …（３） で表される。従って、電流ｉ12は、上記（１）及び
（２）式に基づいて ｉ12＝ｖin／｛（Ｒ11＋Ｒ12＋４ｒe ）２ＩP ／２Ｉq ｝ …（４）

【００１０】で表され、これが出力電流ｉ0 と略等しく
なる。即ち、上記トランジスタＱ3 、Ｑ4 、Ｑ5 及びＱ
6 がギルバート・セルを形成して、理想的には式（２）
に示すような電圧−電流変換が実行される。

【００１１】なお、（４）式において、抵抗成分（Ｒ11
＋Ｒ12＋４ｒe ）２ＩP ／２Ｉq は、時定数の一部を構
成し、例えばトランジスタＱ11及び抵抗Ｒ15からなる電
流源電流ＩQ を変えることで可変される。即ち、電流源
電流ＩQ は、抵抗Ｒ11及びＲ12、出力負荷容量Ｃのばら
つきを補正した値に調整した状態で使われる。

【００１２】次に、時定数を切換える時定数制御動作に
ついて説明する。但し、ここでは、抵抗Ｒａ及びＲb の
電圧源を可変電圧ＶD ＋ＶJ 、トランジスタＱ11、Ｑ9
及びＱ10のベース・エミッタ間の電位降下をＶJ 、抵抗
Ｒ13、Ｒ14及びＲ15が等しい値であるとし、抵抗Ｒa ＞
＞抵抗14として、抵抗Ｒ14による電位降下を無視するも
のとする。すなわち、スイッチ（ＳＷ）１がオフ（ＯＦ
Ｆ）されると、トランジスタＱ10及び抵抗Ｒ14からなる
電流源電流ＩQ は、 ＩQ （ＯＦＦ）＝ＶD ／Ｒa …（５） となり、スイッチ（ＳＷ）１がオン（ＯＮ）されると、 ＩQ （ＯＮ）＝Ｖc ／｛Ｒa Ｒb ／（Ｒa ＋Ｒb ）｝ …（６） となる。上記ＩQ （ＯＦＦ）とＩQ （ＯＮ）の関係は、 ＩQ （ＯＮ）＝｛（Ｒa ＋Ｒb ）／Ｒb ｝ＩQ （ＯＦＦ）…（７）

【００１３】となることにより、上記（４）式より時定
数を構成する抵抗成分が、スイッチ（ＳＷ）１のオン／
オフに基づいて選択的に（Ｒa ＋Ｒb ）／Ｒb 倍にゲイ
ンが切換えられ、時定数が制御される。

【００１４】ところが、上記電圧−電流変換器では、ト
ランジスタＱ3 及びＱ4 によるＰＮ接合の対数圧縮され
た電圧がトランジスタＱ5 及びＱ6 の指数伸張を行って
いることにより、その構造上、ノイズが混入し易い構造
であると共に、直流的なバランスが悪いという問題を有
する。この問題は、半導体特性に大きく影響されるもの
で、半導体製造上、半導体特性の高性能化を図るのが困
難であることによる。

【００１５】特に、アクティブフィルタを構成すると、
その次数の分だけ回路を経由させなければならないこと
により、Ｓ／Ｎの劣化を招くという問題が起こる。これ
は、信号レベルが小さい程不利となり、逆に信号レベル
を大きくしていくと、対数と指数の補正がずれた分が強
く現れて歪みが増加する。

【００１６】

【発明が解決しようと課題】以上述べたように、従来の
電圧−電流変換器では、変換特性の点で満足の行くもの
でないという問題を有する。

【００１７】この発明は上記の事情に鑑みてなされたも
ので、変換特性の向上を図り得、且つ、正確な比でゲイ
ン切換えを実現し得るようにした電圧−電流変換器を提
供することを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するため手段】この発明は、電流出力を変
換利得が可変可能な電流変換回路に流すと共に、前記電
流出力と略同じ電流出力を前記電流変換回路の電流出力
と加算して出力してなる電圧−電流変換器において、第
１のモードで可変電流分と固定電流分の和で決まる電流
を出力し、第２のモードで前記可変電流分と固定電流分
を加算したもののＭ倍しただけ可変電流分のゲインを増
加した（１＋Ｍ）倍の電流を切換式に出力する電流源回
路を備えて構成したものである。

【００１９】

【作用】上記構成によれば、電流変換回路出力は、正確
なゲイン比でモード切換えが実行されて、それぞれのモ
ードにおいて、その対数圧縮−指数伸張の過程を経て信
号劣化を生じた成分が、出力全体の１／４に抑えられ
て、電流出力の可変範囲が略±１／４に設定することが
可能となり、安定した電流変換が実現される。そして、
ＤＣバランスは、一定に設定することが可能なことによ
り、実質的に影響を受けることがない。

【００２０】

【実施例】以下、この発明の実施例について、図面を参
照して詳細に説明する。

【００２１】第１図はこの発明の一実施例に係る電圧−
電流変換器を示すもので、トランジスタＱ21及びＱ22
は、各ベースが差動入力端にそれぞれ接続されて、差動
入力に構成される。トランジスタＱ21は、そのエミッタ
が抵抗Ｒ21を介してダイオード接続のトランジスタＱ23
のベース・コレクタ、及びトランジスタＱ25のベースに
接続される。トランジスタＱ22は、そのエミッタが抵抗
Ｒ22を介してダイオード接続のトランジスタＱ24のベー
ス・コレクタ、及びトランジスタＱ26のベースに接続さ
れる。

【００２２】上記トランジスタＱ23、Ｑ24、Ｑ25及びＱ
26は、ギルバート・セル（電流変換回路）を構成する。
そのうちトランジスタＱ23及びＱ24は、エミッタ相互が
接続され、その共通エミッタがトランジスタＱ29及び抵
抗Ｒ27からなる電流源（電流量２ＩR ）を介して接地さ
れる。

【００２３】一方、トランジスタＱ25及びＱ26は、エミ
ッタ相互が接続されて、その共通エミッタがトランジス
タＱ30及び抵抗Ｒ28からなる電流源（電流量２ＩX ）
と、これに並列に配設されるトランジスタＱ31及び抵抗
Ｒ29からなる電流源（電流量２ＩT ）を介して接地され
る。トランジスタＱ21及びＱ25は、そのコレクタが電圧
源Ｖccにそれぞれ接続される。他方、トランジスタＱ22
及びＱ26は、そのコレクタが相互接続されてトランジス
タＱ27及び抵抗Ｒ23からなる電流源（電流量２ＮＩT ）
を介して電圧源Ｖccに接続されると共に、出力端子に接
続される。そして、これらトランジスタＱ22及びＱ26の
各コレクタと電圧源Ｖccとの間には、出力負荷容量Ｃが
介在される。

【００２４】なお、上記トランジスタＱ27及び抵抗Ｒ23
からなる電流源（電流量２ＮＩT ）は、その電流量２Ｎ
ＩT が｛２ＩR ＋（２ＩX ＋２ＩT ）｝／２となるよう
に設定される。

【００２５】上記トランジスタＱ30及び抵抗Ｒ28でなる
電流源（電流量２ＩX ）及びトランジスタＱ31及び抵抗
Ｒ29でなる電流源（電流量２ＩT ）は、並列に配設さ
れ、それぞれトランジスタＱ37及び抵抗Ｒ35でなる電流
源（電流量ＩX ）、トランジスタＱ35及び抵抗Ｒ33でな
る電流源（電流量ＩR ）をカレントミラーで折返して構
成される。そして、トランジスタＱ35のベースには、時
定数制御用のスイッチ（ＳＷ）２が接続される。スイッ
チ（ＳＷ）２は、電流変換回路の第１及び第２のモード
に応じて、オン（ＯＮ）／オフ（ＯＦＦ）切換設定さ
る。そして、このスイッチ（ＳＷ）２がオンされると、
電流量ＩT はＩT ＝０に設定される。

【００２６】また、トランジスタＱ29及び抵抗Ｒ27でな
る電流源（電流量２ＩR ）は、トランジスタＱ36及び抵
抗Ｒ34でなる電流源（電流量ＩR ）をカレントミラーで
折返して構成される。

【００２７】トランジスタＱ27及び抵抗Ｒ23でなる電流
源（電流量２ＮＩT ）は、電圧源Ｖcc側の電流源を形成
し、トランジスタＱ28及び抵抗Ｒ24からなる電流源（電
流量２ＮＩT ）をカレントミラーで折返して構成され
る。このトランジスタＱ28及び抵抗Ｒ24でなる電流源
（電流量２ＮＩT ）は、並列に接続構成されるトランジ
スタＱ32及び抵抗Ｒ30でなる電流源（電流量ＩT ）、ト
ランジスタＱ33及び抵抗Ｒ31でなる電流源（電流量ＩX
）、トランジスタＱ34及び抵抗Ｒ32でなる電流源（電
流量ＩR ）の電流和が流れる。

【００２８】上記トランジスタＱ32及び抵抗Ｒ30でなる
電流源（電流量ＩT ）は、トランジスタＱ35及び抵抗Ｒ
33でなる電流源（電流量ＩT ）をカレントミラーで折返
して構成される。トランジスタＱ33及び抵抗Ｒ31でなる
電流源（電流量ＩX ）は、トランジスタＱ37及びて抵抗
Ｒ35でなる電流源（電流量ＩX ）をカレントミラーで折
返して構成される。トランジスタＱ34及び抵抗Ｒ32でな
る電流源（電流量ＩR）は、トランジスタＱ36及び抵抗
Ｒ34でなる電流源（電流量ＩR ）をカレントミラーで折
返して構成される。そして、トランジスタＱ35及び抵抗
Ｒ13からなる電流源（電流量ＮＩt ）は、トランジスタ
Ｑ31及び抵抗Ｒ29からなる電流源（電流量２ＩT ）をカ
レントミラーで折返して構成される。また、上記トラン
ジスタＱ37のコレクタには、抵抗Ｒc を介して可変電圧
源（ＶD ＋ＶJ ）に接続される。上記構成において、ト
ランジスタＱ21及びＱ25は、差動入力ｖ1 により、その
エミッタ電流の変動ｉ1 及ｉ2 が上記（２）及び（３）
式に基づいて、 ｉ2 ＝｛（２ＩX ＋２ＩT ）／２ＩR ｝ｉ1 …（８） ｉ1 ＝ｖin／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋４ｒe ） …（９） の式で表される。そして、この時の出力端からの出力電
流ｉ0 は、ｉ1 ＋ｉ2 となり、 ｉ0 ＝｛１＋（２ＩX ＋２ＩT ）／２ＩR ｝ｖin／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋４ｒe ） …（１０） との式で現される。ここで、ｉ2 ＝ｉ0 とすると、上記
（４）式及び（１０）式より、 （ＩQ ／ＩP ）Ｒ21＝｛１＋（２ＩX ＋２ＩT ）２ＩR ｝Ｒ31…（１１） となる。但し、ｒe は、抵抗Ｒ21及びＲ22より十分に小
さく、抵抗Ｒ31＝抵抗Ｒ32、抵抗Ｒ21＝抵抗Ｒ22とす
る。

【００２９】そして、例えばＩP ＝ＩQ 、（２ＩX ＋２
ＩT ）＝１／３（２ＩR ）とした場合には、抵抗Ｒ21＝
４／３（抵抗Ｒ31）となる。また、入力のダイナミック
レンジを従来と同じになるようにするには、２ＩR ＝３
／４（ＩP ）に設定する。ここで、電流和は、トランジ
スタＱ22のコレクタ電流を利用していることにより、２
ＩR ＋（２ＩX ＋２ＩT ）＝４／３（２ＩR ）＝ＩP と
なり、図２に示す従来の電流和ＩP ＋ＩQ ＝２ＩP に比
して半分となる。即ち、電流和は、トランジスタＱ23及
びＱ24に流れる電流と略同じで、電圧−電流変換された
ものであり、電流変換回路出力の対数圧縮−指数伸張の
過程を経て信号劣化を生じた成分が出力全体の１／４に
抑えられる。この時の電流出力の可変範囲は、±１／
４、即ち±２５％（＋側は、もっと増やすことが可）と
なる。

【００３０】なお、ギルバートセルを通ってトランジス
タＱ21のコレクタ電流は、トランジスタのペア性が影響
され、ＤＣバランスが若干劣るが、トランジスタＱ22の
コレクタ電流については、ＤＣバランス上、略抵抗Ｒ21
及びＲ22の比で決まるので良い。従って、ＤＣバランス
の悪いトランジスタＱ26の影響も１／４に減ってＤＣバ
ランスが良くなる。このことは、ＤＣ伝送を要するロー
パス・フィルタで、次数が高いものを構成する場合、次
数の高い程、重要となるものである。

【００３１】次に、フィルタの時定数を切換える時定数
制御動作について説明する。但し、ここでは、電流源の
抵抗として、抵抗Ｒ35＝抵抗Ｒ31＝２・抵抗Ｒ28、抵抗
Ｒ34＝抵抗Ｒ32＝２・抵抗Ｒ7 、抵抗Ｒ30＝２・抵抗Ｒ
29＝Ｎ・抵抗Ｒ33、抵抗Ｒ25＝２・抵抗Ｒ24＝２・抵抗
Ｒ23の関係とする。なお、Ｎは、抵抗比で任意に設定さ
れる。

【００３２】すなわち、スイッチ（ＳＷ）２は、電流変
換回路の第１及び第２のモードでオン（ＯＮ）及びオフ
（ＯＦＦ）される。そして、スイッチ（ＳＷ）２のオン
状態で、ＩT ＝０となり、電圧源Ｖccの電流源２ＮＩT
は、 ２ＮＩT ＝ＩR ＋ＩX ＋ＩT …（１２） となる。ここで、ＩT は、（１２）式より ＩT ＝（１／２Ｎ−１）（ＩR ＋ＩX ） …（１３） の式で表される。従って、出力電流ｉ0 は、（１３）式
を（１０）式に代入すると、 ｉ0 ＝｛（ＩX ＋ＩR ）／ＩR ｝・［｛１＋（１／（２Ｎ−１）｝］・（ｖ in／（Ｒ21＋Ｒ22＋４ｒe ）） …（１４）

【００３３】となる。ここで、ＩX は、可変電源Ｖc ＋
ＶJ で可変され、抵抗、容量のばらつきを補正するかた
ちで設定される。これにより、ＩX とＩR が固定とな
り、スイッチ（ＳＷ）２のオフ（ＯＦＦ）時、Ｎ＝抵抗
Ｒ30／抵抗Ｒ33となり、オン（ＯＮ）時、Ｎ＝無限とな
り、値が切換えられる。即ち、スイッチ（ＳＷ）２がオ
フ（ＯＦＦ）されると、ｉ0 が（１４）式の如くゲイン
が設定される。また、上記スイッチ（ＳＷ）２が、オン
（ＯＮ）されると、Ｎ＝無限に設定される。この結果、
出力電流ｉ0 は、 ｉ0 （ＯＮ）＝｛（ＩX ＋ＩiR）／ＩR ｝・ｖin／（Ｒ21＋Ｒ22＋４ｒe ） …（１５） となる。

【００３４】即ち、スイッチ（ＳＷ）２は、電流変換回
路の第１及び第２のモードにおいて、オン／オフ切換設
定されると、出力電流ｉ0 が、（１５）及び（１４）式
の如く、｛１＋（１／２Ｎ−１）｝倍に切換えられて、
上述した電流変換動作が行われる。

【００３５】このように、上記電圧−電流変換器は、ス
イッチ（ＳＷ）２がオフ状態の第１のモードで可変電流
分と固定電流分の和で決まる電流を出力し、スイッチ
（ＳＷ）２がオン状態の第２のモードで可変電流分と固
定電流分を加算したもののＭ倍しただけ可変電流分のゲ
インを増加した（１＋Ｍ）倍の電流を切換式に出力する
電流源回路を備えて、電流出力を変換利得が可変可能な
電流変換回路に流すと共に、前記電流出力と略同じ電流
出力を電流変換回路に出力するように構成した。これに
よれば、トランジスタＱ22のコレクタ電流を利用してい
ることにより、上述したように従来の方式に比して電流
和が約半分で済むことにより、省電力化の促進が図れ
る。

【００３６】また、これによれば、電流変換回路出力
は、正確なゲイン比でモード切換えが実行されて、それ
ぞれのモードにおいて、その対数圧縮−指数伸張の過程
を経て信号劣化を生じた成分が、出力全体の１／４に抑
えられて、電流出力の可変範囲が略±１／４に設定する
ことが可能となり、Ｓ／Ｎ劣化を減少したうえで、安定
した電流変換が実現される。そして、ＤＣバランスは、
トランジスタＱ22のコレクタ電流が抵抗Ｒ21及びＲ22の
比で大部分設定することが可能なことにより、影響を受
けることが少ない。なお、上記実施例では、アクティブ
フィルタに適用した場合で説明したが、これに限ること
無く、適用可能である。よって、この発明は上記実施例
に限ることなく、その他、この発明の要旨を逸脱しない
範囲で種々の変形を実施し得ることは勿論のことであ
る。

【００３７】

【発明の効果】以上詳述したように、この発明によれ
ば、変換特性の向上を図り得、且つ、正確な比でゲイン
切換えを実現し得るようにした電圧−電流変換器を提供
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例に係る電圧−電流変換器を
示した図。

【図２】従来の電圧−電流変換器を示した図。

【符号の説明】

Ｑ21，Ｑ22，Ｑ23，Ｑ24，Ｑ25，Ｑ26，Ｑ27，Ｑ28，Ｑ
29，Ｑ30，Ｑ31，Ｑ32，Ｑ33，Ｑ34，Ｑ35，Ｑ36，Ｑ3
7、Ｑ38…トランジスタ。 Ｒ21，Ｒ22，Ｒ23，Ｒ24，Ｒ25，Ｒ26，Ｒ27，Ｒ28，Ｒ
29，Ｒ30、Ｒ31，Ｒ32，Ｒ33，Ｒ34，Ｒ35，Ｒc …抵
抗。 Ｃ…出力負荷容量。 ＳＷ２…スイッチ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 実開 昭63−81517（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03F 3/34

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電流出力を変換利得が可変可能な電流変
   換回路に流すと共に、前記電流出力と略同じ電流出力を
   前記電流変換回路の電流出力と加算して出力してなる電
   圧−電流変換器において、 第１のモードで可変電流分と固定電流分の和で決まる電
   流を出力し、第２のモードで前記可変電流分と固定電流
   分を加算したもののＭ倍しただけ可変電流分のゲインを
   増加した（１＋Ｍ）倍の電流を切換式に出力する電流源
   回路を具備したことを特徴とする電圧−電流変換器。