JPH0630425B2 - 広帯域可変利得増幅回路 - Google Patents

広帯域可変利得増幅回路

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JPH0630425B2
JPH0630425B2 JP28416687A JP28416687A JPH0630425B2 JP H0630425 B2 JPH0630425 B2 JP H0630425B2 JP 28416687 A JP28416687 A JP 28416687A JP 28416687 A JP28416687 A JP 28416687A JP H0630425 B2 JPH0630425 B2 JP H0630425B2
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transistors
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勇司 佐野
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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は可変利得増幅回路に係り、更に詳しくはIC化
に適した広帯域可変利得増幅回路に関する。
〔従来の技術〕
一般に、差動対を構成する二つのトランジスタは、特性
の揃ったものでなくてはならないが、IC化すればこの
ようなことが容易に実現できるので、差動対を用いる回
路はIC化に適した回路であると云える。このような意
味で、差動対を用い、IC化に適する可変利得増幅回路
としては第2図に示す回路が知られている。
第2図に示す回路においては、入力端子1に加えられた
入力信号電圧VINをトランジスタ7と8より成る差動回
路によって信号電流に変換する。そして、この信号電流
をトランジスタ14と15,18と19より成る差動対
によって分流し、分流比を可変して合成することによ
り、利得を可変している。第2図の回路においては定電
流源10と12の発生する電流をすべて出力抵抗22と
23に流しているので、利得制御電圧Vを変化しても
(但しトランジスタ7と8,14と15,18と19が
飽和しない範囲において)、出力端子5と6より得られ
る(差動)出力電圧の動作点は変化しないという利点が
あり、低電源電圧動作や増幅回路の多段接続に対して有
利である。
また、トランジスタ14と15がベース接地として動作
していることによりトランジスタ7との接続がカスコー
ド接続となり、広帯域化にも適している。
なお、かかる従来の可変利得増幅回路は、「アナログ集
積回路」中沢等共訳;近代科学社,1975,PP.2
40,図7.5,PP.236図7.3,特開昭62−
110307号公報「可変利得回路」の第1図などに類
似の回路が開示されている。
〔発明が解決しようとする問題点〕
第2図に示す回路において利得を減少させる場合には、
制御端子3と4の電位差に相当する制御電圧Vの絶対
値を小さくし、トランジスタ14と15,18と19の
それぞれの差動対の電流分流比を1対1に近付ける。こ
のことによりトランジスタ7と8のコレクタ端子から得
られた差動の信号電流は、出力抵抗22と23において
相互に打消し合う方向に合成されて流れる。
しかし、入力信号電圧VINを印加されている方のトラ
ンジスタ7のエミッタ端子側の寄生容量25(主に定電
流源10を構成するトランジスタの寄生容量)に流れる
信号電流26の大部分はトランジスタ7のみに流れる。
また、差動回路を第4図のように抵抗91と92,定電
流源10により構成した場合においても、寄生容量25
を流れる信号電流26はトランジスタ8よりも7の方に
多く分流する。この為、利得減少時における上記の信号
電流打消しの動作が充分に行なわれなくなることが解析
により明らかとなった。
第2図に示す回路の利得の周波数特性を第3図の実線2
7と破線28に示す。制御電圧Vが大きく利得も最大
である時に実線27のようであった周波数特性が、上記
の問題の為に、利得を減少させた場合には破線28のよ
うに高域の利得が抑えられない特性となる。入力信号を
平衡形式として入力すれば上記問題点は解消されるが、
周波数帯域の劣化は避けられない。
本発明の目的は、低電源電圧動作や増幅器の多段接続に
も有利であり、利得の変化によりその周波数特性に悪影
響を生じない、広い利得可変範囲を有する広帯域可変利
得増幅回路を提供することにある。
〔問題点を解決するための手段〕
問題点解決のため、本発明では、対をなす二つのトラン
ジスタの各エミッタを相互接続して一つ或いは二つの定
電流源(以下、第1の定電流源という)を接続し、前記
二つのトランジスタの各コレクタには、共通の制御電圧
によりそれぞれの分流比が制御可能であるような二つの
差動トランジスタ対(以下、第1の差動対という)のう
ちの一方と他方をそれぞれ接続し、前記二つのトランジ
スタのベースとベースの間に入力信号を印加するように
した広帯域可変利得増幅回路において、 前記二つの第1の差動対の各々に、前記共通の制御電圧
によりそれぞれ制御される二つの差動トランジスタ対
(以下、第2の差動対という)のうちの一方と他方をそ
れぞれコレクタ同士の接続により接続し、前記二つの第
2の差動対の各々のエミッタ接続点にはそれぞれ第2の
定電流源を接続し、前記第2の定電流源により得られる
電流の和が、前記第1の定電流源により得られる電流の
和に等しくなるように、前記定電流源の電流値を設定し
た。
〔作用〕
差動増幅回路(対をなす二つのトランジスタ)が入力信
号電圧を差動信号電流に変換し、第1の差動対によって
上記差動信号電流の出力抵抗への分流比を共通制御電圧
に応じて変化させることにより可変利得特性を得てい
る。利得を減少した際に、出力抵抗に流れる上記差動信
号電流と前記の寄生容量を通して流れる信号電流の比は
変化しないので、高域における利得の上昇は抑えられ
る。
また、第2の定電流源が接続され上記の共通制御電圧に
よって制御される第2の差動対を第1の差動対にコレク
タが共通となるように接続することにより、本発明の可
変利得増幅回路の(差動)出力電圧の動作点の変動を抑
えている。このことにより、低電源電圧下の動作や増幅
器の多段接続にも有利となる。
〔実施例〕
以下、本発明の実施例を図面により説明する。第1図は
本発明の一実施例としての広帯域可変利得増幅回路を示
す回路図である。
第1図において、トランジスタ7と8によって構成され
る差動増幅回路は、入力端子1と2の間に印加された入
力電圧VINを(差動)信号電流に変換する作用を有す
る。その際に入力信号VINは、第2図に示すように入力
端子1か2の一方を固定とする不平衡形式で入力されて
も良い。差動対を構成するトランジスタ14と15,1
6と17,18と19,20と21の各対はいずれも、
エミッタを共通接続とする素子であってペアトランジス
タを構成するものである。
トランジスタ14と15,18と19から成る2組の差
動対は、それぞれトランジスタ7と8のコレクタのコレ
クタ端子より得られる(差動)信号電流を出力抵抗22
と23と電源VCCに分流する作用を有する。その際の分
流比は制御端子3と4に印加される制御電圧Vにより
制御される。トランジスタ14と15のコレクタ電流を
それぞれIC14とIC15とした場合の分流比IC15/(I
C14+I15)は次の(1)式のように表わされる。
但し、Vは(入力端子3の電位)−(入力端子4の電
位)、qは電荷量、kはボルツマン定数、Tはベース・
エミッタ間の接合部の絶対温度、である。
しかし、トランジスタ14と15,18と19の差動対
のみを用いたのでは、上記(1)式を示す分流比によって
出力抵抗22,23に流れる電流の直流成分も変化し、
出力電圧の動作点も変化する。そこで、トランジスタ1
6と17,20と21による差動対を第1図に示すよう
に接続し、定電流源10と11,12と13のそれぞれ
の組合せで電流値を相等しくなるように設定する。上記
のように接続することにより、出力抵抗22と23に流
れる電流の直流成分を一定に保持することができる。
以上のように第1図に示す回路により、利得を減少した
場合においても第3図の実線29に示すように安定した
周波数特性が得られ、利得を変化しても出力電圧の動作
点は変化しない特徴を有する広帯域可変利得増幅回路が
得られる。
また、出力電圧として平衡形式(差動形式)は不要であ
る場合においては、第1図において2組の差動対が削除
できる。例えば、第1図においてトランジスタ18から
21により成る2組の差動対と出力抵抗23,定電流源
13を削除して、トランジスタ8のコレクタ端子を電源
電圧VCC等の定電位点に接続し、出力端子6のみを用い
ても良い。
他の実施例を第5図に示す。第1図において入力信号電
圧を信号電流に変換する為の差動増幅回路の構成要素で
あった抵抗9と定電流源10と12は、第5図に示され
る抵抗91と92,定電流源を構成するトランジスタ1
01にそれぞれ置き換えることが出来る。また、第1図
の定電流源11と13も、第5図に示されるような定電
流源を構成するトランジスタ111と131に置き換え
ることが出来るが、第5図の場合にはトランジスタ11
1と131のコレクタ電流の和をトランジスタ101の
コレクタ電流と相等しくする必要がある。
IC化する場合には、トランジスタ101の、面積をト
ランジスタ111や131の面積の2倍にしたり、10
1を111や131のペアトランジスタ2素子の並列接
続構成として、抵抗102を抵抗112や132のペア
抵抗2本の並列接続構成とすることは言うまでもない。
さらに精度向上する為には、トランジスタ113と13
3を用いてトランジスタ111と131のコレクタ電位
を、トランジスタ101や第1図の定電流源10や12
を構成するトランジスタのコレクタ電位の動作点に相等
しくなるように設定する。これはトランジスタ111や
131のコレクタ電流がアーリー効果により設計値より
も増大することを防止する為の対策である。
上記対策は、本発明の回路をIC化する場合、特に高周
波数素子を用いる際には有効である。
第6図には第1図をさらに簡略化した場合の実施例を示
す。出力電圧の動作点固定用にペアトランジスタ31と
32,33と34の2組と定電流源30を用いている。
トランジスタ33と34によりトランジスタ31のコレ
クタ電流は2分割されるので、定電流源30の電流値は
定電流源10か12の2倍に等しく設定する(通常、定
電流源10と12の電流値は相等しい)。また、定電流
源10と12,抵抗9の構成を第5図に示す定電流源ト
ランジスタ101,抵抗91と92の構成とすることに
より、さらに回路を簡略化できる(その場合、定電流源
30の電流値は定電流源トランジスタ101のコレクタ
電流値に相等しく設定する)。
以上、本発明の実施例をNPNトランジスタ構成におい
て説明したが、PNPトランジスタやFETを用いても
本発明は構成できる。
〔発明の効果〕
本発明による可変利得増幅回路は、利得を大幅に変化さ
せても、その周波数特性や出力電圧の動作点を安定に維
持できるという利点がある。従って、本発明によれば、
低い電源電圧(例えば5.0V)においても動作し、多段
増幅回路の設計に有利であり、高周波用素子の使用によ
り広帯域可変利得増幅回路(例えば100MHz以上)を
実現できるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明の一実施例を示す回路図であり、第2図
は従来例を示す回路図、第3図は本発明と従来例の回路
の利得の周波数特性を示す特性図、第4図は他の従来例
を示す回路図、第5図、第6図はそれぞれ本発明の他の
実施例を示す回路図、である。 符号の説明 1,2……入力端子、3,4……利得制御端子、5,6
……出力端子、14,15……利得可変用トランジス
タ、16,17……動作点固定トランジスタ、18,1
9……利得可変用トランジスタ、22,23……出力抵

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】対をなす二つのトランジスタの各エミッタ
    を相互接続して一つ或いは二つの定電流源(以下、第1
    の定電流源という)を接続し、前記二つのトランジスタ
    の各コレクタには、共通の制御電圧によりそれぞれの分
    流比が制御可能であるような二つの差動トランジスタ対
    (以下、第1の差動対という)のうちの一方と他方をそ
    れぞれ接続し、前記二つのトランジスタのベースとベー
    スの間に入力信号を印加するようにした広帯域可変利得
    増幅回路において、 前記二つの第1の差動対の各々に、前記共通の制御電圧
    によりそれぞれ制御される二つの差動トランジスタ対
    (以下、第2の差動対という)のうちの一方と他方をそ
    れぞれコレクタ同士の接続により接続し、前記二つの第
    2の差動対の各々のエミッタ接続点にはそれぞれ第2の
    定電流源を接続し、前記第2の定電流源により得られる
    電流の和が、前記第1の定電流源により得られる電流の
    和に等しくなるように、前記定電流源の電流値を設定し
    たことを特徴とする広帯域可変利得増幅回路。
  2. 【請求項2】特許請求の範囲第1項記載の広帯域可変利
    得増幅回路において、前記第1の差動対を1組とし出力
    を不平衡形式で取り出すようにしたことを特徴とする広
    帯域可変利得増幅回路。
JP28416687A 1987-11-12 1987-11-12 広帯域可変利得増幅回路 Expired - Lifetime JPH0630425B2 (ja)

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KR100319385B1 (ko) * 1998-01-06 2002-05-01 다니구찌 이찌로오, 기타오카 다카시 가변 이득 증폭기
JP5842512B2 (ja) * 2011-09-29 2016-01-13 凸版印刷株式会社 利得可変増幅器
JP2015185892A (ja) * 2014-03-20 2015-10-22 三菱電機株式会社 可変利得増幅器

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