KR970005288B1 - 가변 전압 전류 변환회로 - Google Patents

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KR970005288B1
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내용없음.

Description

가변 전압 전류 변환회로
제1도는 본 발명의 일 실시예를 도시한 회로 및 블록도.
제2도는 종래의 가변 전압 전류 변환회로를 도시한 회로도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
Q21∼Q26 : 트랜지스터 R21, R22 : 저항
I2, I2, I3 : 전류원.
본 발명은 액티브필터등에 사용되는 가변 전류 변환회로에 관한 것이다.
전자회로에 사용되는 종래의 필터로서는 인덕터, 콘덴서소자를 사용한 IC 회로가 많이 사용되고 있었다. 그러나 최근에는 집적화 기술이 진척되는 동시에, 회로의 소형화가 많이 요구되기 때문에 액티브필터가 개발되어 필터회로를 집적회로에 내장시킬 수 있게 되어 있다. 이 종류의 필터를 구축하는데는 저항과 용량을 사용하여 시정수를 설정하는 것이지만, 이 시정수를 결정하는 소자는 IC 내부에서는 정밀도가 불충분하므로, 소자의 전류등을 가변할 수 있게 하여 시정수 정밀도를 올리게끔 하고 있다. 이 가변 조정수단으로서 가장 유효한 회로가 길버트셀이라고 불리우는 전압 전류 변환회로이다.
제2도는 길버트셀을 사용한 전압 전류 변환회로이다.
입력단자(11),(12)에는 차동전압(V1),(V2)이 공급된다.
입력단자(11),(12)는 차동쌍을 이루는 트랜지스터(Q1),(Q2)의 베이스에 접속되어 있다. 트랜지스터(Q1)는 콜렉터가 전원라인에 접속되어 에미터가 저항(R11)을 통해 다이오드 접속의 트랜지스터(Q3)을 콜렉터 및 베이스, 트랜지스터(Q5)의 베이스에 접속되어 있다. 트랜지스터(Q2)는 콜렉터가 전원라인에 접속되고, 에미터가 저항(R12)을 통해 다이오드 접속의 트랜지스터(Q4)의 콜렉터 및 베이스, 트랜지스터(Q6)의 베이스에 접속되어 있다. 트랜지스터(Q3),(Q4)의 에미터는 공통으로 전류원(I11)을 통해 접지되며, 트랜지스터(Q5),(Q6)의 에미터도 공통으로 전류원(I12)을 통해 접지되어 있다. 트랜지스터(Q5)의 콜렉터는 전원라인에 접속되고, 트랜지스터(Q6)의 콜렉터는 전류원(I13)을 통해 전원라인에 접속되는 동시에 출력단자(13)로서 도출된다.
상기 회로에 있어서, 지금 차동입력을 Vin(=V1-V2)으로 하고, 트랜지스터(Q1)에 흐르는 전류를 i1으로 하면 트랜지스터(Q2)에 흐르는 전류는 -i1이다. 또 트랜지스터(Q5)에 흐르는 전류를 i2로 하면 트랜지스터(Q6)에 흐르는 전류는 -i2이다. 그리고 트랜지스터(Q5),(Q6)의 베이스간 전위차(△V)는
의 관계로 된다. 단 V τ는 온도등가의 전압정수, Is트랜지스터 포화전류로 모두가 같다고 하고, 균형상태(△V=0)에서 전류원(I11),(I12)은 각기 차동으로 1/2씩 흐르고 있는 것으로 했다. 이 식에서
로 된다. 한편 i1에 대해 트랜지스터(Q1),(Q2),(Q3),(Q4)의 에미터 등가저항을 모두 re로 하면
으로 구해진다. (1),(2)식에서
로 주어지고, 이것이 대략 출력전류로 된다. 이 식에서 알 수 있듯이 전압 전류 변환기를 사용하여 필터시정수를 구성하는 저항성분(R11＋R12＋4re)(I11/I12)을 가변할 경우 전류원전류(I12)를 바꿈으로써 가변시킬 수 있다.
상기 회로에서는 트랜지스터(Q3∼Q6)가 길버트셀을 구성하고 있어서 이상적으로 (2)식에 나타난 것처럼 편리한 전류 변환기로서 사용되고 있다. 그러나 이것은 트랜지스터(Q3),(Q4)에 의한 PN 접합의 대수 압축된 전압을 (Q5),(Q6)에 의해 지수신장하고 있기 때문에 반도체의 특성이 크게 영향을 미쳐 노이즈 혼입을 피할 수 없는 것과, 직류적인 균형이 나쁘다고 하는 커다란 문제가 있다. 특히 액티브필터를 구성할 경우, 그 차수의 분만큼 신호가 이 타입의 회로를 경유하지 않으면 안되기 때문에 S/N의 열화가 커진다. 이 현상은 신호레벨이 작을수록 불리해지지만 반대로 신호레벨을 크게하면 대수와 지수의 보정의 어긋난 량이 강하게 나타나기 때문에 변형이 증가하게 되어 버린다.
상기한 바와 같이 길버트셀을 사용한 전압 전류 변화기를 통하게 하면 S/N의 열화가 생긴다. 또 직류의 균형도 나빠진다.
그래서 본 발명은 길버트셀에 의한 특성의 열화를 크게 저감할 수 있는 가변 전압 전류 변화기를 저감하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 베이스에 차동전압이 공급되는 제1, 제2의 트랜지스터와, 상기 제1의 트랜지스터의 에미터가 제1의 저항을 통한 다음, 베이스 및 콜렉터에 접속된 다이오드 접속의 제3의 트랜지스터와, 상기 제2의 트랜지스터의 에미터가 제2의 저항을 통해 베이스 및 콜렉터에 접속된 다이오드 접속의 제4의 트랜지스터와, 상기 제3, 제4의 트랜지스터의 에미터가 공통으로 접속된 제1의 전류원과, 상기 제3, 제4의 트랜지스터의 콜렉터에 각기 베이스가 접속되고, 에미터는 공통으로 제2의 전류원(I2)에 접속된 제5, 제6의 트랜지스터와, 상기 제2, 제6의 트랜지스터의 콜렉터가 공통으로 접속된 제3의 전류원 및 출력부로 이루어지는 것이다.
상기 수단에 의해 출력부의 출력전류는 반도체 특성에 의해 대수압축되어 지수신장되는 신호계로의 성분과, 단순히 전류 변화된 상기 제2의 트랜지스터의 콜렉터 출력신호의 성분으로 구성되고, 대수 압축 신장계로의 신호 열화 성분의 비율이 적어져서 억압되게 된다.
이하 본 발명의 실시예를 도면에 의거하여 설명하겠다.
제1도(A)도는 본 발명의 일 실시예이며, 제1도(B)는 제1(A)의 구성을 블록화한 것이다. 입력단자(21),(22)에는 차동전압(V1),(V2)이 공급된다. 입력단자(21),(22)는 차동쌍을 이루는 트랜지스터(Q21),(Q22)의 베이스에 접속되어 있다. 트랜지스터(Q21)는 콜렉터가 전원라인에 접속되고, 에미터가 저항(R21)을 통해 다이오드 접속의 트랜지스터(Q23)의 콜렉터 및 베이스, 트랜지스터(Q25)의 베이스에 접속되어 있다. 트랜지스터(Q22)는 콜렉터가 전류원(I3)을 통해 전원라인에 접속되는 동시에 출력부로서 도출되어 있다. 또 트랜지스터(Q22)의 에미터는 저항(R22)를 통해 다이오드 접속의 트랜지스터(Q24)의 콜렉터 및 베이스, 트랜지스터(Q26)의 베이스에 접속되어 있다. 트랜지스터(Q24),(Q24)의 에미터는 공통으로 전류원(I1)을 통해 접지되고, 트랜지스터(Q25),(Q26)의 에미터도 공통으로 전류원(I2)을 통해 접지되어 있다. 트랜지스터(Q25)의 콜렉터는 전원라인에 접속되고, 트랜지스터(Q26)의 콜렉터는 트랜지스터(Q22)의 콜렉터에 접속된다.
상기 회로를 블록화하면 제1도(B)처럼 표시되며, 트랜지스터(Q21),(Q23),(Q24),(Q22)의 계로가 전압 전류변환부(31)를 형성하고, 트랜지스터(Q23),(Q25),(Q26),(Q24)의 계로가 전류 변환부(32)를 형성하며, 트랜지스터(Q26),(Q22)의 콜렉터 접속부가 가산부(33)를 형성하고 있다.
이 회로는 전류원의 전류는 I3=(I1＋I2)/2로 설정되어 있다. 지금 트랜지스터(Q21)에 흐르는 전류를 i1', 트랜지스터(Q25)에 흐르는 전류는 i2', 차동입력 Vin(=V1－V2)으로 하면 앞서의 (2)식, (3)식에서
가 얻어지며, 이 때의 출력전류 iout=i1'＋i2'는
로 표시된다. 따라서 전류원의 전류를 조정하면 저항성분을 조정할 수 있고, 즉 필터시정수의 요소를 조정할 수 있다. 이 식에서는 고정항이 포함되기 때문에 가변 변위가 좁아지지만 반대로 불균일성을 보정하는 목적에서는 가변 범위가 좁은쪽이 유리하다고 할 수 있다.
다음에 종래의 회로와 대비를 하면서 기능을 설명하겠다.
센터치를 종래와 같게 하는 정수를 구하면, (4)식, (7)식에서 i2=iout으로 되면 된다. re는 R21, R22보다 충분히 작고 R11=R12, R21=R22라고 하면,
으로 되게 하면 종래의 회로와 센터치가 같아진다.
여기서 예를 들면 I11=I12, I2=(1/3)I1으로 설정한 경우를 생각한다. 이 때는 R21=(4/3)R11의 관계로 된다. 또 입력의 다이내믹 레인지를 같게 하는데는 I1=(3/4)I11로 한다. 여기서 전류원의 전류합은 종래는 I11＋I12=2I11이었지만, 이 실시예의 회로에서는 I1＋I2=(4/3)I1=I11로 된다. 즉, 다이내믹레인지를 종래와 같게 해도 전류원의 전류합은 종래의 절반으로 된다. 이것은 종래는 이용하고 있지 않았던 트랜지스터(Q22)의 콜렉터 전류를 유효하게 활용하고 있기 때문이다. 여기서 트랜지스터(Q22)의 콜렉터 전류를 보았을 경우, 이 전류는 단지 입력전압을 전류 변환한 것이다. 한편 본래의 길버트셀 출력은 대수압축, 지수신장의 과정을 거쳐 트랜지스터(Q22)의 콜렉터에 나타나 있다. 이 전류성분은 반도체 특성에 의해 노이즈 혼입이 있고 S/N의 열화를 초래하는 것은 종래의 회로에서 기술한 바와 같다. 그러나, 이 회로에서는 출력전류 Iout는 순수한 길버트셀의 출력만으로 구성되는 것은 아니며, 단순히 전압 전류 변환한 트랜지스터(Q22)의 출력도 포함되어 있다. 이 결과 대수압축 지수신장의 과정을 거쳐 신호열화가 생긴 성분은 출력 전체의 1/4로 억압되어 있다. 이 때 출력전류의 가변 범위는 ±(1/4), 즉 ±25%(＋측은 다시 증가시킬 수 있다)로 되지만 실용상으로서는 충분하다. 또한 길버트셀은 트랜지스터의 페어성이 직접 영향을 미쳐 출력의 직류균형이 나쁘지만, 이 회로의 경우 트랜지스터(Q22)의 콜렉터 전류는 저항(R21),(R22)의 비로 대략 결정되므로, 안정성을 좋게 할 수 있다. 이것은 특히 직류 전송하는 저역통과 필터이고 더구나 차수가 높은 회로를 실현할 경우 매우 유효해진다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 의하면 회로구성상에서는 소자수의 증가는 거의 없으며, 길버트셀에 의한 극성의 열화를 크게 저감시켜, 노이즈 증가나 변형증가, 직류 불균일성 등 신호열화를 대폭 개선할 수 있고, 더구나 소비전류 삭감에 효과적인 가변 전압 전류 변환회로를 얻을 수 있다.

Claims (1)

  1. 베이스에 차동전압이 공급되는 제1, 제2의 트랜지스터와, 상기 제1의 트랜지스터의 에미터가 제1의 저항을 통한 다음, 베이스 및 콜렉터에 접속된 다이오드 접속의 제3의 트랜지스터와, 상기 제2의 트랜지스터의 에미터가 제2의 저항을 통해 베이스 및 콜렉터에 접속된 다이오드 접속의 제4의 트랜지스터와, 상기 제3, 제4의 트랜지스터의 에미터가 공통으로 접속된 제1의 전류원과, 상기 제3, 제4의 트랜지스터의 콜렉터에 각기 베이스가 접속되고, 에미터는 공통으로 제2의 전류원(I2)에 접속된 제5, 제6의 트랜지스터와, 상기 제2, 제6의 트랜지스터의 콜렉터가 공통으로 접속된 제3의 전류원 및 출력부로 이루이지는 것을 특징으로 하는 가변 전압 전류 변환회로.
KR1019930019115A 1992-09-21 1993-09-21 가변 전압 전류 변환회로 KR970005288B1 (ko)

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