JPS6052103A - Ｆｍ復調装置 - Google Patents
Ｆｍ復調装置Info
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- JPS6052103A JPS6052103A JP59158549A JP15854984A JPS6052103A JP S6052103 A JPS6052103 A JP S6052103A JP 59158549 A JP59158549 A JP 59158549A JP 15854984 A JP15854984 A JP 15854984A JP S6052103 A JPS6052103 A JP S6052103A
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- sample
- samples
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- frequency
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/006—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by sampling the oscillations and further processing the samples, e.g. by computing techniques
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/005—Analog to digital conversion
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/006—Signal sampling
- H03D2200/0062—Computation of input samples, e.g. successive samples
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- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、周波数変調された信号のデジタル復調時に
、特定の強度を持った信号の瞬時周波数を検出する装置
に関する。
、特定の強度を持った信号の瞬時周波数を検出する装置
に関する。
〈発明の背景〉
ＦＭ復調器（または弁別器）はアナログ装置、特にラジ
オやテレビジョン受像機において広く使用されている。
オやテレビジョン受像機において広く使用されている。
今日、このような受像機においては、情報信号を処理す
るためのデジタル技術が発達しつ（ある。デジタル回路
の伝達関数は充分に特定され、また温度変化や電源電圧
の変化に対して安定しているので、デジタル領域におい
て、信号処理に出来る限シ多〈実施するのが望ましい。
るためのデジタル技術が発達しつ（ある。デジタル回路
の伝達関数は充分に特定され、また温度変化や電源電圧
の変化に対して安定しているので、デジタル領域におい
て、信号処理に出来る限シ多〈実施するのが望ましい。
従って、今日ではＦＭ搬送波のデジタル復調に対する要
求が多くなっている。「デジタル周波数弁別器（Ｄｉｇ
ｉ、ｔａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｊ−ｓｃｒｉｍｉ
ｎａｔｏｒ） Ｊ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔ
ｅｒｓ、 Ｖｏｌ、 １５． Ｔｏ １６． Ａｕｇ。
求が多くなっている。「デジタル周波数弁別器（Ｄｉｇ
ｉ、ｔａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｊ−ｓｃｒｉｍｉ
ｎａｔｏｒ） Ｊ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔ
ｅｒｓ、 Ｖｏｌ、 １５． Ｔｏ １６． Ａｕｇ。
１９７９、 ＰＰ、 ４８９〜４９０） チク−ペ（Ｆ
、Ｇ、Ａ、 Ｃｏｕｐｅ）氏はデジタル技術を使用した
Ｆ Ｍ信号の復調回路について述べている。クーペ氏の
回路では、ＦＭ信号は先づヒルベルト変換（Ｈｉｄ−ｂ
ｅｒｔ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ’）によって動作させられ
て次式で示される複合信号の直角成分ｘ（し）とｙ（ｔ
）が取出される。
、Ｇ、Ａ、 Ｃｏｕｐｅ）氏はデジタル技術を使用した
Ｆ Ｍ信号の復調回路について述べている。クーペ氏の
回路では、ＦＭ信号は先づヒルベルト変換（Ｈｉｄ−ｂ
ｅｒｔ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ’）によって動作させられ
て次式で示される複合信号の直角成分ｘ（し）とｙ（ｔ
）が取出される。
１）（ｔ）＝ ｘ （ｔ）＋ ｊ、Ｙ （ｔ） （１）
、、ａ（ｔ）ｅｘｐ（ｊ（７（ｔ）） （２）こ！で、 （７（ｔｌ＝ ｔａｎ ’ ｌ ｙ（ｔ）／ ｘ（ｔ）
） （３）必要とする信号Ｆ （ｔ）はθ（１）を時
間に関して１次微分して告られ、次式によって与えられ
る。
、、ａ（ｔ）ｅｘｐ（ｊ（７（ｔ）） （２）こ！で、 （７（ｔｌ＝ ｔａｎ ’ ｌ ｙ（ｔ）／ ｘ（ｔ）
） （３）必要とする信号Ｆ （ｔ）はθ（１）を時
間に関して１次微分して告られ、次式によって与えられ
る。
こ＼でＸ、ｙの上の点は嶽分演算子ＣＬ／ｄｔを表わす
。
。
Ｘ、３′成分は同時にサンプルされてサンプルＸＯ′Ｉ
）、ｙｏｌ）が生成される。サンプルＸ０′１）、ｙ（
ハ）はＸ、ｙ処理チャンネルに供給される。１次微分交
、父は、Ｘサンプル・チャンネル、Ｘサンプル・チャン
ネル中の連続するサンプルの差の値によって近似される
。すなわち、ｘ＝ｘ （ｎ＋１）−ｘ（員、９−ｙ（ｎ
＋１）−ｙ（ｎ）等で、値ｎは特定のサンプルの数ある
いは発生を示す指標である。
）、ｙｏｌ）が生成される。サンプルＸ０′１）、ｙ（
ハ）はＸ、ｙ処理チャンネルに供給される。１次微分交
、父は、Ｘサンプル・チャンネル、Ｘサンプル・チャン
ネル中の連続するサンプルの差の値によって近似される
。すなわち、ｘ＝ｘ （ｎ＋１）−ｘ（員、９−ｙ（ｎ
＋１）−ｙ（ｎ）等で、値ｎは特定のサンプルの数ある
いは発生を示す指標である。
これらの微分値を式（４）に代入すると次の値が得Ｆ（
ｎ）＝ｘ（ｎ） （、Ｙ（ｎ−１） −３’（ｎ）Ｊ
＋、Ｙ（ｎ） （ｘ（ｎ−１） −Ｘ（Ｉｎ） Ｊ（５
） −ｙ（ｎ）ｘ（ｎ−１）−ｘ（ｎｉｙ（ｎ−１） （（
５）第４式の分けはＦＭ信号の振幅に対応し、復調され
たサンプル値を単に定数で割る予め定められた一定値に
維持されると仮定されているので、式（５）では、この
分母は計算されない。式（５）の項を集めることによっ
て式（６）が得られる。式（６）は２個の連続するｘ０
３サンプルと対応する２個のｙ（２）サンプルの僅か４
個のサンプルの関数と見ることができる。Ｆ Ｉｖｊ信
号を復調するための式（６）によって表わされる演算は
実行が極めて簡単である。このやり方の欠点は、直角関
係の信号によって入力信号の波形を逓倍することによっ
て複合値ｘ （ｔ）、ｙ （ｔ）を発生させる必要のあ
る点である。
ｎ）＝ｘ（ｎ） （、Ｙ（ｎ−１） −３’（ｎ）Ｊ
＋、Ｙ（ｎ） （ｘ（ｎ−１） −Ｘ（Ｉｎ） Ｊ（５
） −ｙ（ｎ）ｘ（ｎ−１）−ｘ（ｎｉｙ（ｎ−１） （（
５）第４式の分けはＦＭ信号の振幅に対応し、復調され
たサンプル値を単に定数で割る予め定められた一定値に
維持されると仮定されているので、式（５）では、この
分母は計算されない。式（５）の項を集めることによっ
て式（６）が得られる。式（６）は２個の連続するｘ０
３サンプルと対応する２個のｙ（２）サンプルの僅か４
個のサンプルの関数と見ることができる。Ｆ Ｉｖｊ信
号を復調するための式（６）によって表わされる演算は
実行が極めて簡単である。このやり方の欠点は、直角関
係の信号によって入力信号の波形を逓倍することによっ
て複合値ｘ （ｔ）、ｙ （ｔ）を発生させる必要のあ
る点である。
〈発明の概要〉
この発明によれば、ＦＭ信号は、搬送波周波数の約４倍
に等しい周波数（率）で信号を連続的にサンプルする方
法によって周波数復調される。連続するサンプルは、少
なくとも４個の連続するサンプルが同時に利用できるよ
うに記憶される。利用できるサンプルは瞬時周波数変移
を近似するように合成されて、復調された出力信号Ｆ
（ｎ）が生成される。
に等しい周波数（率）で信号を連続的にサンプルする方
法によって周波数復調される。連続するサンプルは、少
なくとも４個の連続するサンプルが同時に利用できるよ
うに記憶される。利用できるサンプルは瞬時周波数変移
を近似するように合成されて、復調された出力信号Ｆ
（ｎ）が生成される。
この発明・による装置は、周波数ｆ。全中心とする周波
数スベク）／ンを有する信号の瞬時周波数を検出する。
数スベク）／ンを有する信号の瞬時周波数を検出する。
Ｆ ＩＶ４信号は連続的にサンプルされ、それによって
交互のサンプルは信号の直角成分に実質的に等しくなる
。少なくとも４個の連続するサンプルは連続的に記憶さ
れ、それによって少なくとも４個の最後のサンプルは常
に処理のために利用される。成分の平均値はそれぞれ他
の成分の微分値によって逓倍されてクロス乗積が生成さ
れ、次いで各クロス乗積間の差が生成される。その差は
信号の瞬時周波数に対応するサンプルＦ（ロ）であるＯ
この発明の実施例では、入力信号を表わす２進値を一生
成するアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）によってサ
ンプリングが行なわれる。これらの２進値を表わす信号
は直列−並列遅延線に供給され、そこで少なくとも４個
のサンプルＳ （ｎ＋１） 、Ｓ（ｎ’ｌ、ｓ（ｎ＋１
）、Ｓ（ｒ珪２）が記憶され、またアクセスされる。遅
延線の連続するサンプルのうちの第１のサンプル５（ｎ
−１）と第４のサンプ７１ｚ Ｓ （１１−１−２）は
第１の逓倍回路に供給されてそれらの積が生成され、遅
延線の連続する第２のサンプ）ｖ Ｓ （ｎ）と第３の
サンプルＳ（］１＋１）は第２の逓倍回路に供給されて
、同時にそれらの積が生成される。第１および第２の逓
倍器からの積は加算回路に供給されて、対応する復調さ
れたサンプルに比例する処理されたサンプルＦ （１−
１ｔが生成される。Ｆいは次式によって表わされる。
交互のサンプルは信号の直角成分に実質的に等しくなる
。少なくとも４個の連続するサンプルは連続的に記憶さ
れ、それによって少なくとも４個の最後のサンプルは常
に処理のために利用される。成分の平均値はそれぞれ他
の成分の微分値によって逓倍されてクロス乗積が生成さ
れ、次いで各クロス乗積間の差が生成される。その差は
信号の瞬時周波数に対応するサンプルＦ（ロ）であるＯ
この発明の実施例では、入力信号を表わす２進値を一生
成するアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）によってサ
ンプリングが行なわれる。これらの２進値を表わす信号
は直列−並列遅延線に供給され、そこで少なくとも４個
のサンプルＳ （ｎ＋１） 、Ｓ（ｎ’ｌ、ｓ（ｎ＋１
）、Ｓ（ｒ珪２）が記憶され、またアクセスされる。遅
延線の連続するサンプルのうちの第１のサンプル５（ｎ
−１）と第４のサンプ７１ｚ Ｓ （１１−１−２）は
第１の逓倍回路に供給されてそれらの積が生成され、遅
延線の連続する第２のサンプ）ｖ Ｓ （ｎ）と第３の
サンプルＳ（］１＋１）は第２の逓倍回路に供給されて
、同時にそれらの積が生成される。第１および第２の逓
倍器からの積は加算回路に供給されて、対応する復調さ
れたサンプルに比例する処理されたサンプルＦ （１−
１ｔが生成される。Ｆいは次式によって表わされる。
Ｆ（ｒｉｌ＝ｓ（ｎ−１）・’Ｓ（ｎ＋２）−Ｓ（ｒｎ
・Ｓ（ｎ＋１） （７）〈実施例の詳細な説明〉 第１図に示す回路は前述のクーペ氏推奨の形式のもので
ある。この構成では、端子１０に供給されるアナログＦ
、１．ｌ！信号ｐ （ｔ）は逓倍器１２および１４にお
いて直角関係の信号と混合され、それぞ九直角信号ｙ（
ｔ２、ｘ （ｔ）が生成される。信号ｘ （ｔ）とｙ（
旬はスイッチ１６．１８によって同時に供給される。サ
ンデルされた信号ｙ（ｎ）はサンプルされたデータ遅延
素子２０および逓倍回路２６に供給される。サンプルさ
れた信号ｘ（ｎｌは、サンプルされたデータ遅延素子２
２および逓倍回路２４に供給される。遅延素子２０およ
び２２からの遅延信号ｙ （ｎ−ｒ） 、ｘ （ｎ−ｒ
） はそれぞれ逓倍回路２４．２６に供給され、それぞ
れ積Ｘ（２）”ｙ（ｎ−ｒ）およびｙ（ｎｌ −ｘ （
ｎ−ｒ） が生成される。
・Ｓ（ｎ＋１） （７）〈実施例の詳細な説明〉 第１図に示す回路は前述のクーペ氏推奨の形式のもので
ある。この構成では、端子１０に供給されるアナログＦ
、１．ｌ！信号ｐ （ｔ）は逓倍器１２および１４にお
いて直角関係の信号と混合され、それぞ九直角信号ｙ（
ｔ２、ｘ （ｔ）が生成される。信号ｘ （ｔ）とｙ（
旬はスイッチ１６．１８によって同時に供給される。サ
ンデルされた信号ｙ（ｎ）はサンプルされたデータ遅延
素子２０および逓倍回路２６に供給される。サンプルさ
れた信号ｘ（ｎｌは、サンプルされたデータ遅延素子２
２および逓倍回路２４に供給される。遅延素子２０およ
び２２からの遅延信号ｙ （ｎ−ｒ） 、ｘ （ｎ−ｒ
） はそれぞれ逓倍回路２４．２６に供給され、それぞ
れ積Ｘ（２）”ｙ（ｎ−ｒ）およびｙ（ｎｌ −ｘ （
ｎ−ｒ） が生成される。
こ＼でｒは信号が遅延素子中で受ける遅延時間を示す。
一般に、ｒは持続期間中のサンプル期間のニジ数値であ
る。逓倍器２４および２６からの積は減算回路２８に供
給されて次式で示される差が生成される。
る。逓倍器２４および２６からの積は減算回路２８に供
給されて次式で示される差が生成される。
Ｆ（ｎ）＝ｙ（ｎ） −Ｘ （ｎ−ｒ） −Ｘ（ｎ）
−、Ｙ Ｃｎ−ｒ） （６）これは、端子ｌＯに供給さ
れる信号の振幅が一定と仮定したときの復調されたＦ
Ｉｖｌ信号の一定比率の大きさもったものに相当する。
−、Ｙ Ｃｎ−ｒ） （６）これは、端子ｌＯに供給さ
れる信号の振幅が一定と仮定したときの復調されたＦ
Ｉｖｌ信号の一定比率の大きさもったものに相当する。
導関数Ｘおよびｙは特定のＸおよびｙの値に関して時間
的に不均斉であるので、式（６）によって与えられる値
Ｆ（ｎ）”は近似である。これは各サンプルの時間的な
関係を示す表１を吟味することによって明らかになる。
的に不均斉であるので、式（６）によって与えられる値
Ｆ（ｎ）”は近似である。これは各サンプルの時間的な
関係を示す表１を吟味することによって明らかになる。
表 １
時間 ｎ−１ｎＨ＋１
Ｘサンプル Ｘ（ｎ−１） Ｘ（ｎ） Ｘ（ｎ＋１ ）
Ｘサンプル 、Ｙ（ｎ−１） ｙ（ｎ） ｙ（ｎｌｉ
＞サンプルＦ（ハ）は、時間ｎにおけるＸ（ハ）、ｙ的
に等しいＸおよびＸサンプルに対して計算されている。
Ｘサンプル 、Ｙ（ｎ−１） ｙ（ｎ） ｙ（ｎｌｉ
＞サンプルＦ（ハ）は、時間ｎにおけるＸ（ハ）、ｙ的
に等しいＸおよびＸサンプルに対して計算されている。
この計算で使用される導関数は後続するサンプルと現時
点のサンプルとの直線的な差、すなわちｘ （ｎ−１）
−ｘ（ｎ）と、Ｙ（Ｉ）ｌ）−Ｖ眞）に比例し、これ
らの値はサンプル期間の終了時ではなく、サンプル期間
の中間時点における波形の傾斜を表わす。この装置の他
の欠点は、直角信号による受信した信号の逓倍によって
複合入力信号を生成する必要があるという点である。こ
のような欠点は本発明によって解消することができる。
点のサンプルとの直線的な差、すなわちｘ （ｎ−１）
−ｘ（ｎ）と、Ｙ（Ｉ）ｌ）−Ｖ眞）に比例し、これ
らの値はサンプル期間の終了時ではなく、サンプル期間
の中間時点における波形の傾斜を表わす。この装置の他
の欠点は、直角信号による受信した信号の逓倍によって
複合入力信号を生成する必要があるという点である。こ
のような欠点は本発明によって解消することができる。
一般にＦＭ信号を含むＱ、 （ｔ）は次式によって示さ
れる。
れる。
Ｑ（ｔ）＝Ｘ（ｔ）ＱＯ８（ｆ８ｔπ／２） −Ｖ（ｔ
）ｓｉｎ（ｆｓｔπ／２） （７）＝ス戸；シｃｏｓ（
ｇπｆ８ｔ＋ｔａｎ４（、Ｙ／ｘ）） （８）こ＼でｆ
Ｓは任意の周波数である。この発明では、ｆ６はサンプ
ル率と称される。サンプル率は信号エネルギの殆んどが
集中する周波数の約４倍となるように選定されている。
）ｓｉｎ（ｆｓｔπ／２） （７）＝ス戸；シｃｏｓ（
ｇπｆ８ｔ＋ｔａｎ４（、Ｙ／ｘ）） （８）こ＼でｆ
Ｓは任意の周波数である。この発明では、ｆ６はサンプ
ル率と称される。サンプル率は信号エネルギの殆んどが
集中する周波数の約４倍となるように選定されている。
Ｑ、 （ｔ）は周波数ｆ。の周波数変調された搬送波で
あシ、Ｑ、 （ｔ）のｆＳ／４からの瞬時周波数の変移
は、式（７）から得られるＸおよびｙの近似値を式（４
）に代入することによって式（４）から得られる。
あシ、Ｑ、 （ｔ）のｆＳ／４からの瞬時周波数の変移
は、式（７）から得られるＸおよびｙの近似値を式（４
）に代入することによって式（４）から得られる。
各サンプル５（ｎ−１）、５（ｎ）、Ｓ （’ｎ＋１）
、Ｓ（ｎ＋２）を生成するために４つの連続する時点ｎ
−１＝ｏ、ｎ＝ｌ／ｆ ｎ＋１＝２／ｆ８、ｎ ＋ ３
＝ ３／ｆ８における式（７）によって示される信号
をサンプリングする場合について考察する。式（７）に
おける尤に対する列挙された時間の代入は、Ｓ （ｎ−
１） ＝Ｘ （ｎ−１）、５（１１）＝ｔ −ｙ（ｎ）
、 Ｓ （ｎ−Ｈ）＝−ｘ （ｎ＋１） 、 Ｓ （ｎ
＋２）＝ ｙ（ｎ＋２＞をサンプルすることを示す。交
互のＸサンプルは対応するＳサンプルに対する反対極性
のものを示し、交互のＸサンプルは対応するＳサンプル
の反対極性のものを示す。サンプルと時間との関係が次
の表１Ｋ示されている。
、Ｓ（ｎ＋２）を生成するために４つの連続する時点ｎ
−１＝ｏ、ｎ＝ｌ／ｆ ｎ＋１＝２／ｆ８、ｎ ＋ ３
＝ ３／ｆ８における式（７）によって示される信号
をサンプリングする場合について考察する。式（７）に
おける尤に対する列挙された時間の代入は、Ｓ （ｎ−
１） ＝Ｘ （ｎ−１）、５（１１）＝ｔ −ｙ（ｎ）
、 Ｓ （ｎ−Ｈ）＝−ｘ （ｎ＋１） 、 Ｓ （ｎ
＋２）＝ ｙ（ｎ＋２＞をサンプルすることを示す。交
互のＸサンプルは対応するＳサンプルに対する反対極性
のものを示し、交互のＸサンプルは対応するＳサンプル
の反対極性のものを示す。サンプルと時間との関係が次
の表１Ｋ示されている。
表 …
サンプル井 （ｒＩ７−１ ｎ ｎ＋１ｎ＋２時間 （
０１／ｆ２／ｆ３／ｆ８ Ｓ Ｓ サンプ／ｌ／ （５（ｎ−１） ５（ｎ） ５（ｎ−１
−１） ５（ｎ−１−２）値 （ｘ（ｎ−１） ＝ｙＣ
ｎ） −ｘ（ｎ＋１） ｙ（ｎ＋２）ｘ、ｙ平均 双ｎ
） ｙ（効 ｘ、ｙ嶽分 交（ｒＩ） 六員 隣接するサンプルは９０°の位相の増加があシ、互いに
直角の関係にあることが判る。一連の連続するサンプル
は直角成分の値に対応し、偶数番目のサンプルはＸ成分
のサンプルに対応し、奇数番目のサンプ゛ルはＸ成分の
サンプルに対応する。
０１／ｆ２／ｆ３／ｆ８ Ｓ Ｓ サンプ／ｌ／ （５（ｎ−１） ５（ｎ） ５（ｎ−１
−１） ５（ｎ−１−２）値 （ｘ（ｎ−１） ＝ｙＣ
ｎ） −ｘ（ｎ＋１） ｙ（ｎ＋２）ｘ、ｙ平均 双ｎ
） ｙ（効 ｘ、ｙ嶽分 交（ｒＩ） 六員 隣接するサンプルは９０°の位相の増加があシ、互いに
直角の関係にあることが判る。一連の連続するサンプル
は直角成分の値に対応し、偶数番目のサンプルはＸ成分
のサンプルに対応し、奇数番目のサンプ゛ルはＸ成分の
サンプルに対応する。
次のサンプリング処理およびサンプルの取扱いは、その
サンプル率ｆｓがたとえＦｌφ信号の搬送波周波数ｆ。
サンプル率ｆｓがたとえＦｌφ信号の搬送波周波数ｆ。
０４倍からずれていても一般に適用することができる。
この特徴によって、ＦＭ信号のサンプリングを非同期的
に行なうことができる。非同期サンプリングは、サンプ
リング周波数の４分の１からの搬送波周波数の差に関連
するＤＣオフセットを生成する。差が大きくなればなる
程、オ７セツトは大きくｋる。しかしながら、このオフ
セットは容易に修正できる。２０％あるいはそれ以下の
差に対しては、オフセットは無視できる。同期サンプリ
ングによる復調は、最終的にはよシ正確な変調信号の表
現が可能であるが、僅かのＤＣ誤差を伴なう非同期サン
プリングは、必要とする回路素子の数が少なくなること
によってオフセット以上になる。
に行なうことができる。非同期サンプリングは、サンプ
リング周波数の４分の１からの搬送波周波数の差に関連
するＤＣオフセットを生成する。差が大きくなればなる
程、オ７セツトは大きくｋる。しかしながら、このオフ
セットは容易に修正できる。２０％あるいはそれ以下の
差に対しては、オフセットは無視できる。同期サンプリ
ングによる復調は、最終的にはよシ正確な変調信号の表
現が可能であるが、僅かのＤＣ誤差を伴なう非同期サン
プリングは、必要とする回路素子の数が少なくなること
によってオフセット以上になる。
周波数の変換に対する式（４）は次の通９である。
ｐ（ｔ）−−＜ｘｙ−ｘｙｖ＜ｘ２＋ｙ”）（４）２π
任意特定のサンプル時に連続的にＸおよびｙのサンプル
をとる装置に対しては、Ｘまたはｙ信号サンプルのみが
得られる。従って、式（４）で使用するための同時にサ
ンプルされるＸおよびＸサンプルは存在しない。しかし
ながら、もし搬送波周波数が最高変調周波数よりも相当
に高ければ、連続するＸサンプルの平均値Ｘおよび連続
するＸサンプルの平均値ｙは、Ｘおよびｙの要素の非常
に近い近似を得るために利用することができる。
をとる装置に対しては、Ｘまたはｙ信号サンプルのみが
得られる。従って、式（４）で使用するための同時にサ
ンプルされるＸおよびＸサンプルは存在しない。しかし
ながら、もし搬送波周波数が最高変調周波数よりも相当
に高ければ、連続するＸサンプルの平均値Ｘおよび連続
するＸサンプルの平均値ｙは、Ｘおよびｙの要素の非常
に近い近似を得るために利用することができる。
、Ｙ＝ （５（ｎ）−Ｓ（ｎ））／２ （７）ｙ二（Ｓ
面−Ｓ（１珪１））／２ （ａ）式（ワ）および（８）
におけるマイナス符号は、同じ成分の交互のサンプルの
極性反転を示している。Ｖ （ｔ）およびｘ （ｔ）成
分の１次導関数皮および女は、連続するｙおよび連続す
るＸサンプルの単純な差を使用することによって近似さ
れる。
面−Ｓ（１珪１））／２ （ａ）式（ワ）および（８）
におけるマイナス符号は、同じ成分の交互のサンプルの
極性反転を示している。Ｖ （ｔ）およびｘ （ｔ）成
分の１次導関数皮および女は、連続するｙおよび連続す
るＸサンプルの単純な差を使用することによって近似さ
れる。
ｙ＝ （５（ｎ）＋Ｓ （ｎ＋ａ） ）ｆ８／２ （９
）’Ａ”；： −（Ｓ （ｎ＋ｘ） ＋ ５（ｎ−１）
） ｆＳ／２ （１０）こ狐でｆ８はサンプリング周
波数に等しい。式（７）乃至（１０）を式（４）に代入
することによって周波数変移Ｆ（ロ）が得られる。
）’Ａ”；： −（Ｓ （ｎ＋ｘ） ＋ ５（ｎ−１）
） ｆＳ／２ （１０）こ狐でｆ８はサンプリング周
波数に等しい。式（７）乃至（１０）を式（４）に代入
することによって周波数変移Ｆ（ロ）が得られる。
（１１）
Ｘ１ｙのサンプリングが連続的なサンプリングによって
得られるときの、ザンプル値Ｆ（ハ）を決定するために
式（４）中に代入される平均値ｘ （ｎ）、ｙ（２）、
導関数交０１）、ｙ（ロ）の時間関係は表Ｈに示されて
い。
得られるときの、ザンプル値Ｆ（ハ）を決定するために
式（４）中に代入される平均値ｘ （ｎ）、ｙ（２）、
導関数交０１）、ｙ（ロ）の時間関係は表Ｈに示されて
い。
る。この表■において、平均値Ｘおよびｙはその計算の
ために使用されるサンプル間の中間に置かれる。それは
、その平均はその値が実際に生ずる時間的な点にあるか
らである。同様に導関数の値は、計算された傾斜が時間
的なその点において実際の信号の傾斜を最もよく表わす
ので、差で使用される値開の時間的に中間に置かれる。
ために使用されるサンプル間の中間に置かれる。それは
、その平均はその値が実際に生ずる時間的な点にあるか
らである。同様に導関数の値は、計算された傾斜が時間
的なその点において実際の信号の傾斜を最もよく表わす
ので、差で使用される値開の時間的に中間に置かれる。
式（４）は、Ｘ、ｙの平均値と、ｙ、Ｘの導関数をクロ
ス乗積して、Ｆ （１−１）の特定の値を計算するため
に使用されるサンプル間の時間的に中間でサンプルされ
た値Ｆ （ｎ） ｆ生成する。
ス乗積して、Ｆ （１−１）の特定の値を計算するため
に使用されるサンプル間の時間的に中間でサンプルされ
た値Ｆ （ｎ） ｆ生成する。
第２図の装置は式（１１）によって表わされる復調され
た信号サンプルを生成するためにＦＭ信号に関して動作
するものである。復調されるべきＦ Ｍ信号は端子５０
に供給される。この信号は予めヘテロダインされていて
、特定の回路で処理できる周波数範囲に搬送波周波数が
引下げられている。ＦＭ信号は非同期的にサンプルされ
、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）５１で、例えば
パルス・コード変調された（ＰＣ！Ｍ）形式にデジタル
化される。
た信号サンプルを生成するためにＦＭ信号に関して動作
するものである。復調されるべきＦ Ｍ信号は端子５０
に供給される。この信号は予めヘテロダインされていて
、特定の回路で処理できる周波数範囲に搬送波周波数が
引下げられている。ＦＭ信号は非同期的にサンプルされ
、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）５１で、例えば
パルス・コード変調された（ＰＣ！Ｍ）形式にデジタル
化される。
サンプル率ｆ８は発振器５２によって決定され、その率
は搬送波周波数ｆＳの約４倍である。ＡＤＯ５１からの
Ｐ、０Ｍサンプルは、各々サンプルをＸサンプル期間遅
延させる縦続接続された遅延素子５３．５４．５５で連
続的に遅延される。Ａ、ＤＣ５１の出力、遅延素子５３
、！５４．５！５の出力からのＰＣＭサンプルはそれぞ
れサンプ／Ｌ／ Ｓ （ｎ＋２ ）、Ｓ （ｎ＋１ ）
１．５（１１）、５（ｎ−１）に相当する。これらの
サンプルは演算処理回路５６に並列的に供給されて、式
（１１）に対応する値をもった復調された出力サンプル
Ｆ （ｒｌ）が生成される。
は搬送波周波数ｆＳの約４倍である。ＡＤＯ５１からの
Ｐ、０Ｍサンプルは、各々サンプルをＸサンプル期間遅
延させる縦続接続された遅延素子５３．５４．５５で連
続的に遅延される。Ａ、ＤＣ５１の出力、遅延素子５３
、！５４．５！５の出力からのＰＣＭサンプルはそれぞ
れサンプ／Ｌ／ Ｓ （ｎ＋２ ）、Ｓ （ｎ＋１ ）
１．５（１１）、５（ｎ−１）に相当する。これらの
サンプルは演算処理回路５６に並列的に供給されて、式
（１１）に対応する値をもった復調された出力サンプル
Ｆ （ｒｌ）が生成される。
処理回路５６は必要な関数を実行するようにプログラム
されたマイクロプロセッサでよい。
されたマイクロプロセッサでよい。
第３図はアナログあるいはデジタル回路素子のいずれか
をもって実現されるこの発明の装置の実施例を示す。ア
ナログの実施例では、信号はサンプルされたデータの形
で処理されるが、デジタルの実施例は例えば通常の２進
回路素子を使用する。
をもって実現されるこの発明の装置の実施例を示す。ア
ナログの実施例では、信号はサンプルされたデータの形
で処理されるが、デジタルの実施例は例えば通常の２進
回路素子を使用する。
復調されるべきＦＭ信号は端子６０に供給され、素子６
１によってサンプルされる。回路がアナログであれば、
素子６１は単純なサンプル−ホールド回路でよい。一方
、信号がデジタル的に処理されるものであれば、素子６
１はＡＤＯでよい。サンプルされた信号は、信号サンプ
ルを−１サンプル期間づつ順次遅延させる縦続的に配列
された遅延素子６２、または約４倍の周波数で動作する
。素子６４．６３．６２．６１からの出力信号はそれぞ
れ信号サンプル５（ｎ−１）、５（ｒｊ、Ｓ（ｎ＋１）
、Ｓ（ｎ十ａ）に対応する。
１によってサンプルされる。回路がアナログであれば、
素子６１は単純なサンプル−ホールド回路でよい。一方
、信号がデジタル的に処理されるものであれば、素子６
１はＡＤＯでよい。サンプルされた信号は、信号サンプ
ルを−１サンプル期間づつ順次遅延させる縦続的に配列
された遅延素子６２、または約４倍の周波数で動作する
。素子６４．６３．６２．６１からの出力信号はそれぞ
れ信号サンプル５（ｎ−１）、５（ｒｊ、Ｓ（ｎ＋１）
、Ｓ（ｎ十ａ）に対応する。
回路素子６５において信号サンプルＳ（ｎ＋２）は信号
サンプ／Ｌ／ Ｓ （１１）から減算され、回路素子６
６においてサンプルｓ（ｎ＋１）はサンプル５（ｎ−１
）から減算される。回路素子６５．６６からの差はそれ
ぞれ逓倍器６７．６８によって２乗される。２乗された
値は加算器７２に入力信号として供給され、加算器７２
は式（１１）の分母に相当するサンプル値を出力として
発生する。
サンプ／Ｌ／ Ｓ （１１）から減算され、回路素子６
６においてサンプルｓ（ｎ＋１）はサンプル５（ｎ−１
）から減算される。回路素子６５．６６からの差はそれ
ぞれ逓倍器６７．６８によって２乗される。２乗された
値は加算器７２に入力信号として供給され、加算器７２
は式（１１）の分母に相当するサンプル値を出力として
発生する。
サンプｖ Ｓ （ｎ）およびＳ、（ｎ＋１）は逓倍器素
子６９に供給されて、それらの積が生成され、サンプル
５（ｎ−１）とＳ（ｎ＋２） は逓倍器素子７１で掛算
される。
子６９に供給されて、それらの積が生成され、サンプル
５（ｎ−１）とＳ（ｎ＋２） は逓倍器素子７１で掛算
される。
逓倍器６つからのサンプル積は減算器素子７ｏにおいて
逓倍器素子７１からのサンプル積から減算され、その差
は式（１１）の分子に相当する。減算器７ｏからのサン
プルの差は回路素子７３に供給され、この回路素子７３
において上記サンプルの差は加算器７２がら供給される
和サンプルで割られる。接続点７４に発生する出力信号
は式（１１）によって示されるサンプル値に相当する。
逓倍器素子７１からのサンプル積から減算され、その差
は式（１１）の分子に相当する。減算器７ｏからのサン
プルの差は回路素子７３に供給され、この回路素子７３
において上記サンプルの差は加算器７２がら供給される
和サンプルで割られる。接続点７４に発生する出力信号
は式（１１）によって示されるサンプル値に相当する。
ＦＭ入力信号の振幅が一定に維持されている状態では、
減算器７０からの出力信号は、一定値によって割られた
実質的に所望の復調された信号に対応する。この例では
、回路素子７Ｑからのサンプル値を割るための式（１１
）の分母に相当する信号を発生させる必要はない。
減算器７０からの出力信号は、一定値によって割られた
実質的に所望の復調された信号に対応する。この例では
、回路素子７Ｑからのサンプル値を割るための式（１１
）の分母に相当する信号を発生させる必要はない。
計算に当ってさらにもう１つのサンプル値を含ませるこ
とによって復調されたサンプ／Ｉ／Ｆ （１１）の近似
をさらに改善することができる。この例では、瞬時周波
数の値は次式によって表わされる。
とによって復調されたサンプ／Ｉ／Ｆ （１１）の近似
をさらに改善することができる。この例では、瞬時周波
数の値は次式によって表わされる。
Ｉ’（ｎ）−（”）
（１２）
この誘導を、サンプルとＸおよびｙの値との間の対応を
示す表１［ｔ−参照して説明する。
示す表１［ｔ−参照して説明する。
表 ｌ
サンプｔＶ４１ （ｎ−２ｎ−１ｎ ｎ＋１ ｎ＋２時
間 （−２／ｆｓ−１／ｆ６０１／ｆｓ２／ｆ８サンプ
／ｌ／ （５（ｎ−２） ５（ｎ−１） ５（ｎ） ５
（ｎ−ｆ４） Ｓ（ｎ＋２）値 （−ｘ（ｎ−ｅ）’ｙ
（ｎ−１）ｘ（ｎ＋ −ｙ（ｒ止１） −ｘ（ｎ＋ｅ）
式（４）に代入されるＸ（ハ）、ｙ（ｎ）、λ（５）、
およびｉ斡）の値は特定のサンプルＳＯωを中心として
時間的に等距離に中心がくるように選定される。従って
Ｘ（ｎ）に対するサンプル値はサンプ／ｌ／ Ｓ （ｎ
Ｊである。
間 （−２／ｆｓ−１／ｆ６０１／ｆｓ２／ｆ８サンプ
／ｌ／ （５（ｎ−２） ５（ｎ−１） ５（ｎ） ５
（ｎ−ｆ４） Ｓ（ｎ＋２）値 （−ｘ（ｎ−ｅ）’ｙ
（ｎ−１）ｘ（ｎ＋ −ｙ（ｒ止１） −ｘ（ｎ＋ｅ）
式（４）に代入されるＸ（ハ）、ｙ（ｎ）、λ（５）、
およびｉ斡）の値は特定のサンプルＳＯωを中心として
時間的に等距離に中心がくるように選定される。従って
Ｘ（ｎ）に対するサンプル値はサンプ／ｌ／ Ｓ （ｎ
Ｊである。
ｙｏｌ）に対する値はサンプＪｖ、Ｙ（ｎ−４）と−ｙ
（ｎ＋ｇとの平均、す々わち（Ｓ （ｎ−１） −Ｓ
（ｎ＋１ ））／２である。
（ｎ＋ｇとの平均、す々わち（Ｓ （ｎ−１） −Ｓ
（ｎ＋１ ））／２である。
導関数ｙ（ハ）はｙ（ｒｌ＋１）−ｙ（ｎ−１）すなわ
ち−（Ｓ （ｎ−＋−ｘ） ＋Ｓ （ｎ−ｘ）） ・（
ｆＳ／’２ ） に比例し、導関数女（負は−（Ｓ （
ｎ＋２）−３（ｎ−２） ） ・（ｆＳ／４） に比例
する。
ち−（Ｓ （ｎ−＋−ｘ） ＋Ｓ （ｎ−ｘ）） ・（
ｆＳ／’２ ） に比例し、導関数女（負は−（Ｓ （
ｎ＋２）−３（ｎ−２） ） ・（ｆＳ／４） に比例
する。
ｙの値の大きさの中心に等しい値は時間ｎの近くに在シ
、導関数交、父は時間ｎに最も正確に各点間の傾斜を表
わす。式（４）で使用するために選定されるすべての項
は時間ｎを表わす値を持つ傾向がある。前述の項が式（
４）に代入され、その項が逓倍され、集められると、式
（１２）が得られる。式（１２）に従って生成された値
Ｆ■は式（１１）に従って生成された値よシも遥かに正
確である。４個のサンプルの装置の場合と同様に、入力
信号の振幅が一定に留まっていると、式（１２）の分母
を無視することができる。
、導関数交、父は時間ｎに最も正確に各点間の傾斜を表
わす。式（４）で使用するために選定されるすべての項
は時間ｎを表わす値を持つ傾向がある。前述の項が式（
４）に代入され、その項が逓倍され、集められると、式
（１２）が得られる。式（１２）に従って生成された値
Ｆ■は式（１１）に従って生成された値よシも遥かに正
確である。４個のサンプルの装置の場合と同様に、入力
信号の振幅が一定に留まっていると、式（１２）の分母
を無視することができる。
式（１２）の結果は、第２図に遅延素子５５と縦続して
仮想線で示す別の遅延素子５８を加え、処理回路５６に
５番目のサンプＪＶ値を供給するように構成された第２
図の回路構成によって得られる。処理回路５６は式（１
２）に従ってサンプル値Ｆ（ハ）を生成するようにプロ
グラムされていることは言う迄もない。
仮想線で示す別の遅延素子５８を加え、処理回路５６に
５番目のサンプＪＶ値を供給するように構成された第２
図の回路構成によって得られる。処理回路５６は式（１
２）に従ってサンプル値Ｆ（ハ）を生成するようにプロ
グラムされていることは言う迄もない。
式（１２）で得られるＦ （ｎ）を次の（１３）式に従
って処理することにより復調された信号Ｆ（ロ）の精度
をさもしｐ （ｔ）が周波数（ｓ／２＋ｉｉ’ ） ＜
ｆＢ／２ の正弦波であるならば、式（１３）はＦ （
ｚｎ ’ ＝ Ｆ ｅｘａｃｔｌｙを生成するというこ
とが判る。式（１２）と（１３）の結果を比較するため
に、４０ＫＩ（ｚの正弦波によって±４０−のピーク変
移に周波数変調された１０２０ＫＥ（Ｚ上のＦＩ通信信
号ついて考察する。４ｏｏｏＫＩ（ｚのサンプル率ｆｓ
を採用し、式（１２）を使用すると、サンプルＦＯり
は１０００分の２部の最大誤差と−６２ｄｂよりも良好
な高調波歪をもっている。式（１３）を使用すると、サ
ンプルＦ（５）′は高調波歪を実質的に含んでいない。
って処理することにより復調された信号Ｆ（ロ）の精度
をさもしｐ （ｔ）が周波数（ｓ／２＋ｉｉ’ ） ＜
ｆＢ／２ の正弦波であるならば、式（１３）はＦ （
ｚｎ ’ ＝ Ｆ ｅｘａｃｔｌｙを生成するというこ
とが判る。式（１２）と（１３）の結果を比較するため
に、４０ＫＩ（ｚの正弦波によって±４０−のピーク変
移に周波数変調された１０２０ＫＥ（Ｚ上のＦＩ通信信
号ついて考察する。４ｏｏｏＫＩ（ｚのサンプル率ｆｓ
を採用し、式（１２）を使用すると、サンプルＦＯり
は１０００分の２部の最大誤差と−６２ｄｂよりも良好
な高調波歪をもっている。式（１３）を使用すると、サ
ンプルＦ（５）′は高調波歪を実質的に含んでいない。
式（１３）によって定義される関数は、サンプ／Ｌ／Ｆ
Ｏωによってアドレスされ、供給されたアドレスＦ（ｍ
Ｋ対するｓｉｎ １（２ｗ Ｆ＠／ｆｓ ） に対応す
るサンプルを出力として発生するようにプログラムされ
た読出し専用メモリ（ＲＯＭ）によって実行される。こ
の装置は第２図に仮想線で示されている（枠５９）。
Ｏωによってアドレスされ、供給されたアドレスＦ（ｍ
Ｋ対するｓｉｎ １（２ｗ Ｆ＠／ｆｓ ） に対応す
るサンプルを出力として発生するようにプログラムされ
た読出し専用メモリ（ＲＯＭ）によって実行される。こ
の装置は第２図に仮想線で示されている（枠５９）。
入力ＦＭ波形の搬送波周波数が変調信号よシも遥かに高
ければ、復調処理は連続的よシもむしろサンプルのバー
ストで実行される。唯１つの制限は、サンプルのバース
ト率は搬送波を変調する通信信号の帯域幅に関するナイ
キストの基準を満足しなければならない点である。ＦＭ
入力信号が４０ＫＨｚの帯域幅をもった信号で変調され
た４ ＭＨｚの搬送波であると仮定すると、サンプル・
バーストを使ってこの信号を復調するためには、バース
ト率は５ｏＫＨｚまたはそれ以上、す々わち４０ＫＨｚ
の変調信号の帯域幅の少なくとも２倍でなければならな
い。各バーストは、１６ＭＨｚの率で生成される４個（
式（１１） ）または５個（式（１２））の連続するサ
ンプルを持つ必要がある。これはサンプル率よシも著し
く低い率で実行されるべき実際の信号処理（復調）を可
能にします。
ければ、復調処理は連続的よシもむしろサンプルのバー
ストで実行される。唯１つの制限は、サンプルのバース
ト率は搬送波を変調する通信信号の帯域幅に関するナイ
キストの基準を満足しなければならない点である。ＦＭ
入力信号が４０ＫＨｚの帯域幅をもった信号で変調され
た４ ＭＨｚの搬送波であると仮定すると、サンプル・
バーストを使ってこの信号を復調するためには、バース
ト率は５ｏＫＨｚまたはそれ以上、す々わち４０ＫＨｚ
の変調信号の帯域幅の少なくとも２倍でなければならな
い。各バーストは、１６ＭＨｚの率で生成される４個（
式（１１） ）または５個（式（１２））の連続するサ
ンプルを持つ必要がある。これはサンプル率よシも著し
く低い率で実行されるべき実際の信号処理（復調）を可
能にします。
第４図はこのようなサンプル・バースト復調装置の回路
を示す。第４図において、接続点８０におけるＦＭ信号
はサンプリング・スイッチＳＷＩに供給される。クロッ
ク源８１によって動作状態が制御されるスイッチ５ＷＩ
Ｉ！′ｉ、入力信号を搬送波周波数の４倍の率でアナロ
グ信号記憶素子Ｃ工乃至Ｃ５に順次供給する。クロック
源８１は１／ｆ８の周期の６個の連続スるパルスのバー
ストを供給するようにケートされ、それによって信号サ
ンプルは各記憶素子Ｃ乃至Ｃ５に供給され、次いでスイ
ッチＳＷ１をすべての記憶素子から切離す。ゲート・パ
ルスは÷５回路８６によってトリガされるワンショット
・マルチバイブレータ８７によって供給される。回路８
６は、クロック発生器８２からそれに供給される入力パ
ルス５個毎に出力パルスを発生する。
を示す。第４図において、接続点８０におけるＦＭ信号
はサンプリング・スイッチＳＷＩに供給される。クロッ
ク源８１によって動作状態が制御されるスイッチ５ＷＩ
Ｉ！′ｉ、入力信号を搬送波周波数の４倍の率でアナロ
グ信号記憶素子Ｃ工乃至Ｃ５に順次供給する。クロック
源８１は１／ｆ８の周期の６個の連続スるパルスのバー
ストを供給するようにケートされ、それによって信号サ
ンプルは各記憶素子Ｃ乃至Ｃ５に供給され、次いでスイ
ッチＳＷ１をすべての記憶素子から切離す。ゲート・パ
ルスは÷５回路８６によってトリガされるワンショット
・マルチバイブレータ８７によって供給される。回路８
６は、クロック発生器８２からそれに供給される入力パ
ルス５個毎に出力パルスを発生する。
クロック発生器８２はＦＭ変調周波数の２倍に等しいか
それ以上の率で動作し、サンプルをスイッチＳＷ２を経
て記憶素子Ｃ工乃至Ｃ５よりＡＤＣ８３にゲートする。
それ以上の率で動作し、サンプルをスイッチＳＷ２を経
て記憶素子Ｃ工乃至Ｃ５よりＡＤＣ８３にゲートする。
ＡＤＣは、クロック源８２の制御の下でサンプルの２進
相当信号を生成する。２通信号は遅延素子８４に連続的
に蓄積され、式（ｌｌ）または（１２）に従ってＦ （
ｒｉＪＯ値を計算する処理回路８５に順次供給される。
相当信号を生成する。２通信号は遅延素子８４に連続的
に蓄積され、式（ｌｌ）または（１２）に従ってＦ （
ｒｉＪＯ値を計算する処理回路８５に順次供給される。
第４図に示す記憶素子は５個の並列キャパシタである。
交番アナログ・サンプル記憶素子は、連続する電荷転送
装置、例えば電荷結合装置（ＣＣ’Ｄ）、ばけつリレー
装置（ｂｕｃｋｅｔ ’ｂｒｉｇａｄｅ ｄｅｖｉｃｅ
：ＢＢＤ） からなり、この電荷転送装置はＦＭ信号を
供給するために接続された入力端子と、ＡＤＣに接続さ
れた出力端子と、サンプルのバーストラ装填（ロード）
するために５個のサンプル期間中、速い率でクロックさ
れ、次いでサンプルをＡＤＣに出力するために５個のサ
ンプル期間中、遅い率、で交互にクロックされるクロッ
ク入力とを具備している。サンプル率、すなわち速い率
が遅い率よシも充分に大であれば、１個の電荷転送装置
で充分であることは、信号マルチプレックスの技術分野
で既に認められている。もし２つのサンプル率の差が大
きくなれれば、いわゆるピンポンのような態様でサンプ
リングと出力とを交互に行なう並列装置を具えた並列電
荷転送装置を必要とする。
装置、例えば電荷結合装置（ＣＣ’Ｄ）、ばけつリレー
装置（ｂｕｃｋｅｔ ’ｂｒｉｇａｄｅ ｄｅｖｉｃｅ
：ＢＢＤ） からなり、この電荷転送装置はＦＭ信号を
供給するために接続された入力端子と、ＡＤＣに接続さ
れた出力端子と、サンプルのバーストラ装填（ロード）
するために５個のサンプル期間中、速い率でクロックさ
れ、次いでサンプルをＡＤＣに出力するために５個のサ
ンプル期間中、遅い率、で交互にクロックされるクロッ
ク入力とを具備している。サンプル率、すなわち速い率
が遅い率よシも充分に大であれば、１個の電荷転送装置
で充分であることは、信号マルチプレックスの技術分野
で既に認められている。もし２つのサンプル率の差が大
きくなれれば、いわゆるピンポンのような態様でサンプ
リングと出力とを交互に行なう並列装置を具えた並列電
荷転送装置を必要とする。
アナログ記憶素子はＡＤＯに必要とする速度を減するこ
とができる。しかしながら、ＡＤＣが４ｆ８の率でサン
プルを変換する程充分に速ければ、ＡＤＣ自体はバース
トでゲートされ、サンプル縦続する遅延゛素子中にデジ
タル形式で記憶される。
とができる。しかしながら、ＡＤＣが４ｆ８の率でサン
プルを変換する程充分に速ければ、ＡＤＣ自体はバース
トでゲートされ、サンプル縦続する遅延゛素子中にデジ
タル形式で記憶される。
次いで後続する処理回路が、バースト期間中、よシ遅い
率で計算を実行する。
率で計算を実行する。
４・、図面の簡単な説明
第１図は周知のサンプルされたデータ周波数復調器の概
略回路図、 第２図、第３図、第４図はこの発明によるサンプルされ
たデータＦＭ復調器のブロック図である。
略回路図、 第２図、第３図、第４図はこの発明によるサンプルされ
たデータＦＭ復調器のブロック図である。
５３．５４．５５・・・遅延素子（記憶手段）、５６・
・・演算処理回路（サンプル値Ｆ（５）生成手段）。
・・演算処理回路（サンプル値Ｆ（５）生成手段）。
特許出願人 アールシーニー コーポレーション代理人
清 水 哲 ほか２名
清 水 哲 ほか２名
Claims (1)
- （１）ｉ％周波数ｆ。全中心とする周波数スペクトルを
有する信号の瞬時周波数を検出するＦＭ復調装置であっ
て、 上記信号を順次サンプリングしてこの信号の実質的に直
角成分である連続するサンプルを生成する手段と、 少なくとも４個の連続する信号サンプルを同時に利用し
得るように上記連続する信号サンプルを記憶するための
手段と、 連続する信号サンプルの組に応答してこの信号サンプル
の組を連続的に合成し、上記成分の平均値と直角成分の
導関数とのクロス乗積の差に相当し且つ」二記信号の瞬
時周波数に相当するサンプル値Ｆ（ｎ）を生成するため
の手段と、 からなるＦＭ復調装置。 ・
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US518806 | 1983-07-29 | ||
| US06/518,806 US4547737A (en) | 1983-07-29 | 1983-07-29 | Demodulator of sampled data FM signals from sets of four successive samples |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6052103A true JPS6052103A (ja) | 1985-03-25 |
| JPH0736491B2 JPH0736491B2 (ja) | 1995-04-19 |
Family
ID=24065582
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59158549A Expired - Lifetime JPH0736491B2 (ja) | 1983-07-29 | 1984-07-27 | Ｆｍ復調装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4547737A (ja) |
| JP (1) | JPH0736491B2 (ja) |
| DE (1) | DE3427851C2 (ja) |
| FR (1) | FR2550030B1 (ja) |
| GB (1) | GB2144288B (ja) |
| HK (1) | HK60091A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6311570A (ja) * | 1985-12-16 | 1988-01-19 | 住友金属工業株式会社 | 炭素繊維強化炭素材の製造方法 |
| JPH01151307A (ja) * | 1987-12-08 | 1989-06-14 | Toshiba Corp | デジタルｆｍ復調装置 |
| JPH04192605A (ja) * | 1990-11-24 | 1992-07-10 | Nec Corp | ディジタル方式直交位相検波回路 |
| US5129672A (en) * | 1991-03-11 | 1992-07-14 | Nhk Spring Co., Ltd. | Suspension system for a vehicle |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3564065D1 (en) * | 1985-02-23 | 1988-09-01 | Itt Ind Gmbh Deutsche | Integrated digital circuit section for frequency demodulation |
| FR2583938A1 (fr) * | 1985-06-21 | 1986-12-26 | Labo Electronique Physique | Filtre numerique de quadrature et demodulateur de signal numerique module en frequence comprenant un tel filtre |
| US4747140A (en) * | 1986-12-24 | 1988-05-24 | Rca Corporation | Low distortion filters for separating frequency or phase modulated signals from composite signals |
| GB8704871D0 (en) * | 1987-02-27 | 1988-04-27 | British Aerospace | Digital signal demodulation |
| US5027352A (en) * | 1989-01-05 | 1991-06-25 | Motorola, Inc. | Receiver frequency offset bias circuit for TDM radios |
| US4910469A (en) * | 1989-05-02 | 1990-03-20 | Rca Licensing Corporation | Demodulator for sampled data FM signals |
| JPH04336056A (ja) * | 1991-05-10 | 1992-11-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 超音波ドプラ映像装置 |
| US5206601A (en) * | 1992-04-29 | 1993-04-27 | Elanix Inc. | Order statistic signal processor for estimating values of signal parameters and demodulating amplitude-, phase-, and frequency-modulated signals |
| DE4227858A1 (de) * | 1992-08-22 | 1994-02-24 | Sel Alcatel Ag | Empfänger zur Messung der Frequenz von einem oder mehreren simultan empfangenen pulsförmigen Signalen |
| JP2862450B2 (ja) * | 1992-12-26 | 1999-03-03 | キヤノン株式会社 | 画像形成装置 |
| US5448202A (en) * | 1993-07-14 | 1995-09-05 | Seiko Communications Holding N.V. | Sigma-delta FM demodulator |
| US5615411A (en) * | 1994-04-22 | 1997-03-25 | Rockwell International | Method and apparatus for composite signal separation and FM demodulation |
| US5430770A (en) * | 1994-04-22 | 1995-07-04 | Rockwell International Corp. | Method and apparatus for composite signal separation and PSK/AM/FM demodulation |
| JP2850942B2 (ja) * | 1994-07-13 | 1999-01-27 | 日本電気株式会社 | 復調器 |
| DE19727581A1 (de) * | 1997-06-28 | 1999-01-07 | Bosch Gmbh Robert | Digitaler FM-Demodulator |
| US6031418A (en) * | 1998-11-19 | 2000-02-29 | Lockheed Martin Corporation | Method and apparatus for demodulating digital frequency modulation (FM) signals |
| US6456950B1 (en) * | 1999-05-19 | 2002-09-24 | International Business Machines Corporation | Method and apparatus for estimating and digitizing instantaneous frequency and phase of bandpass signals |
| JP2000341348A (ja) * | 1999-05-31 | 2000-12-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｆｍ信号の瞬間周波数を測定する方法と装置 |
| DE10059775C2 (de) * | 2000-12-01 | 2003-11-27 | Hahn Schickard Ges | Verfahren und Vorrichtung zur Verarbeitung von analogen Ausgangssignalen von kapazitiven Sensoren |
| US7068739B1 (en) * | 2002-03-29 | 2006-06-27 | Cypress Semiconductor Corp. | Method and system for providing a binary demodulator |
| EP1458087B1 (en) * | 2003-03-10 | 2005-10-12 | CSEM Centre Suisse d'Electronique et de Microtechnique SA | Electrical circuit, apparatus and method for the demodulation of an intensity-modulated signal |
| JP6235224B2 (ja) * | 2013-03-29 | 2017-11-22 | 株式会社ダイヘン | 周波数情報検出装置 |
| KR101817544B1 (ko) * | 2015-12-30 | 2018-01-11 | 어보브반도체 주식회사 | 개선된 반송파 주파수 오프셋 보상을 사용하는 블루투스 수신 방법 및 장치 |
| US10484089B1 (en) * | 2018-04-27 | 2019-11-19 | Hewlett Packard Enterprise Development Lp | Driver assisted by charge sharing |
| US10491428B2 (en) | 2018-04-27 | 2019-11-26 | Hewlett Packard Enterprise Development Lp | Current supply for an opto-electronic device |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5684004A (en) * | 1979-11-14 | 1981-07-09 | Thomson Csf | Demodulating method and device |
| JPS581389A (ja) * | 1981-03-17 | 1983-01-06 | トムソン―ブランド | デイジタル復調器 |
Family Cites Families (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3135917A (en) * | 1961-09-11 | 1964-06-02 | Sanders Associates Inc | Frequency sensitive wave analyzer including frequency sensing phase shifting means |
| US3470478A (en) * | 1964-08-21 | 1969-09-30 | Robertshaw Controls Co | Fsk and psk wave receiver |
| FR2422287A1 (fr) * | 1978-04-06 | 1979-11-02 | Materiel Telephonique | Procede et dispositif de demodulation d'un signal module en phase differentielle |
| US4286223A (en) * | 1978-05-15 | 1981-08-25 | E-Systems, Inc. | Wideband digital frequency discriminator and phase and frequency detector |
| US4224575A (en) * | 1978-11-29 | 1980-09-23 | E-Systems, Inc. | Phase/frequency controlled phase shift keyed signal carrier reconstruction circuit |
| US4344039A (en) * | 1979-03-13 | 1982-08-10 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Demodulating circuit for self-clocking-information |
| FR2479629B1 (fr) * | 1980-04-01 | 1985-11-08 | Thomson Csf | Procede de demodulation d'un signal module en amplitude, demodulateur mettant en oeuvre ce procede et systeme de television comportant un tel dispositif |
| JPS56140705A (en) * | 1980-04-04 | 1981-11-04 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Fm demodulator |
| US4338579A (en) * | 1980-07-30 | 1982-07-06 | Communications Satelite Corp. | Frequency shift offset quadrature modulation and demodulation |
| FR2488755A2 (fr) * | 1980-08-13 | 1982-02-19 | Thomson Csf | Procede de demodulation d'un signal module en frequence et demodulateurs mettant en oeuvre ce procede |
| DE3030853A1 (de) * | 1980-08-14 | 1982-03-11 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren und schaltungsanordnung zum demodulieren zeitdiskreter frequenzmodulierter signale |
| GB2082857A (en) * | 1980-08-27 | 1982-03-10 | Philips Electronic Associated | Determining the frequency of an alternating signal |
| US4345211A (en) * | 1980-09-15 | 1982-08-17 | Rockwell International Corporation | Digital phaselock demodulator |
| US4368434A (en) * | 1980-09-18 | 1983-01-11 | Codex Corporation | Programmable digital detector for the demodulation of angle modulated electrical signals |
| JPS57133362A (en) * | 1981-02-10 | 1982-08-18 | Mitsubishi Electric Corp | Frequency detector |
| FR2508739B1 (fr) * | 1981-06-24 | 1986-01-03 | Labo Electronique Physique | Circuit numerique de demodulation d'un signal module en frequence, application de ce circuit a la realisation d'un etage de demodulation du signal de chrominance d'un recepteur de television, et recepteur de television equipe d'un tel etage |
| DE3124963A1 (de) * | 1981-06-25 | 1983-01-20 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Anordnung zur demodulation eines frequenzmodulierten eingangssignals |
| DE3137843A1 (de) * | 1981-09-23 | 1983-03-31 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Filter- und demodulationsschaltung |
| DE3138464A1 (de) * | 1981-09-26 | 1983-04-14 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Verfahren zur digitalen demodulation frequenzmodulierter signale |
| DE3145919A1 (de) * | 1981-11-19 | 1983-05-26 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren und anordnung zum demodulieren zeitdiskreter frequenzmodulierter signale |
-
1983
- 1983-07-29 US US06/518,806 patent/US4547737A/en not_active Expired - Lifetime
-
1984
- 1984-07-26 GB GB08419088A patent/GB2144288B/en not_active Expired
- 1984-07-27 DE DE3427851A patent/DE3427851C2/de not_active Expired - Lifetime
- 1984-07-27 JP JP59158549A patent/JPH0736491B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1984-07-27 FR FR8412001A patent/FR2550030B1/fr not_active Expired
-
1991
- 1991-08-01 HK HK600/91A patent/HK60091A/xx not_active IP Right Cessation
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5684004A (en) * | 1979-11-14 | 1981-07-09 | Thomson Csf | Demodulating method and device |
| JPS581389A (ja) * | 1981-03-17 | 1983-01-06 | トムソン―ブランド | デイジタル復調器 |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6311570A (ja) * | 1985-12-16 | 1988-01-19 | 住友金属工業株式会社 | 炭素繊維強化炭素材の製造方法 |
| JPH051227B2 (ja) * | 1985-12-16 | 1993-01-07 | Sumitomo Metal Ind | |
| JPH01151307A (ja) * | 1987-12-08 | 1989-06-14 | Toshiba Corp | デジタルｆｍ復調装置 |
| JPH04192605A (ja) * | 1990-11-24 | 1992-07-10 | Nec Corp | ディジタル方式直交位相検波回路 |
| JP2581306B2 (ja) * | 1990-11-24 | 1997-02-12 | 日本電気株式会社 | ディジタル方式直交位相検波回路 |
| US5129672A (en) * | 1991-03-11 | 1992-07-14 | Nhk Spring Co., Ltd. | Suspension system for a vehicle |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2550030B1 (fr) | 1989-11-24 |
| US4547737A (en) | 1985-10-15 |
| DE3427851A1 (de) | 1985-02-14 |
| JPH0736491B2 (ja) | 1995-04-19 |
| GB8419088D0 (en) | 1984-08-30 |
| GB2144288A (en) | 1985-02-27 |
| HK60091A (en) | 1991-08-09 |
| FR2550030A1 (fr) | 1985-02-01 |
| DE3427851C2 (de) | 1995-12-07 |
| GB2144288B (en) | 1986-10-22 |
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