DE19727581A1 - Digitaler FM-Demodulator - Google Patents
Digitaler FM-DemodulatorInfo
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft einen digitalen FM-Demodulator zur Auf
bereitung eines frequenzmodulierten Signals zum Zwecke der
Auswertung eines Signalinhalts, insbesondere für Radiosignale
mit einer DARC-Codierung.
Digitale FM-Demodulatoren sind auf der Basis verschiedener
Prinzipien erstellt worden. Es ist bekannt, das FM-Signal mit
Hilfe eines nicht rekursiven differenzierenden Filters zu ver
arbeiten und das Ausgangssignal dieses Filters durch das in
der Laufzeit angepaßte Eingangssignal zu dividieren. Dabei
wird das Prinzip des Flankendemodulators verwendet, das be
reits aus der Analogtechnik bekannt war (Schönfelder, Digitale
Filter in der Videotechnik, Berlin 1988, S. 141).
Ein anderes Verfahren zur digitalen FM-Demodulation basiert
auf der Verwendung eines Hilbert-Filters, mit dem für alle
Frequenzkomponenten in der Nähe der Trägerfrequenz eine Pha
sendrehung von 90° erreicht wird. Auch hier wird das eingangs
seitige und in der Laufzeit angepaßte FM-Signal und das gefil
terte Signal einer Divisionsstufe zugeführt, insbesondere um
störende Amplitudenmodulationseinflüsse zu reduzieren. Über
eine Tabelle wird eine inverse Tangensfunktion gebildet und
das Argument der trigonometrischen Funktion berechnet, aus dem
mit Hilfe eines differenzierenden Filters das Modulations
signal zurückgewonnen werden kann (Schönfelder a.a.o.).
Es ist auch bekannt, das Eingangssignal mit Hilfe arithme
tischer Berechnungen auf Nulldurchgänge zu detektieren. Da
hierbei frequenzabhängige Fehler auftreten, ist eine zusätz
liche Korrektur anhand einer Tabellenfunktion erforderlich.
Anhand der gezählten Abtastwerte und der Nulldurchgangsposi
tionen zwischen zwei Abtastungen kann eine Berechnung der hal
ben Periodenlänge der FM-Schwingung durchgeführt werden. Um
die Mehrdeutigkeit bezüglich der absoluten Phasenlage der
Signalperiode zu eliminieren, muß eine anschließende Jitterbe
seitigung stattfinden. Aufgrund der Zeit- und Amplitudenauflö
sung ist die Genauigkeit der Nulldurchgangsbestimmung begrenzt
(Schönfelder, a.a.o., S. 141, 142).
Die vorliegende Erfindung geht von der Problemstellung aus,
einen FM-Demodulator zu erstellen, der einfach und ohne großen
Aufwand die Demodulation von FM-Signalen ermöglicht. Der er
findungsgemäße FM-Demodulator soll insbesondere für die Demo
dulation von Rundfunksignalen geeignet sein, mit denen zusätz
liche Informationen über eine SWIFT(DARC)-Codierung übertragen
werden. Bei dieser Codierung wird die logische Information in
einem Frequenzwechsel von + oder -4 kHz um eine Mittenfrequenz
von 76 kHz übertragen. Der FM-Demodulator hat dabei die Aufgabe
zu erkennen, ob und wie lange die höhere oder die niedrige
Frequenz empfangen worden ist.
Ausgehend von dieser Problemstellung ist erfindungsgemäß ein
digitaler FM-Demodulator der eingangs erwähnten Art ausge
stattet mit wenigstens drei Schieberegisterelementen, die je
weils eine Signalverzögerung um eine Basis-Verzögerung oder
ein ganzzahliges Vielfaches davon bewirken, und mit vier An
zapfstellen, deren unterschiedliche Signalverzögerungen mit
ganzzahligen Vielfachen größer oder gleich Null der Basis-Ver
zögerung bewirkt sind, wobei gilt n0 < n1 < n2 < n3 und n0 + n3 =
n1 + n2, und mit zwei Multiplikatoren, die mit der ersten und
letzten Anzapfstelle einerseits und den beiden mittleren An
zapfstellen andererseits verbunden sind und an deren Ausgänge
eine Subtraktionsschaltung angeschlossen ist.
Am Ausgang des erfindungsgemäßen FM-Demodulators steht bei
konstanter Signalfrequenz ein zeitkonstantes Signal zur Ver
fügung, wobei sich mehrere für die FM-Demodulation nutzbare
Nullstellen ergeben. Die relative Zeitkonstanz des Ausgangs
signals ergibt sich, wenn sich die Eingangsfrequenz gegenüber
der Taktfrequenz nur langsam verändert, wie dies beispielswei
se bei der Demodulation von Radiosignalen der Fall ist, wenn
die Abtastung beispielsweise mit einer Taktfrequenz von
228 kHz erfolgt.
Die Struktur des erfindungsgemäßen FM-Demodulators mit den
hintereinander geschalteten Schieberegistern läßt sich mit
großem Vorteil zugleich als Bandfilter ausnutzen, in dem die
Schieberegister gleich ausgebildet und als rekursives Bandfil
ter beschaltet sind.
In der bevorzugten Anwendung als SWIFT(DARC)-Demodulator er
gibt sich somit die Möglichkeit, mit derselben Baugruppe so
wohl die SWIFT-Demodulation als auch die hierfür erforderliche
Bandfilterung des Bereichs um 76 kHz zu bewerkstelligen.
Die Erfindung soll im folgenden anhand eines in der Zeichnung
dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert werden.
Die Zeichnung zeigt ein schematisches Schaltbild mit einem
Eingang I für ein Multiplexsignal, das beispielsweise ein
SWIFT-codiertes Rundfunksignal sein kann. Mit dem Eingang I
ist eine Additionsstufe 1 verbunden, an die sich ein Schiebe
register mit vier in Serie geschalteten Schieberegisterelemen
ten 2, 3, 4, 5 anschließen.
Die Ausgänge der Schieberegisterelemente 2, 3, 4, 5 sind je
weils über Multiplikatoren 6, 7, 8, 9, die feste Koeffizienten
C1, C2, C3, C4 mit dem Dateninhalt multiplizieren, mit einer
Additionsstufe 10, 11, 12 verbunden. Den Additionsstufen 10,
11, 12 wird ferner der jeweilige Rückkopplungszweig des fol
genden Schieberegisterelements 3, 4, 5 zugeführt. Die zum er
sten Schieberegisterelement gehörende Additionsstufe 10 ist
mit ihrem Ausgang an einen zweiten Eingang der Additionsstufe
1 angeschlossen.
Die bisher beschriebene Schaltungsanordnung bildet einen Band
paß. Die Taktfrequenz des Schieberegisterelements liegt bei
spielsweise bei 228 kHz, so daß der Bandpaß eine Mittenfrequenz
von 76 kHz aufweist, wobei die Koeffizienten c1 = 1,6897, c2 =
2,1325, c3 = 1,2208 und c4 = 0,522 sein können.
An der Reihenschaltung der Schieberegisterelemente 2, 3, 4, 5
sind Anzapfstellen A, B, C, D realisiert, wobei sich die
Anzapfstelle A zwischen der Additionsstufe 1 und dem ersten
Schieberegisterelement 2, die Anzapfstelle B zwischen dem er
sten Schieberegisterelement 2 und dem zweiten Schieberegister
element 3, die Anzapfstelle C zwischen dem dritten Schiebere
gisterelement 4 und dem vierten Schieberegisterelement 5 und
die Anzapfstelle D am Ausgang des vierten Schieberegisterele
ments 5 befindet.
Die beiden äußeren Anzapfstellen A, D sind mit zwei Eingängen
einer Multiplikationsstufe 13 und die beiden inneren Anzapf
stellen B, C mit den beiden Eingängen einer weiteren Multipli
kationsstufe 14 verbunden. Die Ausgänge der beiden Multiplika
tionsstufen 13, 14 sind an die Eingänge einer Subtraktionsstu
fe 15 angeschlossen.
Die Schieberegisterelemente 2, 3, 4, 5 bilden durch ihre An
zapfstellen A, B, C, D, die Multiplikationsstufen 13, 14 und
die Subtraktionsstufe 15 einen FM-Demodulator. Das Signal an
der ersten Anzapfstelle A ist im allgemeinen Fall um n0T ver
zögert, wobei in dem dargestellten Ausführungsbeispiel (und
ohne Einschränkung der Allgemeinheit) n0 = 0 ist. An der zwei
ten Anzapfstelle B ist das Signal um n1T verzögert, an der
dritten Anzapfstelle C um n2T und an der vierten Anzapfstelle D
um n4T.
In dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist n1 = 1, n2 = 3 und
n3 = 4. Das am Eingang I anstehende Multiplexsignal liegt bei
spielsweise als digital abgetastetes 16-bit-Signal vor, wobei
die 16-bit-Worte den jeweils abgetasteten Amplitudenwert
charakterisieren. Bei einer unter Berücksichtigung der Grenz
frequenz ausreichenden Abtastrate verhalten sich die digitalen
16-bit-Abtastwerte wie analoge Signalwerte.
Der in der Zeichnung dargestellte obere Teil der Schaltung mit
den Schieberegisterelementen 2, 3, 4, 5, den Multiplikatoren
6, 7, 8, 9 und den Additionsstufen 1, 10, 11, 12 bilden bei
einer Taktung mit 228 kHz ein Bandfilter um die Mittenfrequenz
von 76 kHz, also ein Bandfilter wie es für die Ausfilterung der
SWIFT-Codierung benötigt wird. Die Koeffizienten werden dabei
in üblicher Weise bestimmt und können die oben angegebenen
Werte aufweisen.
Für den unteren Teil der Schaltung zwischen den Anzapfstellen
A und D, also mit den Schieberegisterelementen 2, 3, 4, 5, den
beiden Multiplikationsstufen 13, 14 und der Subtraktionsstufe
15 bildet einen FM-Demodulator, was aus folgender Betrach
tungsweise deutlich wird:
Das Eingangssignal am Eingang des Schieberegisters sei
cos ωt mit ω = 2πf (f = Frequenz).
An der Anzapfstelle A steht im allgemeinen Fall das Signal cos
ω(t - n0T) an. Dementsprechend steht an der Anzapfstelle B das
Signal cos ω(t - n1T), an der Anzapfstelle C das Signal cos ω(t - n2T)
und an der Anzapfstelle D das Signal cos ω(t - n3T) an. Am
Ausgang der als Mischer fungierenden Multiplikationsstufe 13
steht somit das Signal
cos (ω(t - n0T)) × cos (ω(t - n3T))
an.
Durch Umformung ergibt sich hieraus
cos (ω(2t - (n0 + n3)T))/2 + cos (ωT(n3 - n0))/2.
An dem Ausgang der ebenfalls als Mischer fungierenden anderen
Multiplikationsstufe 14 steht dementsprechend das Signal
cos (ω(t - n1 × T)) × cos (ω(t - n2T))
an.
Durch Umformung ergibt sich
cos (ω/2t - (n1 + n2T))/2 + cos (ωT(n2 - n1))/2.
Unter der Voraussetzung n0 + n3 = n1 + n2 ergibt sich bei der Sub
traktion der beiden Ausgangssignale der Multiplikationsstufen
13, 14 in der Subtraktionsstufe 15 das Signal
cos (ωT(n2 - n1))/2 - cos (ωT(n3 - n0))/2 = sin (ωT(n3 - n2 + n1 - n0)/2)
× sin (ωT(n3 + n2 - n1 - n0)/2).
Unter der oben genannten Voraussetzung, daß ω im wesentlichen
als konstant angenommen werden kann, ist der sich ergebende
Term von t unabhängig.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird das
Argument des ersten Sinusterms, das kleiner ist als das des
zweiten Sinusterms, zweckmäßigerweise = ωT gewählt. Dies ge
lingt, wenn n3 = n2 + 1 und n1 = n0 + 1 ist. Mit diesem Sinusterm
wird eine Nullstelle bei der halben Taktfrequenz und bei Null
erzeugt.
Der andere Sinusterm erzeugt weitere Nullstellen, die für die
FM-Demodulation nutzbar sind, und zwar bei den Frequenzen
f = i/(T ×(n3 + n2 - n1 - n0)) mit i = 1 . . . (n3 + n2 - n1 - n0)/2-1.
Für das oben genannte Beispiel (n0 = 0, n1 = 1, n2 = 3,
n3 = 4) ergibt sich am Ausgang der Subtraktionsstufe 15 die
Funktion
sin ωT × sin 3ωT.
Die für die FM-Demodulation nutzbaren Nullstellen liegen bei
38 kHz und bei 76 kHz.
Die Nullstelle bei 76 kHz ist für die SWIFT-Demodulation geeig
net, da die Frequenz 80 kHz ein positives Signal am Ausgang der
Subtraktionsstufe 15 und die Frequenz 72 kHz ein negatives Si
gnal liefert (die am Ausgang der Subtraktionsstufe 15 anste
henden Signale sind 16-bit-Datenwörter, bei denen das höchst
wertige Bit (MSB) als Vorzeichen-Bit fungiert).
Aus den obigen Betrachtungen ist ohne weiteres erkennbar, daß
ein längeres Schieberegister (z. B. n0 = 0, n1 = 1, n2 = 6,
n3 = 7) eine Funktion erzeugt (für das Beispiel sin ωT × sin
6ωT), die nicht nur mehrere Nullstellen aufweist, sondern bei
76 kHz auch eine größere Steigung (im Beispiel: eine doppelt so
hohe Steigung) hat und so eine höhere Demodulatorausbeute be
wirkt.
Die Grenze der Verlängerung des Schieberegisters liegt nicht
nur in dem damit verbundenen höheren Aufwand sondern auch in
der Einhaltung der Bedingung, daß über die Verzögerungszeit
die Frequenz des Eingangssignals am Eingang I praktisch kon
stant sein muß.
Das am Ausgang der Subtraktionsstufe 15, also am Ausgang des
FM-Demodulators, anstehende Signal wird in einer Auswertungs
stufe 16 weiter verarbeitet, um beispielsweise die SWIFT-De
codierung vorzunehmen. Das Ausgangssignal gelangt einerseits
auf ein 16-bit-Register 17 und andererseits direkt auf ein
XOR-Glied 18. Das XOR-Glied 18 vergleicht somit zwei aufein
ander folgende Datenwörter am Ausgang der Subtraktionsstufe 15
auf Änderungen. Soweit Änderungen vorhanden sind, werden diese
auf einen Eingang eines AND-Gliedes 19 geleitet. Der andere
Eingang des AND-Gliedes 19 wird mit einem Maskierungssignal 20
beaufschlagt, in dem lediglich das MSB für das Vorzeichen auf
1, die übrigen Bits auf Null gesetzt sind. Auf diese Weise
läßt sich eine Nulldurchgangsflanke dadurch erkennen, daß der
Ausgang des AND-Gliedes ungleich 0 wird. An den Ausgang des
AND-Gliedes 19 schließt sich eine Phasenkorrekturstufe 21 an,
in der die für die Taktung des SWIFT-Signals verwendete Takt
frequenz zurückgewonnen und mit den detektierten Flanken syn
chronisiert wird. Hierzu gelangt das Ausgangssignal der AND-
Stufe 19 über eine Multiplikationsstufe 22 und eine Additions
stufe 23 auf einen Speicher 24 der zusammen mit der Additions
stufe 23 einen Zähler 23, 24 bildet. Das Ausgangssignal des
Speichers 24 gelangt auf einen weiteren Speicher 25 einerseits
und auf eine Additionsstufe 26 andererseits, deren anderem
Eingang ein definiertes Phaseninkrement INC über einen An
schluß 27 zuführbar ist. Der Ausgang der Additionsstufe 26 ist
mit dem zweiten Eingang der Additionsstufe 23 verbunden. Das
Ausgangssignal des Speichers 24 gelangt ferner auf einen Ein
gang einer XOR-Stufe 28, deren anderem Eingang das Aus
gangssignal des weiteren Speichers 25 zuführbar ist. Mit dem
Ausgangssignal der XOR-Stufe 28 ist in einer Vergleichsstufe
29 eine Bitgrenzenerkennung einerseits und eine Wortgrenzen
erkennung andererseits möglich.
In einem Phasenkorrekturzweig wird das Ausgangssignal des
Speichers 24 in einem Teil-Schieberegister 30 um fünf Stellen
nach links verschoben und einer Multiplikationsstufe 31 zuge
führt. Dem anderen Eingang der Multiplikationsstufe 31 wird
ein Multiplikationskoeffizient K über einen Anschluß 32 zuge
führt. Das Ausgangssignal der Multiplikationsstufe 31 gelangt
auf einen zweiten Eingang der Multiplikationsstufe 22 und wird
dort mit dem Ausgangssignal der AND-Stufe 19 multipliziert.
Bei einer SWIFT-Codierung findet ein Vorzeichenwechsel (= Auf
treten von Flanken) des demodulierten Signals nur zu Zeiten
n × T statt, wobei T = 1/16 kHz und n ganzzahlig ist. Der Vor
zeichenwechsel findet jedoch nicht für jedes n statt sondern
in Abhängigkeit von dem Inhalt des Datensignals, das über den
SWIFT-Code übertragen wird. Aufgrund von Zeilensteuerworten
ist eine Mindesthäufigkeit der Flanken gewährleistet.
Zur Wiederherstellung des 16 kHz-Taktes wird dem Speicher 24
mit einer hohen Frequenz von 228 kHz jeweils ein Inkrement zu
geführt, das einem Dateninhalt multipliziert mit der Bitfre
quenz (16 kHz) und dividiert durch die Abtastfrequenz (228 kHz)
entspricht und daher etwa 144 beträgt. Wird dieses Inkrement
mit der Abtastfrequenz von 228 kHz zugeführt, läuft der Spei
cher 24 mit der Frequenz von 16 kHz über und erzeugt einen ent
sprechenden Überlaufimpuls. Als Überlauf wird dabei ein Bit
wechsel 0 → 1 oder 1 → 0 an der zwölften Position des 16-bit-
Wortes angesehen. Durch Vergleich des Inhalts des Speichers 24
mit dem vorherigen Wert im weiteren Speicher 25 wird der Über
lauf in der XOR-Stufe 28 detektiert und in der Vergleichsstufe
29 als Bitgrenze erkannt.
Der Speicherinhalt des Speichers 24 in den elf geringwertig
sten Bits beim Auftreten einer Flanke wird durch das Teil-
Schieberegister 30 um fünf Stellen nach links verschoben, also
zu einem 16-bit-Wort gemacht. Dieses wird mit einem Koeffi
zienten K in der Multiplikationsstufe 31 multipliziert und
aufgrund der Multiplikationsstufe 22 nur beim Auftreten einer
Flanke der Inkrementierung des Speichers 24 mit Hilfe der
Additionsstufe 23 hinzugefügt. Auf diese Weise wird der mit
der Additionsstufe 26 als Zähler fungierende Speicher 24 pro
portional zu dem mit einem Vorzeichen versehenen Phasenfehler
verstellt. Auf diese Weise wird der Phasenfehler immer gerin
ger.
Die Vergleichsstufe 29 erkennt beim Auftreten einer Bitände
rung im MSB des Speichers 24 eine Wortgrenze.
Innerhalb der erkannten Bitgrenzen werden die Ausgangssignale
der Subtraktionsstufe 15 über eine Additionsstufe 33 einem
Speicher 34 zugeführt, dessen Ausgang auf den zweiten Eingang
der Additionsstufe 33 gelangt, so daß eine Aufsummierung
stattfindet, um eine verbesserte Erkennung des demodulierten
Datenbits, also des Bitinhalts, zu erzielen. Ist eine Bit
grenze erreicht, wird der Speicher 34 zur Erzeugung des Daten
stroms aus gelesen und über ein Reset-Signal der Vergleichs
stufe 29 zurückgesetzt.
Claims (3)
1. Digitaler FM-Demodulator zur Aufbereitung eines frequenz
modulierten Signals zum Zwecke der Auswertung eines
Signalinhalts, insbesondere für Radiosignale mit einer
DARC-Codierung, mit wenigstens drei Schieberegisterele
menten (2, 3, 4, 5), die jeweils eine Signalverzögerung
um eine Basis-Verzögerung T oder ein ganzzahliges Viel
faches davon bewirken und mit vier Anzapfstellen (A, B,
C, D), denen unterschiedliche Signalverzögerungen n0T;
n1T; n2T; n3T mit ganzzahligen Vielfachen n0, n1, n2, n3
größer oder gleich 0 der Basis-Verzögerung (T) bewirkt
sind, wobei gilt n0 < n1 < n2 < n3 und n0 + n3 = n1 + n2, und mit zwei
Multiplikatoren (13, 14), von denen der eine mit der er
sten und letzten Anzapfstelle (A, D) und der andere mit
den beiden mittleren Anzapfstellen (B, C) verbunden ist
und an deren Ausgängen eine Subtraktionsschaltung (15)
angeschlossen ist.
2. Digitaler FM-Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekenn
zeichnet, daß der Abstand zwischen der ersten und zweiten
Anzapfstelle (A, B) und der vorletzten und letzten An
zapfstelle (C, D) jeweils genau einer Basis-Verzögerung
(T) entspricht.
3. Digitaler FM-Demodulator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch
gekennzeichnet, daß die Schieberegisterelemente (2, 3, 4,
5) gleich ausgebildet und zugleich Teil eines rekursiven
Bandfilters sind.
Priority Applications (2)
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---|---|---|---|
DE1997127581 DE19727581A1 (de) | 1997-06-28 | 1997-06-28 | Digitaler FM-Demodulator |
PCT/DE1998/000845 WO1999000893A1 (de) | 1997-06-28 | 1998-03-24 | Digitaler fm-demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE1997127581 DE19727581A1 (de) | 1997-06-28 | 1997-06-28 | Digitaler FM-Demodulator |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19727581A1 true DE19727581A1 (de) | 1999-01-07 |
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ID=7833969
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Country Status (2)
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---|---|
DE (1) | DE19727581A1 (de) |
WO (1) | WO1999000893A1 (de) |
Family Cites Families (4)
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US4547737A (en) * | 1983-07-29 | 1985-10-15 | Rca Corporation | Demodulator of sampled data FM signals from sets of four successive samples |
FR2738421B1 (fr) * | 1995-08-30 | 1997-10-17 | Suisse Electronique Microtech | Dispositif demodulateur d'un signal module en frequence |
JPH09116338A (ja) * | 1995-10-19 | 1997-05-02 | Toshiba Corp | 遅延型fm復調回路 |
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1997
- 1997-06-28 DE DE1997127581 patent/DE19727581A1/de not_active Withdrawn
-
1998
- 1998-03-24 WO PCT/DE1998/000845 patent/WO1999000893A1/de active Application Filing
Also Published As
Publication number | Publication date |
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Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |