JPS6049000B2

JPS6049000B2 - 直流電動機駆動装置

Info

Publication number: JPS6049000B2
Application number: JP53070487A
Authority: JP
Inventors: ゲオルゲ・アルベルト・ゴバエルト; マイナルドス・アントニウス・ゲラルドス・ニ−ホルト; ラメルト・ロ−デンブルク
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1977-06-13
Filing date: 1978-06-13
Publication date: 1985-10-30
Also published as: AU3697378A; CH642789A5; JPS547118A; DE2858795C2; AT362023B; DE2858794C2; FR2394915B1; DE2824647C2; GB2000394B; FR2394915A1; GB2000394A; DE2824647A1; NL7706447A; AU515329B2; ATA430278A; US4187536A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、直流電動機を駆動する装置、特に電気ひげそ
り器の電動機に関するものであり、かかる装置は、出力
回路に直流電動機を設けることのできるフライバック・
コンバータを具え、このフライバック・コンバータは大
部分が集積回路として設計される制御回路を具え、この
制御回路は、フライバック・コンバータの変圧器の１次
巻線と直列に接続されたスイッチング素子を制御するた
めに、数＋ＫＨｚ程度の一定周波数と制御されたパルス
持続時間とを有する制御パルスを発生し、さらに前記制
御回路は、出力電圧と変圧器の１次巻線を流れる電流と
に基づいて前記制御パルスのパフルス持続時間を制御す
る手段を具えている。

フライバック・コンバータを具える万能電源装置は、フ
ィリップス出願情報（ＰｈｉｌｌｐｓＡｐｐｌｌ−Ｃａ
ｔｌＯｎＩｎｆＯｒｍａｔｌＯｎ）（ＮＯ．４７５
，ｌ９７５年８月）に記載されている。順方向掃引の周
波数（すなわ７ち、スイッチング素子が導通する時間隔
）は、制御回路内に設けた発振器の周波数により決定さ
れる。ひげそり器のような小型電気機器の電動機を駆動
するための電源は、小型軽量でなければならなノい。

このことは、回路要素をてきるだけ集積化し、変圧器お
よび（平滑用）コンデンサのような集積化できない要素
をてきるだけ小型にしなければならないことを意味して
いる。さらに、使用者の立場からは、回路に生ずる熱を
最小にしなければならない。また、小型電気機器は、外
部電源すなわち主電圧の無い場合にも動作できなければ
ならず、このことは電源装置が再充電可能な蓄電池を有
さなければならないことを意味している。他の要求は、
蓄電池が充電されていない場合に、負荷された電動機が
直接かつ滑らかに始動できなければならないことである
。゜“フィリップス出願情報゛ＮＯ．４７５に記載され
ている装置は、小型電気機器を駆動するには余り適して
いない。

この公知の装置では、フライバック・コンバータの出力
電圧は、分離変圧器巻線を経て制御回路に供給される。
フライバック・コンバータの出力電圧は、制御回路にお
いて制御電圧として用いられ、さらにこの出力電圧から
制御回路用電源電圧が取り出される。このような３次変
圧器巻線は、変圧器の体積および重量を増大させる結果
となる。電源装置の始動を可能にするためには、次のよ
うな補助回路が必要となる。

すなわち、制御回路がまだ付勢されていないときに、１
次巻線に直列に接続されたスイッチング・トランジスタ
にベース電流を供給できる補助回路である。この補助回
路は、始動の間に入力電圧（主電圧）から始動電流が取
り出されるようにする。この公知の補助回路は、集積化
することのできない２個の高電圧トランジスタを具え、
高抵抗を経て入力電圧源に接続されている。また、この
公知の補助回路は、多数の追加要素を具えている。本発
明の目的は、わずかのエネルギーしか消費せず且つ小型
軽量てはあるが、入力電圧の広い範，囲にわたつて制御
出力特性を示す、フライバック・コンバータの原理に基
づく電源装置を提供することにある。

本発明装置は、再充電可能な蓄電池を２次巻線に直列接
続し、電動機を前記蓄電池に並列に接続するための切換
え手段を設け、前記制御回路を付勢するために変圧器の
２次巻線から充電される電力供給コンデンサを設け、前
記制御回路は、この電力供給コンデンサの電圧が特定限
界電圧を越えるときに制御回路を作動状態に保つ電圧レ
ベル検，出器を具え、始動コンデンサを具える始動回路
を設け、この始動回路は、制御回路が不作動状態の楊合
に、前記始動コンデンサの電圧と瞬時人力電圧とが特定
レベルを越える羨前記スイッチング素子に制御電流を供
給し、前記制御回路は、変圧器の１次巻線を流れる電流
と前記入力電圧の瞬時値とを検出する検出回路を具え、
前記制御パルスのパルス持続時間をこの検出回路の出力
信号によつて決定するようにしたことを特徴とするもの
である。

本発明は、部分的には公知の多数の手段を組み合わせる
ことによつて、電源装置が高い効率を有し、高電圧トラ
ンジスタおよびダイオードのような素子を過大電流また
は過大電圧に対して保護することができるという認識に
基づいてなしたものてある。

この電源装置は、その大部分を集積化することができ、
したがつて小型軽量とすることができる。′４フィリッ
プス出願情報″ＮＯ．４７５に従つて電源装置に使用さ
れる、高電圧トランジスタおよび高抵抗を具える補助回
路はもはや不必要である。

本発明電源装置では、この補助回路をコンデンサおよび
抵抗で置き換えた。最後に述べた装置で用いられる一定
の外部要素（すなわち制御回路の残部と一体化すること
のできない要素）は、特殊な電力制御方法によつて本発
明装置ては省略することができる。入力電圧の特定レベ
ルで、始動回路は、スイッチング素子への制御電流を供
給し始める。

電圧レベル検出器は、その瞬時に制御回路への電源電圧
が適切であるか否を検出する。適切であれば、制御回路
は付勢される。このようにして、制御パルスの周波数が
偏移し始めること、および制御回路による制御がもはや
十分に確立されないということが防止される。本発明装
置のさらに他の特徴によれば、制御回路は、直線縁を有
する周期電圧を供給する電圧発生器と、この電圧発生器
に第１入力端子を接続したパルス幅変調器と、出力電圧
を第２入力端子に供給することによつて決定される電圧
と、パルス幅変調器によつて供給されたパルスをスイッ
チング素子の制御入力端子に伝達するための論理回路と
を具えている。

この論理回路の第１入力端子を電圧発生器の出力端子に
接続し、第２入力端子をパルス幅変調器および検出回路
の出力端子に接続する。この論理回路は、制御回路が電
圧発生器の１周期の間にただ１つの制御パルスを供給で
きるようにする。本発明電源装置の出力電圧は、電動機
がオンに切換えられている場合には蓄電池の電圧を、電
動機がオンに切換えられておらず蓄電池が充電されてい
る場合には、蓄電池に直列に接続された充電表示器の電
圧を意味するものと理解すべきであＪる。

電圧発生器が三角波電圧を供給し、この発生器および論
理回路を始動回路により制御するのが好適である。

三角波電圧発生器の利点は、制御回路が、妨害（集積回
路内でのクロストーク）を生じ７させるどのような過渡
大電流をも処理する必要がないことであり、スイッチン
グ●パルスの持続時間を電圧発生器により供給される電
圧の周期のＯ％から５０％の間で容易に変化させ得るこ
とである。本発明に基づく始動回路は、ツェナーダイオ
ードを有するサイリスタ回路を具え、始動コンデンサと
並列にスイッチング素子を設け、このスイッチング素子
の制御入力端子を制御回路の反転入力端子に接続するの
が好適である。

サイリスタ回路のブレークダウンは、ツェナーダイオー
ドのブレークダウン電圧によつて決定される。

始動コンデンサの電圧の特定値で且つサイリスタ回路の
組込み電流限界値が越えられると、始動回路は制御電流
をスイッチング素子に供給する。始動コンデンサに並列
に接続されたスイッチング素子たとえばトランジスタは
、制御回路が制御パルスを供給するときに、始動回路不
作動にする。始動コンデンサは別として、始動回路を制
御回路と一体にすることができる。始動回路は、始動コ
ンデンサの電圧が特定値よりも小さいときに、第１サイ
リスタ回路をターンオンさせるための第２サイリスタ回
路を具えることが好適てある。

この第２サイリスタ回路を経て、コンデンサは完全に放
電される。出力電圧の関数として制御されることは別と
して、スイッチング・パルスの持続時間を出力電力の関
数として制御しなければならない。

このためには、電源装置は変圧器の１次巻線を流れる電
流を検出する検出回路を具える。これはスイッチング・
パルスの持続時間を、入力電圧および出力電圧に関連し
て前記電流の大きさに適合させるためである。電源装置
が入力電圧の種々の値で正確に機能するためには、入力
電圧の値が１次巻線を流れる電流の検出に貢献するよう
に検出回路を構成−しなければならない。検出回路の第
１例では、この回路をサイリスタ回路によつて構成し、
その制御入力端子に、１次巻線に直列に接続したスイッ
チング・トランジスタのエミッタ抵抗の電圧および分圧
器からの電圧．を供給する。

この分圧器は、１次巻線とスイッチング◆トランジスタ
のコレクターエミッタ路との直列接続回路に並列に接続
されている。検出回路の第２例では、検出回路が、差動
増幅器を具え、この差動増幅器の１つの入力端子は一！
定電圧にあり、第２入力端子は、変圧器の１次巻線を流
れる電流に比例し且つその尾電流（Ｔａｌｌｃｕｒｒｅ
ｎｔ）が始動コンデンサの電圧に比例する電圧にある。
検出回路は、第２差動増幅器を具え、この増幅ク器の１
つの入力端子を第１差動増幅器の出力端子に接続し、第
２入力端子は分圧器からの出力電圧を受けるようにする
のが好適である。

その結果、正確な始動特性が得られ、装置は短絡が防止
される。以下、本発明を図面に基づいて詳細に説明する
。

本発明電源装置は、フライバック・コンバータの原理に
基づいている。

このようなコンバータの原理を第１図に示す。スイッチ
ング・トランジスタＴ１が導通するいわゆる゛゜順方向
掃引（ＦＯｒｗａｒｄｓｗｅｅｐ）゛の時間内に、時間
とともに直線的に増大する電流が変圧）器ＴＯの１次巻
線Ｗｐを流れ、一定量の磁気エネルギーがこの巻線に蓄
積される。

トランジスタＴ１がターンオフされるいわゆる６′帰線
（Ｆｌｙｂａｃｋ）０の時間内に、蓄積されたエネルギ
ーは蓄電池Ｂおよび電動機Ｍに供給される。トランジス
タＴ１・は、パルス列Ｐによつて制御する。これらパル
スは、一定の比較的高い周波数たとえば２５ＫＨｚの周
波数を有している。高周波数とすることの利点は、特定
量のエネルギーの伝達に対して変圧器を小型にできるこ
とである。パルスの周波数は、制”御回路内に設けた信
号発生器たとえば三角波発生器によつて決定する。この
制御回路は、さらに、スイッチング◆パルスのパルス持
続時間、したがつて順方向掃引の期間を、出力電圧と入
力電圧と１次巻線を流れる電流との関数として制御する
要素を具えている。本発明は、特に、大部分が集積化さ
れる前記制御回路に関するものである。

第２図は、この制御回路１が電源装置内にどのように設
けられるかを示している。

電源装置は、４個のダイオードＤ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５
より成る全波整流器を具えている。

入力電圧は交流電圧であり、たとえは主電圧あるいは直
流電圧（ＤｉｒｅｃｔｖＯｌｔａ？）である。

整流電圧■６を、平滑化することなく、１次巻線Ｗｐに
直接供給する。比較的大きな平滑用コンデンサをもはや
必要としないので、スペースが節約される。点Ａと１次
巻線との間に、妨害抑制回路を設けることができる。こ
の妨害抑制回路は、たとえば、２個のインダクタンス］
−１，Ｌ２と３個のコンデンサＣｌ，Ｃ２，Ｃ３を具え
ている。１次巻線に並列に、たとえば抵抗Ｒ４とコンデ
ンサＣ４とダイオードＤ６とより成る制動回路を設ける
ことができる。妨害抑制回路および制動回路は、本発明
の本質ではなく、これ以上詳細には説明しない。１次巻
線Ｗｐに直列に、高電圧スイッチング・トランジスタＴ
１たとえば６４Ｐｈｉ１１ｐｓＢＵＸ８６５′型のトラ
ンジスタを設ける。

トランジスタの代りに、異なるスイッチング素子を用い
ることもできる。トランジスタＴ１のベースを制御回路
１の出力端子３に接続する。したがつて、この制御回路
に発生するスイッチング・パルスは高電圧トランジスタ
をターンオンおよびターンオフさせる。電気ひげそり器
あるいは電気整髪器のような小型電気機器の電動機Ｍを
、同時に動作されるスイッチＳＡおよびＳＢによつて、
２次巻線Ｗ，に直列に、および蓄電池ＢとダイオードＤ
７と充電表示器Ｌａとの直列回路に並列に接続すること
ができる。スイッチＳＡおよびＳＢが位置ａにある場合
、電動機は入力電圧■，あるいは蓄電池によつて駆動さ
れる。スイッチがｂの位置にあるときには、電動機は電
源回路から切離される。このとき、入力電圧■１がある
場合には蓄電池は充電される。コンデンサＣ９は、蓄電
池を充電するために用いられる緩衝コンデンサである。
フライバック・コンバータの帰線の間に発生する大電流
がコンデンサＣ９によつてしや断され、このためこれら
大電流は蓄電池および充電表示器Ｌａを流れない。入力
電圧■１が無い場合には、制御回路は付勢されず、制御
回路は蓄電池からいかなる電流も取り出さない。点Ｄの
電圧（以後出力電圧Ｖ。

とする）を、集積回路１の入力端子１１に供給する。電
圧■。は、トランジスタＴ１のベースに供給されるスイ
ッチング・パルスのパルス持続時間を決定する。さらに
、トランジスタＴ１のエミッタ抵抗Ｒ５の電圧を集積回
路の入力端子２に供給して、スイッチング・トランジス
タを流れる電流がまたスイッチングパルスの持続時間を
決定するようにする。制御回路１は、多数の副回路を具
えている。第３図は、制御回路のブロック線図てある。
制御回路１の電源のために、小さく且つ安定した直流電
圧が必要である。

この電源電圧を■９から取り出すことが考えられる。し
かしこの場合には、かなりのエネルギーを消費する高抵
抗と容量の大きい平滑用コンデンサとを経て、電圧■９
を制御回路に供給しなければならない。したがつて、変
圧器Ｔｒの出力回路から電源電圧を取り出すことが望ま
しい。入力電圧■と出力電圧■。との間に直流分離は必
要とされないので、分離変圧器巻線は必要なく、電源電
圧を２次巻線Ｗｓから取り出すことができる。このため
には、補助回路が必要である。制御回路内のこの補助回
路は、制御回路に対して、十分に高い電源電圧が十分に
高い入力電圧■で得られるようにする。“フィリップス
出願情報゛ＮＯ．４７５に基づく電源装置も、上述の目
的のための補助回路を具えている。

しかし、この公知の補助回路は、ここで提案している電
源装置に用いるにはあまり適していない。これは、電圧
ＶＡがほとんど平滑化されていない電圧であるためであ
る。この公知の補助回路は、高電圧トランジスタのよう
な多数の外部素子を具えている。公知の補助回路がオン
されている間は、この回路内での電力損失は大きい。本
発明によれば、始動コンデンサを具える始動回路を、公
知の補助回路の代りに用いる。

このような始動回路を始動させる場合、制御回路は何ん
らの問題も示さず、始動は入力電圧のどの周期において
も可能である。この始動回路（後にさらに詳細に説明す
る）を第３図に３０で示す。入力電圧■が一定レベルに
達すると、始動回路は、接続部３１を経てスイッチング
・トランジスタＴ１のベース（集積回路の出力端子３）
に始動パルスを供給する。始動回路は、抵抗Ｒ６とイン
ダクタンスＬ２，Ｌｌを経て点Ａに接続する（第２図と
比較）。点Ｃの電圧（第２図）を、集積回路１を付勢す
るために用いる。

この電圧は、電流電圧制限回路２０およびトランジスタ
Ｔ２を経て電力供給コンデンサＣ７に供給して、このコ
ンデンサを充電する。コンデンサＣ７の電圧を基準電圧
源２１の電圧と比較し、その結果をシユミツト・トリガ
回路の形態のレベル検出器２２に供給する。始動回路お
よびシユミツト・トリガ回路は、コンデンサＣ７の電圧
が十分に高くなる、すなわち換言すれば入力電圧■が一
定レベルを越えるまで、制御回路１がオンに切換えられ
ず且つスイッチング・パルスを供給し始めるようにさせ
る。シユミツト・トリガ回路は、ブロック２４で示され
る多数の電流源をオンに切換える。その結果、回路２５
，２６，２７，２８が付勢される。回路２５は、三角波
発生器である。必要ならば、このためにのこぎり波発生
器を用いることもできる。回路２６は、たとえば差動増
幅器の形のパルス幅変調器である。増幅器２３の出力電
圧を、三角波発生器２５からの電圧と比較する。回路２
７は、電源回路の出力端子における状態に従つて、トラ
ンジスタＴ１のベースにスイッチング・パルスを伝達す
る論理回路である。この論理回路は、また、１次巻線を
流れる電流を特に検出する検出回路２９によつて制御さ
れる。回路２８は、論理回路２７からの小さな信号を高
電圧トランジスタに適した電流に変換するインターフェ
ースである。本発明電源装置の動作を、より詳細に説明
する。

スイッチＳＡおよびＳ８がａの位置にある状態から説明
を始める。蓄電池はもとのままであり、交流電圧Ｖｉが
Ｏボルトの瞬時にこの交流電圧を供給するものとする。
この場合には、スイッチングトランジスタＴ１のベー
スには電圧は存在せず、したがつてこのトランジスタは
カットオフされている。電圧■１は電圧■９を増大させ
るので、集積回路１の入力端子４の電圧は増大する。そ
の結果、始動回路のコンデンサＣ６が充電される。コン
デンサＣ６の電圧が一定値に達し、且つ電圧■が十分高
く、たとえば７０〜８０ボルトになるとすぐに、始動回
路３０はトランジスタＴ１のベースに始動パルスを供給
する。このときトランジスタＴ１はターンオンされ（フ
ライバック・コンバータの゜゜順方向掃引”の開始）、
１次巻線Ｗ，に一定電圧か発生する。この電圧は２次巻
線を経て電圧■，に変換される。この電圧Ｖ，は、電流
電圧制限回路２０を経て、電力供給コンデンサＣ７を充
電するために用いられる。スイッチング・トランージス
タＴ１が始動回路によつて導通状態に保たれる時間より
も短い非常に短時間内に、電力供給コンデンサＣ７は、
電圧レベル検出器すなわちシユミツト・トリガ回路２２
が切換わるような値にまで充電される。シユミツト・ト
リガ回路の切換え．によつて、電流源２４はオンに切換
えられる。このとき制御回路が、順方向掃引に引継ぎ、
たとえば２５ＫＨｚの繰り返し周波数でスイッチング・
パルスを供給する。後述するように、出力電圧■。

を増幅した後、パルス幅変調器２６においてたとえば発
生器２５からの三角波電圧と比較する。その結果、供給
されるスイッチング◆パルスの持続時間は、また、電圧
■。によつて決定される。この最初の順方向掃引の間は
、出力電圧■。は小さい。この最初の順方向掃引の間で
は、トランジスタＴ１を流れる電流は、検出回路２９が
スイッチング・パルスの持続時間を減少させるパルスを
接続部３３を経て供給し始める程にはまだ増大すること
ができない。最初の順方向掃引期間τ，は、Ｃ６Ｖ６＝
し×τ，で与えられる。ここに、Ｃ６は始動コンデンサ
のキャパシタンスであり、Ｖ６は始動コンデンサの電圧
であり、しは始動回路（第１１図および第Ｊｌ２図と比
較）の電流制限サイリスタ回路を流れる電流である。ト
ランジスタＴ１がターンオフされる時間、すなわち帰線
時間内では、コンデンサＣ７の電圧の減少は、コンデン
サＣ７の電圧がシユミツト・トリガ回路の閾値以上に保
持される程に小さい。

したがつてシユミツト・トリガ回路は切換らず、制御回
路１は動作状態に保たれる。次の順方向掃引の間に、コ
ンデンサＣ７は再充電される。

その結果、入力電圧Ｖ１の半サイクル“の間に、トラン
ジスタは多数回たとえば２５０回ターンオンおよびター
ンオフされる。電力供給コンデンサＣ７はかなり小さく
することができる。

その理由は、スイッチングがかなり高い周波数で発生し
、電圧■が存在しないときには制御回路は帰線時間内で
はほとんど電流を消費しないからである。制御回路が付
勢されている限りは、始動回路を接続部３２を経てオフ
に切換えることができる。

入力電圧■が増大すると、トランジスタＴ１を流れる電
流は、フライバック・コンバータの各順方向掃引の間の
ある瞬時に、検出回路２９（後に第１４図および第１５
図に関連して説明される）が接続部３３を経て論理回路
２６にパルスを供給する程大きくなる。このパルスは、
関連する順方向掃引期間を減少させる。検出回路２９が
もはやパルスを供給しない程に入力電圧■が減少するま
でに、検出回路２９は論理回路２７を経て多数の順方向
掃引の間に順方向掃引期間を決定する。入力電圧■ｉが
さらに減少すると、コンデンサＣ７の電圧は各帰線毎に
減少する。ある瞬時に、コンデンサＣ７の電圧はシユミ
ツト・トリガ回路２２がリセットされる程に減少し、制
御回路が不作動にされて、入力電圧■１の関連半サイク
ルの残りの間トランジスタＴ１はカットオフ状態に保た
れる。この入力電圧の次の半サイクルの間に、この入力
電圧のレベルがたとえば７０ボルトの前記特定値に達す
るとすぐに、始動回路３０はトランジスタＴ１のベース
に始動パルスを再び供給する。このとき集積回路１は再
び付勢されて、前記制御回路はトランジスタＴ１のベー
スに多数のスイッチング・パルスを再び供給する。本発
明に基づくフライバック●コンバータの特徴は、制御回
路１への電源電圧は必ずしも存在しないが、この制御回
路自身によつてフライバック・コンバータがオンに切換
えられることである。

始動回路からのパルスが妥当でない瞬時すなわち入力電
圧■がコンデンサＣ７を一回で充電するに十分な程まだ
高くなつていない瞬時に発生すると、制御回路１はシユ
ミツト・トリガ回路２２の存在によつてオンに切換えら
れない。これは、始動条件が再び満たされ、すなわち始
動コンデンサが十分に充電され入力電圧■が十分に高く
なるまて延期される。コンバータの帰線の間に、たとえ
ば１．８Ａの平均電流が、２次巻線Ｗ，からダイオード
Ｄ１を経て電動機および蓄電池に供給される。

この場合、出力電流しの大部分が電動機Ｍに流れる。第
２図とは別に、出力回路中の要素を第４図に示すように
配置することもできる。

この場合、充電表示器Ｌａと充電用コンデンサＣ８との
並列接続回路を、電動機Ｍと蓄電池Ｂとの並列接続回路
に直列に接続する。たとえばニッケル−カドミウム電池
である蓄電池の端子電圧が、蓄電池がまだ充電されてい
ないけれどもフライバック・コンバータがオンに切換え
られたときに急速に特定値に達するという事実を利用す
ることができる。スイッチＳＡおよびＳＢが位置ａにあ
る限りは、出力電圧Ｖ。

は蓄電池の電圧に等しい。この電圧を、たとえば、第１
１図に関して説明するように始動回路３０に供給するこ
とができる。増加蓄電池電圧で、始動回路は、入力電圧
■の値を連続的に減少させるために始動パルスを供給す
ることができる。この場合、入力電圧■の周期の連続増
加部を用い、したがつて平均出力電流は連続的に増大す
る。このようにして、始動の間に電動機によつて必要と
される大電流を供給して、電動機を正確に始動させるこ
とができる。たとえば、１．２Ｖの蓄電池電圧に対し、
電動機を流れる電流はたとえばハである。入力電圧■ｉ
のいくつかの周期の後に、蓄電池電圧は高くなり（たと
えば２Ｖ）、コンデンサＣ７の電圧はシユミツト・トリ
ガ回路２２がリセットされる程にはもはや減少しえない
。

このとき制御回路１は連続動作状態にある。蓄電池電圧
はさらにわずか上昇し（たとえば２．４Ｖに）、電動機
は所望速度で回転する。この状態では、電動機を流れる
電流はたとえば約１Ａである。電圧■。（蓄電池電”圧
）は、また、回路２３，２６，２７を経て順方向掃引の
期間を制御し、その結果入力電圧■。が安定化される。
ニッケル−カドミウム蓄電池が完全に充電されない限り
は、これら蓄電池は緩衝コンデンサとして用いられる。

これは、１個の蓄電池あたりの端子電圧が約１．２５■
を越えない限り可能である。ニッケル−カドミウム緩衝
コンデンサは、次のような利点を有している。すなわち
、これらコンデンサは、比較的小さい寸法および比較的
軽い重量で、大きいキャパシタンス（たとえば６ファラ
ッド）を有することである。ニッケル−カドミウム蓄電
池の内部抵抗は非常に小さく、たとえばＲ１＝１２ｎ１
・Ωであり、このためかなり大きいリプル電流が許され
る。スイッチＳＡおよびＳＢが位置ａにある場合、出力
電流しの大半は電動機を流れ、蓄電池は本質的には充電
されない。

充電は、スイッチＳＡおよびＳＢが位置ｂにセットされ
るまで開始されない。蓄電池の充電の間、フライバック
・コンバータは、原則的には電動機が駆動されるときと
同じように動作する。しかし、第４図に基づく配置ては
、蓄電池の機能はコンデンサＣ８により引継がれる。こ
のコンデンサの電圧したがつてランプＬ２の電圧は、こ
の電圧が出力電圧■。として用いられるという点で一定
に保持され、この電圧により順方向掃引期間を制御する
。この場合、蓄電池の充電電流は一定に保たれる。使用
されるニッケル−カドミウム蓄電池は、この電源装置で
発生しうる最大充電電流で連続的に充電することがてき
る。

第４図に示す回路配置において、入力電圧■１をまだ負
荷されていない蓄電池に供給するときには、蓄電池を流
れる大きな負電流が存在しうる。

蓄電池の内部抵抗のために、蓄電池すなわち第４図の点
１１に負電圧が現われる。この点に現われる負電圧は、
それが集積回路内に寄生効果を生じさせるため望ましく
はない。さらに第４図の回路配置では、蓄電池の温度依
存性を補償するために他の手段はとられていない。フラ
イバック・コンバータの出力回路のための改良した配置
を第２図に示す。

さらに第５図は、蓄電池の電圧および充電表示器の電圧
がどのようにして増幅器３３に供給されるかを示す。こ
の増幅器はトランジスタＴ３およびＴ４を具える差動増
幅器であり、これらトランジスタのエミッタは電流源４
０に接続されている。トランジスタＴ３のコレクタをア
ースに接続する。トランジスタＴ４のコレクタを、抵抗
Ｒｌ４およびダイオードＤｌＯを経てアースに接続する
。トランジスタＴ４のベースは、基準電圧源２３によつ
て決定されるたとえば１．２Ｖの一定電圧Ｖ２ｌを受け
取る。スイッチＳＡおよびＳＢが位置ａにある場合、緩
衝コンデンサＣ９は電動機Ｍに並列に接続され、スイッ
チが位置ｂにある場合には、緩衝コンデンサＣ９は、蓄
電池とダイオード均と充電表示器Ｌａとの直列接続回路
に並列に接続される。スイッチＳＡおよびＳＢが位置ａ
にある場合、トランジスタＴ３のベースの電圧は、分圧
器Ｒ９，ＲｌＯ，Ｒｌ３を経て蓄電池の電圧により決定
される。

増幅された出力電圧■。″を、接続部３６（第３図と比
較）を経てパルス幅変調器２６に供給する。フライバッ
ク・コンバータの順方向掃引期間は、電圧ＶＪのレベル
によつて決定される。出力電圧■３，が増大すると、増
幅出力電圧■。″は増大して順方向掃引が短くなる。電
圧Ｖ。が減少するとき、順方向掃引は、発生器２５によ
つて供給される電圧の周期の最大半分を有する長い期間
を有している。蓄電池が充電されるとき、すなわちスイ
ッチＳ９およびＳＢが位置ｂにあるとき、トランジスタ
Ｔ３のベースは、抵抗Ｒｌ３を経てアースに接続される
。

充電表示器の電圧Ｖ９を、ダイオードＤ９および抵抗Ｒ
ｌ５を経て、トランジスタＴ４の２個のエミッタのうち
の１つに接続する。電圧Ｖ９が、電圧Ｖ２ｌとダイオー
ド］）９の電圧とトランジスタＴ４のベ−スーエミッタ
限界電圧との和を越える楊合には、電圧Ｖ９はパルス幅
変調器２６に直接伝達される。このとき順方向掃引期間
は電圧Ｖ９が一定に保たれるように制御され、したがつ
て蓄電池の充電電流は一定に保たれる。点１１の電圧Ｖ
。は、抵抗ＲｌＯおよびＲｌ３にわたる電圧に応じて制
御が行なわれる場合よりも小さい。順方向掃引から帰線
への転移のときに、蓄電池電圧は十分に確立されておら
ず、したがつてこの電圧は制御の目的には適していない
。

このような転移の間に、差動増幅器３３の出力電圧は、
ダイオードＤｌＯによつて簡単に抑制され、この後まで
増幅出力電圧が測定され制御パラメータとして用いられ
ることはない。出力電圧■。

の関数としてフライバック・コンバータの順方向掃引を
制御するために、のこぎり波発生器を設けることもでき
る。第６図は、のこぎり波発生器３９を具える制御回路
の一例の一部を示す。のこぎり波発生器の第１出力端子
を、パルス幅変調器２６の第１入力端子に接続する。出
力電圧■。を増幅器２３で増幅した後、たとえば差動増
幅器であるパルス幅変調器２６の第２入力端子に供給す
る。第７ａ図は、のこぎり波電圧■２および増幅された
出力電圧■。

″を時間の関数として示す。これら電圧をパルス幅変調
器において比較することにより、第７ｂ図に示すような
方形波電圧Ｖ３がパルス幅変調器の出力端子に発生する
。第７ａ図および第７ｂ図は、出力電圧■。″のレベル
が変化すると、変調器２６の出力端子のパルス持続時間
すなわち順方向掃引時間τ，が変化する。変調器２６の
出力端子のパルスを、インターフェース２８”を経て、
スイッチング・トランジスタＴ１のベースに伝達する。
順方向掃引時間τ，を検出回路２９により供給される情
報に応じて制御し得るようにするために、制御回路には
双安定回路２７を設ける。

検出器２９からのトランジスタＴ１をターンオフすべき
ことを表わすパルスをこの双安定回路に供給してこの回
路第１安定状態、いわゆる“セット状態にする。フライ
バック・コンバータの各順方向掃引時にはこの双安定回
路を第２安定状態、いわゆる“リセット状態にして、変
調器２６からの制御パルスをトランジスタＴ１のベース
に供給し得るようにする。この第２状態を得るためには
のこぎり波電圧の上昇縁を用いることができる。この目
的のために、双安定回路２７の第２入力端子を発生器３
９の第２出力端子に接続する。第２制御パルスが発生器
３９の１周期中に供給されないようにするために、パル
ス幅変調器２６の出力端子を双安定回路の第３入力端子
に接続する。のこぎり波電圧の上昇縁を用いて双安定回
路２７をリセットする必要かあり、且つ順方向掃引の持
続時間を零に調整し得るようにする必要がある場合は、
のこぎり波電圧の上昇縁を極めて急竣にし、そのピーク
が最小の丸みとなるようにする必要がある。しかし、極
めて急竣な上昇縁ののこぎり波−電圧は集積制御回路に
比較的大きな電流を流すことになる。この場合、回路素
子間のクロストークを避けるためには回路を比較的大表
面積に集積化する必要がある。更に、鋭いピークののこ
ぎり波を実現することは困難である。本発明では、上述
の問題を、制御回路内に三角波電圧を発生する発生器を
設けることにより除去することができる。

この場合、制御回路は第３図に示すように構成される。
第３図において三角波発生器は２５で示す。Ｃ５は三角
波発生器のコンーデンサで、周期的に充放電される。三
角波発生器のこのコンデンサと抵抗Ｒ６は集積化されな
い。この発生器が電源電圧の変化又は発生器の構成素子
の変化と無関係の一定の周波数を発生するようにするた
めに、発生器２５を基準電圧源２１に接続する。三角波
発生器２５は、三角波電圧に加えて、その三角波電圧の
下降縁に一致する高レベルを有する矩形波電圧を発生す
る。第８図にこの三角波電圧をＶＥで、矩形波電圧をＶ
Ｆで示す。この三角波電圧ＶＥの傾きは第７ａ図ののこ
ぎり波電圧の上昇縁の傾きより小さい。この場合、第３
図の集積回路を流れる電流は第６図の回路を流れる電流
よりも小さくなる。矩形波電圧■Ｆは論理回路２７に供
給する。この回路は第９図に更に詳細に示す。回路２７
は４個のいわめるＮＯＲゲート４０，４１，４２及び４
３を具える。

これらゲートの出力端子には両人力端子に論理値０が供
給された場合にのみ論理値１が現われる。論理値０は低
電圧レベル、論理値１は高電圧レベルを意味するものと
する。パルス幅変調器２６の出力電圧■。

は増幅された出力電圧ＶＪが三角波電圧■Ｅより小さい
場合に高レベルを有する。■ｏ″がＶＥより大きくなる
と電圧Ｖｃは低レベルになる。論理回路２７の、点Ｆ及
びＧにおける電圧レベル（論理値１及びＯ）の函数とし
ての動作は第１０図の真理値表で与えられる。

この表において、Ｆ，Ｇ，Ｈ，Ｋ，Ｌ及びＭは第９図の
対応する点の電圧レベルを示す。ゲート４１及び４２は
フリップフロップ回路を構成する。

この回路は、点Ｆの電圧が論理値１から論理値０に変化
する場合に第１状態（リセット状態、即ちＬ＝０）にセ
ットされ、この状態ではスイッチングパルスを中間回路
２８に転送し得る。この回路４１，４２は、点Ｆの電圧
が論理値０を示し点Ｇの電圧が論理値１からＯに変化す
る場合に第２状態（Ｌ＝１）にセットされ、この状態で
はスイッチングパルスを転送し得ない。従つて、このフ
リップフロップ回路は電圧■。の１周期中１個のスイッ
チングパルスのみを転送し得る。第１０図の表から、電
圧Ｖｃが論理値１の場合、ＶＦが論理値０を示す限り、
ゲート４３の点Ｍに論理値１が現われることが解る。

電圧ＶＦが論理値１を示す場合は出力端子Ｍには論理値
０が現われる。電圧■。″が零ボルトで、電源回路が未
充電蓄電池に対してスイッチオンされる場合、ＶＯは常
に論理値“１゛を示し、接続線３３からパルスが供給さ
れない場合にはスイッチングパルスの持続時間はＶＦに
より決定される。この場合のスイッチングパルス（第８
ｃ図にＰ。で示す）は最大のパルス持続時間、即ち電圧
■Ｅ（又は■Ｆ）のノ周期の５０％の持続時間を有する
。電圧■。

″が零ボルトでない場合（第８ａ図）、この電圧により
スイッチングパルス（第８ｄ図にＰ１で示す）の持続時
間を決定される。ＶＪが■Ｅに等しくなると同時にＶｃ
が論理値０になり、論７理値１がゲート４０の出力端子
Ｈに現われる。この場合、回路４１，４２は第２状態に
セットされ、その結果論理値１が出力端子Ｍに現われ、
スイッチングパルスが遮断される。このように、三角波
発生器２５を論理回路２７９と関連して用いることによ
りスイッチングパルスの持続時間を電圧■Ｅの周期のＯ
％〜５０％の間で簡単に制御することができる。

検出回路２９から短かいパルス２９（第８ｅ図）を点Ｇ
に接続されたゲート４０の入力端子に供給することがで
きる。

この結果、出力端子Ｍが短時間のみ論理値０になる。パ
ルスＰ９がフリップフロップ回路４１，４２を第２状態
にセットし終ると、パルスＰ２９が消滅した直後は出力
端子Ｍに論理値１が現われ得ない。これがため、回路４
１，４２は最初第１状態にセットする必要がある。この
セットは電圧ＶＦが最初論理値１を有し、次いで論理値
０に変化し終るまで起らない。この場合、更に、■。が
論理値１であると、論理値１が出力端子Ｍに現われ得る
。パルスＰ２９の発生のために、順方向掃引時間τ，は
パルスＰ２９がない楊合τ，より短かくなる。ゲート４
３は２入力ＮＯＲゲートの代りに３入力ＮＯＲゲートを
用いることができる。

この場合、第３入力端子は第９図に破線３７で示すよう
に点Ｈに接続する。これにより論理回路２７のスイッチ
ング機能は変化せず、スイッチングが僅かに速くなる。
第３図に示すように、論理回路２７には接続線３４を経
て始動回路３０からの情報も受信させる。

これにより始動回路３０から始動パルスが得られる限り
このパルスをトランジスタＴ１のベースに供給する。三
角波発生器２５にも接続線３５を経て始動回路３０から
の情報を受信させる。

これにより始動一パルス中三角波発生器を順方向掃引せ
しめ、始動回路からのパルスと三角波発生器により発生
されたパルスとの時間関係を正確に規定する。以上、増
幅器２３を除き第３図の回路配置の素子或はサブ回路を
それらの機能についてのみ説明！した。

基準電圧源２１、シユミツト・トリガ２２、電流源２牡
三角波発生器２５及び差動増幅器２６は既知の設計のも
のとすることができ、それらの構成については詳述しな
い。インターフェース回路２８（微小電力非飽和論理出
力を高圧トランジスタに適合させる回路）も既知の設計
のものとすることができる。以下、始動回路３０、検出
回路２９及び電流及び電圧制限回路２０の数例について
説明する。これら回路は本発明制御回路に特に好適であ
る。１第１１図は本発明に
よる始動回路３０の第１の例を詳細に示す。この回路の
主な素子は始動コンデンサＣ６，２個のトランジスタＴ
５及びＴ６及びトランジスタＴ５及びＴ６のベース間の
ツェナーダイオードである。この始動回路は次のように
作動する。

入力電圧■（第２図）が供給された瞬時から、コンデン
サＣ６が充電される。このコンデンサの電圧ＶＣ６が限
流抵ｔ／ＬＲｌ７の両端間電圧、ツェナー電圧、トラン
ジスタＴ５のベース・エミッタ限界電圧及び抵抗Ｒｌ６
の両端間電圧の和に等しくなつた瞬時に、トランジスタ
Ｔ５がターンオンする。トランジスタＴ６のベース電圧
は抵抗Ｒｌ６の抵抗値とトランジノスタＴ５のコレクタ
電流の積により決まる。トランジスタＴ５のコレクタ電
流が増大すると、所定瞬時に抵抗Ｒｌ６の両端間電圧が
トランジスタＴ６及びＴ１のベース・エミッタ限界電圧
と抵抗Ｒ５の両端間電圧の和電圧を越えるため、トラン
ジスタ・Ｔ６及びＴ１もターンオンする。この瞬時にコ
ンデンサＣ６はトランジスタＴ５及びＴ６を経てトラン
ジスタＴ１のベースに放電する。この場合電源回路は始
動し、順方向掃引が始まる。トランジスタＴ，及びＴ６
はサイリスタ回路を構成し、その限界゛電圧が越えられ
ると、互に導通状態を維持する。第３トランジスタＴ７
はコンデンサＣ６と並列に接続され、このトランジスタ
は接続線３２を経てインターフェース回路２８に接続さ
れる。このトランジスタは、制御回路が動作中である限
り、コンデンサＣ６を充電し得ないようにして始動回路
が始動パルスを供給し得ないよう１こする。更に、出力
電圧■。に比例した電圧を破線３８で示す接続線を経て
トランジスタＴ６のベースに供給することもできる。こ
の場合、電圧■。によつても始動瞬時が決定される。こ
の場合、入力電圧■が供給された後、始動パルスは電圧
■が低い値から上昇する順次の周期中発生することがで
きる。これがため、モータを正しく始動することができ
る。上述の始動回路の利点は、その回路内に現われる電
圧及び電流が比較的小さい点にある。

この結果、この回路は、抵抗Ｒ７及びコンデンサＣ６を
除いて、制御回路の他の回路と一緒に容易に集積化する
ことができる。第１１図の始動回路では、コンデンサＣ
６をサイリスタ回路Ｔ５，Ｔ６により完全に放電させる
ことはできない。

後述する検出回路２９の特定の変形例においてはコンデ
ンサＣ６により追加の機能を行なわせるために、コンデ
ンサＣ６を完全に放電させる必要がある。この放電は第
１２図に示す始動回路の第２の例で達成することができ
る。この図の左側部分にはサイリスタ回路Ｔ５，Ｔ６，
ツェナーダイオードＤ２及び抵抗Ｒ，６を示す。限流抵
拍只，。及びＲ２ｌ及びダイオードＤュ，は、第１サイ
リスタ回路Ｔ，，Ｔ６に電流が流れる限り、この電流を
一定にする。トランジスタＴｌＯはトランジスタＴ６に
主電流を供給すると共にトランジスタＴ５にベース電流
を供給する。第１２図の左側部分にはトランジスタＴｌ
２及びＴｌ３より成る第２のサイリスタ回路を示す。こ
の始動回路は次のように作動する。入力電圧■（第２図
）が供給された瞬時からコンデンサＣ６がダイオードＤ
ｌｌを経て充電される。このときはまだ第１サイリスタ
回路Ｔ５，Ｔ６及び第２サイリスタ回路Ｔｌ２，Ｔｌ３
には電流が流れない。コンデンサＣ６の電圧が所定レベ
ルを越えると、サイリスタ回路Ｔ，，Ｔ６が第１１図に
つき述べたようにターンオンする。第２サイリスタ回路
はまだターンオンしない。その理由は、点４の電圧、即
ち−トランジスタＴ，２のベース電圧が点５の電圧、即
ちトランジスタＴｌ２のエミッタ電圧より正であるため
である。コンデンサＣ′Ｇが第１サイリスタ回路を経て
放電すると、トランジスタＴｌ５がターンオンするため
、トランジスタＴｌ３も導通状態に駆動される。このと
きトランジスタＴｌ２のベース電圧が減少し、トランジ
スタＴｌ２を経てトランジスタＴｌ３のベースに電流が
流れ始めるため、このトランジスタが更に導通状態に駆
動され、これによりトランジスタＴｌ２が更に導通状態
に駆動される。従つてサイリスタ回路Ｔｌ２，Ｔｌ３は
コンデンサＣ６の電圧が特定レベル以下に低下する瞬時
に急速にターンオンする。このとき、トランジスタＴ６
のベース電圧は、第１コレクタが抵抗Ｒ２３を経て接地
され第２コレクタがトランジスタＴｌ６のベースに接続
されたトランジスタＴｌ４を経て急激に減少する。この
結果、このトランジスタ、従つて第１サイリスタ回路が
急速にターンオフする。この場合コンデンサＣ６はサイ
リスタ回路Ｔｌ。，Ｔｌ３を経て更に放電される。この
コンデンサが放電し終ると、サイリスタ回路Ｔｌ２，Ｔ
ｌ３は、そのベース電圧がそのエミッタ電圧より正にな
るため、ターンオフする。サイリスタ回路Ｔｌ。

，Ｔｌ３はコンデンサＣ６の充電が阻止される時のみコ
ンデンサＣ６を放電する。コンデンサＣ６が再び充電電
流を受けると同時に、抵抗Ｒ７の電圧降下がトランジス
タＴｌ。のベース電圧をそのエミッタ電圧より正にして
サイリスタＴｌ。，Ｔｌ３をターンオフする。トランジ
スタＴ７は第１１図の回路と同様の機能を有する。

第２図の始動回路は更にトランジスタＴｌｌを具える。
このトランジスタを経て、第１サイリスタ回路の状態、
即ち高電圧トランジスタＴ１へのベース電流の供給又は
非供給を接続線３４及び３５を経て発生器２５及び論理
回路２７に伝送する。サイリスタ回路Ｔ５，Ｔ６の状態
は第１１図の始動回路を具える制御回路内の発生器２５
及び論理回路２７にも供給することができる。本発明電
源装置により供給する最大平均出力電力は入力電圧■１
の種々の値の時に一定に維持することが望ましい。前述
したように、制御回路（集積回路１）は入力電圧の特定
のレベルで駆動される。この制御回路は、入力電圧が９
０■の振幅を有する交流電圧ではなく２９０Ｖの振幅を
有する交流電圧の場合には、入力電圧の周期の一層大き
な部分に亘り動作状態に維持されること明らかである。
この結果、何らかの手段を講じないと、フライバック・
コンバータは９０Ｖの入力電圧の時より２９０Ｖの入力
電圧の時の方が大電力を供給する。従つて、高い実効値
の入力電圧のときは最大平均出力電力を制限する必要が
ある。これがため、公知の原理に従つて、高電圧トラン
ジスタＴ１を流れる電流に比例した電圧を用いノてサイ
リスタを制御する。

このサイリスタはトランジスタＴ１の電流が特定レベル
を越えると同時にターンオンさせる。次いでこのサイリ
スタによりトランジスタＴ１をターンオフさせる。更に
、このサイリスタによりパルスを論理回路２７に転７送
して制御回路１から供給されるスイッチング・パルスを
早めに遮断する。しかし、このようにすると、種々の実
効値の入力電圧■１に対する平均出力電流しが一定に維
持し得なくなる。

このことは第１３ａ及び１３ｂ図クを用いて説明できる
。第１３ａ図は順方向掃引τ，中１次巻線を流れる電流
１１の変化及び帰線期間τ６中流れる電流１２の変化を
示す。

１２は変成器の１次側に変成した２次電流である。

１１及び１２の傾きはそれぞれ整流電圧■９及び２次電
圧■ｓの瞬時値により決まる。

１１は例えば前述のサイリスタにより値１１に制限され
る。

ちは、帰線が終了し、次の掃引が始まる瞬時の１２の値
てある。２次電圧を特定の値に固定すると１２の傾きは
一定になる。

電圧■６は非平滑電圧である。

この結果、１１の傾きは電圧■９の一周期中の順次の順
方向掃引に対し常に変化する。第１３ｂ図は電圧■６が
高い瞬時値のときの１１及び１２の変化を示す。１１は
第１３ａ図と同一である。

しかし、第１３ａ図の場合より順方向掃引期間γ，は短
かく、ＩＯの値は小さい。１帰線期間に亘る１２の平均
値は電圧■９の１周期中における順次の帰線期間に対し
一定でない。

しかし、電圧ＶＡの１周期に亘り平均化すると、１２は
ＶＡの１つの特定の実効値に対し一定値となる。しかし
、何らかの手段を講じないと、１２のこの平均値はＶＡ
の実効値の変化、従つて入力電圧Ｖ１の実効値の変化に
応じて変化する。本発明によれぱ、１１の値を入力電圧
■，の実効値に適合させる。第１４図に示すように、本
発明電源回路には抵抗Ｒｌ８及びＲｌ９より成る補正回
路網を設ける。電圧ＶＡに比例する抵抗Ｒｌ９の端子電
圧とトランジスタＴ１の電流に比例する抵抗Ｒ５の端子
電圧の和電圧をサイリスタ回路に供給する。このサイリ
スタ回路は例えばＰＮＰ−ＮＰＮトランジスタ対Ｔｌ６
，Ｔｌ７で構成する。前記和電圧が特定の値を越えると
、トランジスタＴｌ７；従つてサイリスタ回路Ｔｌ６，
Ｔｌ７がターンオンする。このときトランジスタＴ１は
遮断され、パルスが接続線３３を経て論理回路２７に転
送される。抵抗Ｒｌ９の端子電圧を抵抗５の端子電圧に
加えると、Ｉが低い実効値の■Ａよりも高い実効値のＶ
Ａに対し小さくなる。

これがため、モータの始動中理想的に一定の平均出力電
圧を９０■〜２９０Ｖの入力電圧に対し得ることができ
る。第１５図は検出回路２９の第２の好適例を示す。

フライバック◆コンバータにおいて、整流電圧■６の各
周期中１次巻線及びトランジスタＴ１を流れる電流は必
ず零値から始まるとは限らず、この電流は整流電圧ＶＡ
の順次の周期において除々・に高くなる初期値から増大
する。トランジスタＴ，の電流の大きさをこの電流の遮
断の唯一の基準として用いる場合、特に小順方向掃引時
間に対しトランジスタＴ１が１次巻線に充分なエネルギ
ーが蓄積される前にターンオフすることが起り得る。第
１５図のエネルギー検出回路ではこれを考慮してこの回
路によりフライバック●コンバータにより供給される。
最大エネルギー量を決定する。この回路の主な素子はト
ランジスタＴ２Ｏ及びＴ２ｌより成る差動増幅器である
。

トランジスタＴ２ｌのベースはダイオードＤ２Ｏによソ
ー定電圧に維持する。トランジスタＴ１の電流に比例す
る抵抗）Ｒ５の端子電圧をトランジスタＴ２。及び分圧
器Ｒ３Ｏ，Ｒ３ｌを経てトランジスタＴ２Ｏのベースに
供給する。既知のように、差動増幅器Ｔぇ，Ｔ２ｌの出
力電流はスロープとトランジスタＴ２Ｏ及びＴ２ｌのベ
ース電圧の差との積に比例する。

ここでスロープはＳ＝ＡＩで与えられ、Ｉは差動増幅器
のテール電流であり、ａは温度依存量である（ａ＝ＤＶ
：ｑは電子の電荷、Ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度
】である）。電流１１従つてスロープＳは入力電圧■に
より決まるようにする。この目的のために、始動回路の
コンデンサＣ７を利用する。フライバック・コンバータ
が始動され、制御回路１がスイッチオンされると、トラ
ンジスタＴ７は接続線３２を経てインターフェース回路
２８により順方向掃引中遮断されるため、コンデンサＣ
６が僅かに充電される。帰線中トランジスタＴ７はター
ンオンし、コンデンサＣ６の電荷を放電し得る。順方向
掃引中のコンデンサＣ６の電圧はＶ．＄３＝ＩＣ６．ｔ
７「て与えられる。

充電電流１。６は入力電圧Ｖｉに比例する。

コンバータ回路により電圧ＶＣ６の変化を差動増幅器Ｔ
９，Ｔ２ｌを流れる電流の変化に変換する。このコンバ
ータ回路は、ベースに電圧ＶＯ６が供給される第１トラ
ンジスタＴ２４とダイオードＤ２２及び第２トランジス
タＴ２５より成る電流ミラーとで構成する。この場合、
差動増幅器Ｔ２Ｏ，Ｔ２ｌを流れるテール電流１はＩ＝
Ｂ．■．Ｔで与えられ、ここでｂはコンデンサＣ６及び
電流一電圧変換器の構成素子により決まる定数である。
この場合、差動増幅器のスロープＳはＳ＝Ａ．ｂ．■．
ｔとなる。トランジスタＴ２Ｏ及びＴ２ｌのベース電圧
の差は抵抗Ｒ５を流れる電流に比例し、この電流は１５
＝Ｌ＋Ｄ．■．ｔで与えられる。この式においてｄは１
次巻線のインピーダンスを含む定数である。ＩＯは変成
器か残留エネルギー（順次の順方向掃引中一定）を保持
することにより生ずる残留電流てある。従つて、差動増
幅器の出力信号は（ＩＯ＋Ｄ．■．ｔ）Ａ．ｂ．■．ｔ
に比例する。この出力信号が所定レベルを越えると同時
に、トランジスタＴ２９が第２差動増幅器Ｔ２６，Ｔ２
７を経てターンオンされる。この結果、ゲート回路２７
のゲート４０の入力レベルが接続線３３を経て論理値０
にセットされ、トランジスタＴ１のベースへのスイッチ
ング●パルスが早めに終了する。これがため、１次巻線
を流れる電流の大きさ及び入力電圧の大きさが掛酌され
る。差動増幅器Ｔ２Ｏ，Ｔ２ｌの出力回路はダイオード
Ｄ２ｌとトランジスタＴ２３より成る電流ミラーで構成
するのが好適である。

電流ミラーの利点は差動増幅器の出力信号への直流成分
の影響が除去される点にある。第１５図のエネルギー検
出回路は、更に、抵抗Ｒ３８でエミッタを共通に接続し
たトランジスタＴ２６−及びＴ７より成る差動増幅器を
具える。

この差動増幅器の出力回路もダイオードＤ２３及びトラ
ンジスタＴ２８より成る電流ミラーで構成する。この差
動増幅器を経て蓄電池の端子電圧によりフライバック・
コンバータにより供給されるエネルギーを決定すること
もできる。蓄電池の端子電圧■。を分圧器Ｒ３５，Ｒ３
６，Ｒ３７を経てトランジスタＴ２７のベースに供給す
る。フライバック・コンバータの各順方向掃引中、トラ
ンジスタＴ２９がターンオンする瞬時はトランジスタＴ
２６のベース電圧がトランジスタＴ２７のベース電圧を
越える瞬時により決定される。

電圧■ｏが低い場合、例えばモータの始動中、前記瞬時
はＶＯ、が高い場合より帰線中に早く発生する。この差
動増幅器Ｔ２６，Ｔ２７を用いることにより短絡回路（
ＶＯ＝０）の場合に２次電流が制限される。前述したよ
うに、蓄電池の端子電圧は順方向掃引から帰線への遷移
中は充分に限定されない。

これがため、エネルギー検出回路にダイオードＤ２４を
設け、これにより斯る遷移中トランジスタＴ２７のベー
スに一定の電圧を短時間供給する。これにより遷移中蓄
電池の端子電圧は短時間抑圧される。ダイオードＤ２４
は蓄電池の実際の端子電圧に調整するのに若干の時間を
必要とする。各順方向掃引中トランジスタＴ２７のベー
ス電圧はトランジスタＴ２６のベース電圧を少くとも短
時間の間越えるため、トランジスタＴ２９は少くとも短
時間の間ターンオフする。これがため、制御回路により
供給されるスイッチング・パルスの持続時間は常に零よ
り大きくなる。電流検出回路は発生器２５と無関係に作
動する。

フライバック●コンバータの電圧Ｖ，（第２図）は大き
な変化（例えば２．５Ｖ〜２５Ｖ）を示し得る。

１次巻線を流れる電流も特にスイッチングオン中に大き
な変化を示し得る。

コンデンサＣ７（第８図）の電圧を集積回路１の電源電
圧として用い得るようにするためには前記電圧を例えば
３．５Ｖ〜４Ｖに制限し安定化する必要がある。更に、
コンデンサＣ７の充電電流は１次巻線に変成されるため
この電流も制限する必要がある。これらの要件を満す回
路配置を第１６図に示す。トランジスタＴ２及び抵抗Ｒ
４Ｏを経て流れるコンデンサＣ７の充電電流はトランジ
スタＴ３Ｏ及びダイオードＤ３ｌで制限する。トランジ
スタ３０は２個のコレクタを有し、一方のコレクタをこ
のトランジスタのベースに接続して電流ミラーを構成し
ている。Ｔ３２は抵抗として用いる電界効果トランジス
タである。この抵抗はトランジスタＴ３Ｏをバイアスす
る。電圧が点１２に供給されると、トランジスタＴ３Ｏ
及びＴ３５がターンオンする。このときトランジスタＴ
３４，Ｔ３３及びＴ３ｌのベース電圧はこれらトランジ
スタを導通する値となる。この結果、トランジスタＴ２
のベース電流はこのトランジスタが導通する値に調整さ
れる。このとき点１２から抵抗Ｒ４Ｏ及びトランジスタ
Ｔ２を経てコンデンサＣ７に充電電流が流れる。この充
電電流は抵抗Ｒ４Ｏにより制限される。充電電流が大き
く増大すると、抵抗Ｒ４Ｏの電圧降下も大きく増大する
。この電圧がトランジスタＴ３Ｏ及びダイオードＤ３ｌ
を経てトランジスタＴ２のベースに供給される。抵抗Ｒ
４Ｏの端子電圧が増大するとトランジスタＴ２のｌベー
ス電圧も増大するため、このトランジスタを流れる電流
が減少する。このようにしてトランジスタＴ２の電流、
従つてコンデンサＣ７の充電電流が一定に維持される。
コンデンサＣ７の端子電圧はダイオードＤ３４，Ｄ３５
，及びＤ３６、トランジスタＴ３ｌ，Ｔ３５及びダイオ
ードＤ３２及びＤ３３により制限する。

充電電流をトランジスタＴ２を流す必要があるときはト
ランジスタＴ３３が導通する必要がある。即ちこのトラ
ンジスタのベース電圧がそのエミッタより充分正になる
必要がある。このトランジスタＴ３３のエミッタは３個
のダイオードＤ３４，Ｄ５，Ｄ３６を経てコンデンサＣ
７に接続されているため、そのエミッタ電圧はコンデン
サＣ７の電圧から３個のダイオードの電圧降下を引算し
た値に等しい。トランジスタＴ３３のベースはダイオー
ドＤ３２及びＤ３３及びトランジスタＴ３５を経て接地
されているため、そのベース電圧は３個のダイオードの
電圧降下に略々等しい。これがため、トランジスタＴ３
３はそのエミッタ電圧が２個のダイオード電圧降下より
大きくならない限り導通する。これは、コンデンサＣ７
の端子電圧が最大で５個のダイオードの電圧降下に等し
くなることを意味する。コンデンサ電圧が５個ダイオー
ド電圧を越えると、１・ランジスタＴ３３はターンオフ
するため、トランジスタＴ２のベース電流、従つてコン
デンサＣ７の充電電流は減少或は遮断される。ダイオー
ドＤ３７は、点１２の電圧がコンデンサＣ７の電圧より
低い場合にトランジスタＴ２が誤つた方向に導通するの
を阻止するために挿入してある。

この場合、ダイオードＤ３４及びＤ３７の電圧降下によ
りトランジスタＴ３ｌがターンオフするため、トランジ
スタＴ２のベース電流は流れ得ない。以上、本発明を電
気ひげそり器用電源回路について説明したが、本発明は
これに限定されるものでなく、本発明は回路を小形、軽
量且つ低消費電力にする必要のある切換電源が必要とさ
れる全ての場合に広く用いることができるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図はフライバック◆コンバータの原理を示．す図、
第２図は制御回路を集積回路の形で設けた本発明電源装
置を示す図、第３図は電源装置のための制御回路のブロ
ック線図、第４図はフライバック・コンバータの出力回
路の第１例を示す図、第５図はフライバック・コンバー
タの出力回路の第２例および出力電圧のための増幅器を
示す図、第６図はのこぎり波発生器を具える制御回路の
一部のブロック線図、第７ａ図および第７ｂ図はのこぎ
り波発生器によつて供給される電圧およびのこぎり波電
圧が供給されるパルス幅変調器の出力電圧をそれぞれ示
す図、第８図は制御回路内の種々の点で発生する電圧お
よびパルスの波形図、第９図は制御回路内に設けられる
論理回路を示す図、第１０図は論理回路の真理値を示す
図、第１１図および第１２図は本発明に基づく始動回路
の例を示す図、第１３ａ図および第１３ｂ図は異なる入
力電圧レベルでフライバック●コンバータの１次巻線を
流れる電流および２次巻線を流れる電流をそれぞれ示す
図、第１４図および第１５図は本発明に基つく検出回路
の例を示す図、第１６図は制御回路の電源のための電流
電圧制限回路の例を示す図である。１・・・・・制御回路、２０・・・・・・電流電圧制限
回路、２１・・・・基準電圧源、２２・・・・・ルベル
検出器、２３・・・・・・増幅器、２４・・・・・・電
流源、２５・・・・・三角波発生器、２６・・・・・・
パルス幅変調脈２７・・・・・論理回路、２８・・・・
・・インターフェース、２９・・・・・・検出回路、３
０・・・・・・始動回路、４０・・・・・電流源、Ｔ１
・・スイッチング●トランジスタ、Ｔｒ・・・・・・変
圧器、Ｗｐ・・・・・・１次巻線、Ｗ９・・・・・・２
次巻線、Ｂ・・・・蓄電池、Ｍ・・・・・・電動機、Ｌ
ａ・・・・・充電表示器、ＳＡ，ＳＢ・・・・スイッチ
、Ｃ５・・・・・・三角波発生用コンデンサ、Ｃ６・・
・・・・始動コンデンサ、Ｃ７・・・・・・電源コンデ
ンサ。

Claims

【特許請求の範囲】１出力回路内に直流電動機を設け得るフライバックコ
ンバータを具え、該フライバックコンバータには、大部
分が集積回路として設計され、数＋ＫＨｚ程度の固定周
波数及び制御されたパルス持続時間を有する制御パルス
を発生して該フライバックコンバータ内の変成器の１次
巻線と直列に接続されたスイッチング素子を制御する回
路であつて、前記フライバックコンバータの出力電圧及
び前記変成器の１次巻線を流れる電流に応じて前記制御
パルスを制御する装置を具える制御回路を設けて成る、
直流電動機、特に電気ひげそり器用直流電動機を駆動す
る装置において、前記変成器の２次巻線に直列に再充電
可能蓄電池を接続したこと；前記電動機を該蓄電池と並
列に接続するための切り換え装置を設けたこと；前記変
成器の２次巻線から充電され、前記制御回路を附勢する
電源コンデンサを設けたこと；前記制御回路に前記電源
コンデンサの両端間電圧が特定の限界値を越えるとき該
制御回路を動作状態に維持する電圧レベル検出器を設け
たこと；始動コンデンサを具え、前記制御回路が不作動
状態の場合において該始動コンデンサの両端間電圧及び
瞬時入力電圧が特定レベルを越えたときに前記スイッチ
ング素子に制御電流を供給する始動回路を設けたこと；
及び前記制御回路に前記１次巻線を流れる電流及び入力
電圧の瞬時値を検出する検出回路を設け、前記制御パル
スのパルス持続時間が該検出回路の出力信号によつても
決定されるようにしたことを特徴とする直流電動機駆動
装置。２特許請求の範囲１記載の装置において、前記制御回
路は、直線側縁を有する周期的電圧を発生する電圧発生
器と該電圧発生器に接続された第１入力端子及び出力電
圧により決定された電圧が供給される第２入力端子を有
するパルス幅変調器と、該パルス幅変調器の出力端子に
接続された第１入力端子及び前記パルス幅変調器及び前
記検出回路の双方の出力端子に接続された第２入力端子
を有し、前記パルス幅変調器により供給されるパルスを
前記スイッチング素子の制御入力端子に供給する論理回
路として構成したことを特徴とする直流電動機駆動装置
。３特許請求の範囲２記載の装置において、前記電圧発
生器により三角波電圧を発生させ、且つ該電圧発生器の
制御入力端子及び前記論理回路の制御入力端子を前記始
動回路の出力端子に接続したことを特徴とする直流電動
機駆動装置。４特許請求の範囲１又は２記載の装置において、前記
始動回路にはツェナーダイオードを含むサイリスタ回路
を設け、且つ前記始動回路と並列にスイッチング素子を
設け、その制御入力端子を前記制御回路の反転出力端子
に接続したことを特徴とする直流電動機駆動装置。５特許請求の範囲４記載の装置において、前記始動回
路には、更に、前記始動コンデンサの両端間電圧が特定
レベルより低いときに前記第１サイリスタ回路をターン
オフする第２サイリスタ回路を設けたことを特徴とする
直流電動機駆動装置。６特許請求の範囲２記載の装置において、前記検出回
路をサイリスタ回路で構成し、その制御入力端子には、
前記１次巻線と直列に接続されたスイッチングトランジ
スタのエミッタ抵抗の両端間電圧と、前記１次巻線と前
記スイッチングトランジスタのコレクタ・エミッタ通路
と並列に接続された分圧器からの電圧とを供給したこと
を特徴とする直流電動機駆動装置。７特許請求の範囲４記載の装置において、前記検出回
路には差動増幅器を設け、その第１入力端子には固定電
圧を供給し、その第２入力端子には前記変成器の１次巻
線を流れる電流に比例する電圧を供給し、そのテール電
流は前記始動コンデンサ両端間の電圧に比例させたこと
を特徴とする直流電動機駆動装置。８特許請求の範囲７記載の装置において、前記検出回
路には、更に、第２差動増幅器を設け、その第１入力端
子を前記第１差動増幅器の出力端子に接続し、その第２
入力端子を前記フライバックコンバータの出力電圧を分
圧器を経て受信するように接続したことを特徴とする直
流電動機駆動装置。