DE2858794C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Speiseschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine derartige Schaltungsanordnung kann beispielsweise zum Aufladen einer Akkumulatorbatterie und/oder zum Speisen eines Motors verwendet werden. Insbesondere ist eine derartige Schaltungsanordnung in einem aufladbaren Rasiergerät verwendbar.

Eine solche Schaltungsanordnung ist beispielsweise aus "Philips Application Nr. 475" bekannt. Dabei fließt während des sogenannten Hinlaufes ein Strom durch die Primärwicklung, wodurch in dem Transformator Energie gespeichert wird. Bei einem bestimmten Wert des Primärstromes wird der Schalttransistor abgeschaltet, so daß der Primärstrom unterbrochen wird. Die gespeicherte Energie wird dann während des sogenannten Rücklaufes über die Sekundärwicklung und die Diode in Form eines Stromes der Belastung abgegeben.

Zum Aufladen einer Akkumulatorbatterie und zum Speisen beispielsweise eines Motors soll der Ausgangsstrom über einen großen Bereich von Eingangsspannungen innerhalb bestimmter Grenzen bleiben, um Beschädigung der Akkumulatoren und/oder des Motors zu vermeiden. Eine weitere Anforderung ist, daß der belastete Motor direkt und störungsfrei auch bei ungeladener Akkumulatorbatterie anlaufen können muß.

Bei der bekannten Schaltungsanordnung wird die Ausgangsspannung durch die Größe des Tastverhältnisses bestimmt. Dadurch, daß dieses nachgeregelt wird, wird die Ausgangsspannung auf dem erwünschten Wert gehalten.

Die bekannte Schaltungsanordnung eignet sich nicht zum Aufladen einer Batterie, weil dabei nicht die Spannung an, sondern vielmehr der Strom durch die aufzuladende Batterie von Bedeutung ist. Die bekannte Schaltungsanordnung ist folglich nicht verwendbar zum Speisen des Motors eines aufladbaren elektrischen Apparates aus dem Netz sowie zum Aufladen der Batterie desselben.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, die zum Speisen eines aufladbaren elektrischen Apparates geeignet ist.

Diese Aufgabe ist gelöst durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1.

Die erfindungsgemäße Speiseschaltung eignet sich wegen der genannten Schaltmittel zum Liefern einer geregelten Speisespannung für den Motor sowie zum Liefern eines geregelten Ladestromes für die Batterie.

Weitere Vorteile der Erfindung gehen aus den Unteransprüchen hervor.

Die Erfindung wird nachstehend beispielsweise anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Prinzip eines Rücklaufwandlers,

Fig. 2 eine Speisevorrichtung nach der Erfindung mit einer Steuer- und Regelschaltung in Form einer integrierten Schaltung,

Fig. 3 eine erste Ausführungsform des Ausgangskreises des Rücklaufwandlers,

Fig. 4 eine zweite Ausführungsform eines derartigen Ausgangskreises und weiter einen Verstärker für die Ausgangsspannung,

Fig. 5a und 5b den Strom durch die Primärwicklung bzw. den transformierten Strom durch die Sekundärwicklung des Rücklaufwandlers bei verschiedenen Pegeln der Eingangsspannung.

Fig. 6 eine Ausführungsform einer Detektionsschaltung zur Anwendung in einer Speiseschaltung nach der Erfindung.

In diesen Figuren sind stets dieselben Elemente mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.

Die Speiseschaltung nach der Erfindung gründet sich auf das Prinzip des Rücklaufwandlers (auch als "fly-back converter bezeichnet). Das Prinzip eines derartigen Wandlers zeigt Fig. 1.

Während der Zeit, in der der Schalttransistor T₁ stromführend ist (die sogenannte "Hinlaufzeit") fließt ein linear mit der Zeit zunehmender Strom durch die Primärwicklung W_p des Transformators T_r und wird eine bestimmte Menge magnetischer Energie in dieser Wicklung aufgebaut. Während der Zeit, in der der Transistor T₁ stromunterbrechend ist (die sogenannte "Rücklaufzeit"), wird die aufgenommene Energie an die Akkumulatorbatterie B und den Motor M abgegeben. Der Transistor T₁ wird von einer Impulsreihe P gesteuert. Die Impulse weisen eine feste und verhältnismäßig hohe Frequenz von z. B. 25 kHz auf. Der Vorteil der hohen Frequenz ist der, daß zur Übertragung einer bestimmten Menge Energie die Abmessungen des Transformators klein gehalten werden können. Die Frequenz der Impulse wird durch einen Signalgenerator, z. B. einen Dreieckgenerator, bestimmt, der in eine Steuerschaltung aufgenommen ist. Diese Steuerschaltung enthält weiterhin Elemente, die die Impulsdauer der Schaltimpulse und somit die Dauer der Rücklaufperioden als Funktion der Ausgangs­ spannung, der Eingangsspannung und des Stromes durch die Primärwicklung regeln. Diese Steuerschaltung ist größtenteils in integrierter Form ausgebildet. Fig. 2 zeigt, wie diese Steuerschaltung 1 in die Speiseschaltung aufgenommen ist.

Die Speiseschaltung enthält einen Vollweggleichrichter, der aus vier Dioden D₂, D₃, D₄ und D₅ besteht.

Die Eingangsspannung ist eine Wechselspannung, z. B. die Netzspannung, oder eine Gleichspannung. Die gleichgerichtete Spannung V_A wird unmittelbar, ohne daß sie geglättet wird, der Primärwicklung W_p zugeführt. Ein verhältnismäßig großer Glättungskondensator ist nicht erforderlich, wodurch Raum eingespart werden kann. Zwischen dem Punkt A und der Primärwicklung kann eine Entstörungsschaltung angeordnet sein. Diese Entstörungsschaltung besteht z. B. aus zwei Induktivitäten L₁ und L₂ und drei Kondensatoren C₁, C₂ und C₃. Zu der Primärwicklung kann eine Dämpfungsschaltung parallel geschaltet werden, die z. B. aus einem Widerstand R₄, einem Kondensator C₄ und einer Diode D₆ besteht. Die Entstörungsschaltung und die Dämpfungsschaltung sind für die vorliegende Erfindung nicht von wesentlicher Bedeutung und werden hier nicht näher beschrieben.

In Reihe mit der Primärwicklung W_p ist ein Hochspannungs­ schalttransistor T₁, z. B. ein Transistor vom Typ "Philips BUX 86", angeordnet. Statt eines Transistors könnte auch ein anderes Schaltungselement verwendet werden. Die Basis des Transistors T₁ ist mit dem Ausgang 3 der Steuerschaltung 1 erzeugten Schaltimpulse den Hochspannungs­ transistor stromführend und stromunterbrechend machen.

Der Motor M eines kleinen elektrischen Gerätes, wie eines elektrischen Rasiergerätes oder eines elektrischen Haar­ schneidegerätes, kann von den Schaltern S_A und S_B, die gleichzeitig betätigt werden, in Reihe mit der Sekundärwicklung W_s und parallel zu der Reihenanordnung der Akkumulatorbatterie B, einer Diode D₇ und einer Ladelampe La geschaltet werden. Wenn sich die Schalter S_A und S_B in der Lage a befinden, wird der Motor von der Eingangsspannung V_i oder von der Akkumulatorbatterie gespeist. Befinden sich die Schalter in der Lage b, so ist der Motor von der Speiseschaltung entkoppelt. Dann wird, wenn eine Eingangsspannung V_i vorhanden ist, die Akkumulatorbatterie aufgeladen. C₉ bezeichnet einen Pufferkondensator, der beim Aufladen der Akkumulatorbatterie verwendet wird. Große Ströme, die während der Rücklaufperioden des Rücklaufwandlers auftreten können, werden von C₉ aufgefangen, so daß dieser Strom nicht durch die Akkumulatorbatterie und die Ladelampe La fließen kann.

Solange keine Eingangsspannung V_i vorhanden ist, wird die Steuerschaltung nicht aktiviert und kann diese Schaltung der Akkumulatorbatterie keinen Strom entziehen.

Die Spannung am Punkt D (die nachstehend als die Ausgangs­ spannung V₀ bezeichnet wird) wird einem Eingang 11 der Steuerschaltung 1 zugeführt. Die Spannung V₀ ist dadurch mitbestimmend für die Impulsdauer der Schaltimpulse, die an die Basis des Transistors T₁ abgegeben werden. Weiter wird die Spannung über einem Emitterwiderstand R₅ des Transistors T₁ dem Eingang 2 der Steuerschaltung zugeführt, wodurch der Strom durch den Schalttransistor die Dauer der Schaltimpulse mitbestimmt.

Für die Speisung der Steuerschaltung 1 ist eine niedrige und stabile Gleichspannung erforderlich. Es könnte in Erwägung gezogen werden, diese Speisung von der gleichgerichteten Spannung V_A abzunehmen. Die Spannung V_A müßte dann aber über einen großen Widerstand, der viel Energie ableitet, und einen großen Glättungskondensator der Steuerschaltung zugeführt werden. Es ist daher zu bevorzugen, die Speisespannung dem Ausgangskreis des Transformators T_r zu entnehmen. Da keine gleichstrommäßige Trennung zwischen der Eingangsspannung V_i und der Ausgangsspannung V₀ notwendig ist, kann die Speisespannung über die Wicklung W_s abgeleitet werden. Dabei ist eine Hilfsschaltung erforderlich. Diese Hilfsschaltung in der Steuerschaltung sorgt dafür, daß bei genügend hoher Eingangsspannung V_i für die Steuerschaltung eine genügend hohe Speisespannung verfügbar ist.

Die Wirkung der Speiseschaltung nach der Erfindung wird jetzt beschrieben. Dabei wird von der Situation ausgegangen, in der sich die Schalter S_A und S_B in der Lage a befinden. Es wird angenommen, daß die Akkumulatorbatterie erschöpft ist und daß eine Wechselspannung V_i zu dem Zeitpunkt angelegt wird, zu dem diese Spannung 0V ist. Dann tritt keine Spannung an der Basis des Schalt­ transistors T₁ auf, so daß dieser Transistor gesperrt ist. Mit zunehmender Spannung V_i nimmt die Spannung V_A und damit die Spannung am Eingang 4 der integrierten Schaltung 1 zu. Dadurch wird der Kondensator C₆ einer in der Steuerschaltung aufgenommenen Anlaßschaltung aufgeladen. Sobald die Spannung an dem Kondensator C₆ einen bestimmten Wert erreicht hat und die Spannung V_i genügend hoch, z. B. 70 bis 80 V, ist, wird von der Anlaßschaltung ein Anlaßimpuls an die Basis des Transistors T₁ abgegeben. Dann geht T₁ in den leitenden Zustand über (Anfang einer "Hinlaufperiode" des Rücklaufwandlers) und tritt eine bestimmte Spannung über W_p auf. Diese Spannung wird über W_s in eine Spannung V_S verwandelt. Aus dieser Spannung V_S wird über eine Strom- und Spannungs­ begrenzerschaltung der Speisekondensator C₇ aufgeladen. Der Speisekondensator wird in einem sehr kurzen Zeitintervall, das kürzer als das Zeitintervall ist, in dem der Schalttransistor T₁ von der Anlaßschaltung im leitenden Zustand gehalten wird, auf einen derartigen Wert aufgeladen, daß ein Spannungspegeldetektor umklappt. Durch das Umklappen wird die Steuerschaltung eingeschaltet und diese übernimmt dann die Hinlaufperiode und liefert Schaltimpulse mit einer Wiederholungsfrequenz von z. B. 25 kHz.

Die Ausgangsspannung wird verglichen mit einer Referenzspannung, die gewonnene Fehlerspannung wird verstärkt und mit z. B. einer dreieckförmigen Spannung eines dazu angeordneten Generators verglichen. Dadurch wird die Zeitdauer der abgegebenen Schaltimpulse durch die Ausgangsspannung V₀ mitbestimmt. Während der ersten Hinlaufperiode ist V₀ niedrig. Während dieser ersten Rücklaufperiode kann der Strom durch den Transistor T₁ noch nicht derart hoch ansteigen, daß eine Detektionsschaltung einen Impuls, der die Dauer der Schaltimpulse verkürzt, liefern wird. Mehr im Detail wird eine Steuerschaltung beschrieben in der DE-OS 28 24 647.

Während der Zeit, in der der Transistor T₁ stromunterbrechend ist, d. h. während der Rücklaufperiode, ist die Abnahme der Spannung an dem Kondensator C₇ derart gering, daß die Spannung an C₇ oberhalb eines eingebauten Schwellwertes bleibt und die Steuerschaltung 1 eingeschaltet bleibt.

Während der nächstfolgenden Hinlaufperiode wird C₇ wieder nachgeladen. So wird während einer halben Periode der Eingangsspannung V_i der Transistor eine Vielzahl male, z. B. 250mal, ein- und ausgeschaltet werden.

Der Speisekondensator C₇ kann verhältnismäßig klein, z. B. 0,47 µF, sein, weil mit verhältnismäßig hohen Frequenzen geschaltet wird und die Steuerschaltung in der Rücklaufperiode beim Fehlen der Spannung V_s wenig Strom verbraucht.

Bei zunehmender Eingangsspannung V_i wird zu einem gegebenen Zeitpunkt in jeder Hinlaufperiode des Rücklaufwandlers der Strom durch den Transistor T₁ derart hoch werden, daß eine Detektionsschaltung, die anhand der Fig. 6 noch beschrieben wird, einen Impuls abgibt, der dafür sorgt, daß die Zeitdauer der betreffenden Hinlaufperiode verkürzt wird. Die Detektionsschaltung bestimmt dann während einer Anzahl von Hinlaufperioden die Zeitdauer dieser Hinlaufperioden mit, bis die Eingangsspannung V_i derart weit herabgesunken ist, daß die Detektionsschaltungsschaltung keinen Impuls mehr abgibt.

Bei weiterer Abnahme der Eingangsspannung V_i nimmt die Spannung über dem Kondensator C₇ bei jeder Rücklaufperiode ab. Zu einem gegebenen Zeitpunkt ist diese Spannung derart weit herabgesunken, daß die Steuerschaltung 1 abgeschaltet wird und der Transistor T₁ während des verbleibenden Teiles der betreffenden halben Periode der Eingangsspannung V_i gesperrt bleibt. Sobald bei der nächsten Halbperiode dieser Eingangsspannung der Pegel dieser Spannung den genannten bestimmten Wert von z. B. 70 V erreicht hat, gibt die Anlaßschaltung wieder einen Anlaßimpuls an die Basis des Transistors T₁ ab. Die Steuerschaltung 1 wird dann wieder aktiviert, wodurch wieder eine Anzahl von Schaltimpulsen von dieser Steuerschaltung her an die Basis des Transistors T₁ geliefert wird.

Während der Rücklaufperioden des Wandlers wird aus W_s über die Diode D₁ ein mittlerer Strom von z. B. 1,8 A in den Motor und die Akkumulatorbatterie gepumpt. Dabei fließt der größte Teil des Ausgangsstroms I_s über den Motor M.

Außer auf die in Fig. 2 dargestellte Weise können die Elemente in dem Ausgangskreis auch auf die in Fig. 3 dargestellte Weise angeordnet sein. Dabei ist die Parallelschaltung einer Ladelampe La und eines Aufladekondensators C₈ in Reihe mit der Parallelschaltung des Motors M und der Akkumulatorbatterie B angeordnet. Dann kann die Tatsache benutzt werden, daß die Klemmenspannung der Akkumulatoren, die z. B. Ni-Cd-Akkumulatoren sind, beim Einschalten des Rücklaufwandlers schnell einen bestimmten Wert erreicht, während die Akkumulatoren noch nicht aufgeladen sind.

Solange sich die Schalter S_A und S_B in der Lage a befinden, ist die Ausgangsspannung V₀ gleich der Spannung über der Akkumulatorbatterie. Diese Spannung kann z. B. einer Anlaßschaltung zugeführt werden. Bei zunehmender Batteriespannung kann dann die Anlaßschaltung bei immer niedrigeren Werten der Eingangsspannung V_i einen Anlaßimpuls abgeben. Dann wird ein immer größerer Teil der Periode der Eingangsspannung V_i benutzt, wodurch der mittlere Ausgangsstrom immer größer wird. Dadurch kann ein großer Strom, den der Motor beim Anlassen benötigen kann, geliefert werden, so daß der Motor gut anlaufen kann. Bei einer Batteriespannung von z. B. 1,2 V beträgt der Strom durch den Motor z. B. 2 A.

Nach einigen Perioden der Eingangsspannung V_i ist die Batteriespannung derart groß (z. B. 2 V) geworden, daß die Spannung über dem Kondensator C₇ nicht mehr derart weit herbsinken kann, daß die Steuerschaltung abgeschaltet wird. Die Steuerschaltung 1 bleibt dann kontinuierlich wirksam. Die Batteriespannung steigt noch etwas weiter, z. B. auf 2,4 V, an und dann läuft der Motor mit der gewünschten Drehzahl. In diesem Zustand liegt der Strom durch den Motor z. B. in der Nähe von 1 A. Die Spannung V₀, die Batteriespannung, regelt nun auch die Dauer der Hinlaufperioden, so daß die Ausgangsspannung V₀ stabilisiert wird.

Die Ni-Cd-Akkumulatoren werden dabei, solange sie nicht völlig aufgeladen sind, als ein Pufferkondensator verwendet. Dies ist möglich, solange die Klemmenspannung pro Akkumulator nicht höher als etwa 1,25 V ist. Die Ni-Cd-Akkumulatoren, verwendet als Pufferkondensatoren, weisen den Vorteil auf, daß sie eine große Kapazität, z. B. 6 Farad, bei verhältnismäßig kleinen Abmessungen und verhältnismäßig geringem Gewicht besitzen. Der Innenwiderstand der Ni-Cd-Akkumulatoren ist sehr niedrig, z. B. R_i=12 mΩ, wodurch verhältnismäßig große Welligkeitsströme zulässig sind.

Solange sich die Schalter S_A und S_B in der Lage a befinden, fließt der größte Teil des Ausgangsstroms I_s durch den Motor und wird die Akkumulatorbatterie nicht wesentlich aufgeladen. Das Aufladen erfolgt erst, nachdem die Schalter S_A und S_B in die Lage b versetzt sind. Beim Aufladen der Akkumulatorbatterie wirkt der Rücklaufwandler grundsätzlich auf gleiche Weise wie beim Antreiben des Motors. In der Anordnung nach Fig. 3 ist die Funktion der Akkumulatorbatterie dann aber von dem Kondensator C₈ übernommen. Die Spannung über diesem Kondensator und damit die Spannung über der Lampe La wird dadurch konstant gehalten, daß diese Spannung als Ausgangsspannung V₀ verwendet wird, die als Regelgröße für die Dauer der Hinlaufperioden dient. Der Ladestrom für die Akkumulator­ batterie wird dabei konstant gehalten.

Die verwendeten Ni-Cd-Akkumulatoren dürfen kontinuierlich mit dem maximalen Aufladestrom, der in der beschriebenen Speiseschaltung auftreten kann, aufgeladen werden.

In der Anordnung nach Fig. 3 besteht die Möglichkeit, daß beim Anlegen der Eingangsspannung V_i bei noch erschöpfter Akkumulatorbatterie kurzzeitig ein großer negativer Strom durch die Akkumulatorbatterie fließen wird. Wegen des Innenwiderstandes der Akkumulatorbatterie tritt während kurzer Zeit eine negative Spannung über der Akkumulatorbatterie, also am Punkt 11 in Fig. 3, auf. Eine negative Spannung an diesem Punkt ist unerwünscht, weil dann Streuwirkungen in der integrierten Schaltung auftreten können. In Fig. 3 sind weiter keine Maßnahmen zur Neutralisierung des Einflusses der Temperaturabhängigkeit der Akkumulatorbatterie getroffen.

Eine bessere Anordnung für den Ausgangskreis des Rücklaufwandlers ist in Fig. 4 dargestellt. Weiter ist in Fig. 4 angegeben, wie die Spannung an der Akkumulatorbatterie und die Spannung an der Ladelampe dem Verstärker 23 zugeführt werden. Dieser Verstärker ist ein Differenzverstärker, der aus den Transistoren T₃ und T₄ besteht, deren Emitter an die Stromquelle 40 angeschlossen sind. Der Kollektor des Transistors T₃ liegt an Masse. Der Kollektor des Transistors T₄ liegt über den Widerstand R₁₄ und die Diode D₁₀ an Masse. Die Basis des Transistors T₄ liegt an einer festen Spannung V₂₁ von z. B. 1,2 V, die durch eine in der Steuerschaltung 1 aufgenommene Bezugsspannungsquelle bestimmt wird. Der Pufferkondensator C₉ liegt, wenn sich die Schalter S_A und S_B in der Lage a befinden, parallel zu dem Motor M und liegt, wenn sich die Schalter in der Lage b befinden, parallel zu der Reihenschaltung aus der Akkumulatorbatterie, der Diode D₇ und der Ladelampe La.

Wenn sich die Schalter S_A und S_B in der Lage a befinden, wird die Spannung an der Basis des Transistors T₃ durch die Spannung an der Akkumulatorbatterie über den Spannungsteiler R₉, R₁₀, R₁₃ bestimmt.

Die Dauer der Hinlaufperioden des Rücklaufwandlers wird durch den Pegel der verstärkten Ausgangsspannung V₀′ bestimmt, der über die Verbindung 36 der Steuerschaltung zugeführt wird. Bei zunehmender Ausgangsspannung V₀ nimmt die verstärkte Ausgangsspannung V₀′ zu und werden die Hinlaufperioden kürzer. Bei abnehmender Spannung V₀ dauern die Hinlaufperioden länger.

Beim Aufladen der Akkumulatorbatterie, also wenn sich die Schalter S_A und S_B in der Lage b befinden, ist die Basis des Transistors T₃ über den Widerstand R₁₃ an Masse gelegt. Die Spannung V₉ an der Ladelampe wird über die Diode D₉ und den Widerstand R₁₅ an einen zweiten Emitter des Transistors T₄ angelegt. Wenn die Spannung V₉ größer als die Summe der Spannung V₂₁, der Spannung an der Diode 9 und der Basis-Emitter-Schwellwertspannung des Transistors T₄ ist, wird die Spannung V₉ unmittelbar an die Steuerschaltung weitergeleitet. Die Dauer der Hinlaufperioden wird dann derart geregelt, daß die Spannung V₉ konstant bleibt, so daß der Aufladestrom für die Akkumulatorbatterie konstant bleibt. Dabei ist die Spannung V₀ am Punkt 11 niedriger als im Falle, in dem die Spannung an den Widerständen R₁₀ und R₁₃ als Regelgröße verwendet wird.

Es ist wünschenswert, die von der Speiseschaltung nach der Erfindung maximal abgegebene mittlere Leistung bei verschiedenen Werten der Eingangsspannung V_i konstant zu halten. Bei einem bestimmten Pegel der Eingangsspannung wird die Steuerschaltung aktivert. Es leuchtet ein, daß, wenn die Eingangsspannung eine Wechselspannung mit einer Amplitude von 290 V ist, die Steuerschaltung während eines größeren Teiles der Periode der Eingangsspannung eingeschaltet bleibt, als wenn die Eingangsspannung eine Wechselspannung mit einer Amplitude von 90 V ist. Dadurch würde ohne weitere Maßnahmen bei einer Eingangsspannung von 290 V von dem Rücklaufwandler eine größere Leistung als bei einer Eingangsspannung von 90 V geliefert werden. Bei höheren effektiven Werten der Eingangsspannung muß daher die maximal abgegebene mittlere Leistung beschränkt werden.

Dazu kann nach einem bekannten Prinzip eine dem Strom durch den Hochspannungstransistor T₁ proportionale Spannung zur Steuerung eines Thyristors verwendet werden. Dieser Thyristor wird in den leitenden Zustand gesteuert, sobald der Strom durch den Transistor T₁ einen bestimmten Pegel überschreitet. Von dem Thyristor kann dann der Transistor T₁ in den gesperrten Zustand gebracht werden. Weiter kann von dem Thyristor ein Impuls weitergeleitet werden, wodurch dafür gesorgt wrid, wird, daß die von der Steuerschaltung 1 gelieferten Schaltimpulse rechtzeitig unterbrochen werden.

Auf diese Weise kann jedoch der mittlere Ausgangsstrom I_s für verschiedene effektive Werte der Eingangsspannung V_i nicht konstant gehalten werden. Dies kann anhand der Fig. 5a und 5b verdeutlicht werden.

In Fig. 5a ist der Verlauf des Stromes I₁ durch die Primärwicklung während einer Hinlaufperiode (τb) dargestellt. I₂ ist der auf die Primärseite des Transformators transformierte Sekundärstrom. Die Neigung von I₁ bzw. von I₂ wird durch den Momentanwert der gleichgerichteten Spannung V_A bzw. der Sekundärspannung V_s bestimmt. I₁ wird auf einen Wert Î₁ z. B. mit Hilfe des genannten Thyristors beschränkt. I₀ ist der Wert von I₂ zu dem Zeitpunkt, in dem eine Rücklaufperiode beendet wird und eine folgende Hinlaufperiode anfängt. Bei einer bestimmten festen Sekundärspannung wird die Neigung von I₂ konstant sein.

Die Spannung V_A ist eine nicht geglättete Spannung. Dadurch wird sich die Neigung von I₁ für die aufeinanderfolgenden Hinlaufperioden während einer Periode der Spannung V_A stets ändern. In Fig. 5b ist der Verlauf von I₁ und I₂ bei einem höheren Momentanwert der Spannung V_A dargestellt. Î₁ ist gleich wie in der Fig. 5a. Die Hinlaufperiode τ_f ist aber kürzer und der Wert von I₀ kleiner als in Fig. 5b. Der über eine Rücklaufperiode ausgemittelte Wert von I₂ ist für die aufeinanderfolgenden Rücklaufperioden in einer Periode der Spannung V_A nicht konstant. Über eine Periode der Spannung V_A ausgemittelt, wird jedoch I₂ für einen bestimmten effektiven Wert von V_A einen konstanten Wert aufweisen. Ohne weitere Maßnahmen wird sich aber der zuletzt genannte mittlere Wert von I₂ bei Änderung des effektiven Wertes von V_A und somit bei Änderung des effektiven Wertes der Eingangsspannung V_i ändern.

Der Wert von Î₁ wird an den effektiven Wert der Eingangsspannung V_i angepaßt. Wie in Fig. 6 angegeben ist, ist in die Speiseschaltung ein aus den Widerständen R₁₈ und R₁₉ bestehendes Korrekturnetzwerk aufgenommen. Die Summe der Spannung an R₁₉, die der Spannung V_A proportional ist, und der Spannung an R₅, die dem Strom durch den Transistor T₅ proportional ist, wird einer Thyristorschaltung zugeleitet. Diese Thyristorschaltung besteht z. B. aus einem pnp-npn-Transistor­ paar T₁₆, T₁₇. Wenn die Summe der genannten Spannungen einen bestimmten Wert überschreitet, wird der Transistor T₁₇ und damit die Thyristorschaltung T₁₆, T₁₇ in den leitenden Zustand gesteuert. Dann wird der Transistor T₁ gesperrt und wird ein Impuls über die Verbindung 33 weitergeleitet.

Dadurch, daß die Spannung an R₁₉ zu der Spannung an R₅ addiert wird, wird erreicht, daß Î₁ bei einem höheren effektiven Wert der Spannung V_A kleiner ist als bei einem niedrigeren effektiven Wert der Spannung V_A. Auf diese Weise kann ein angemessen konstanter mittlerer Ausgangsstrom für alle Eingangsspannungen zwischen 90 und 290 V während des Anlassens des Motors erhalten werden.

Claims (6)

1. Speiseschaltung zum Speisen einer Belastung aus Eingangsspannungen unterschiedlicher Stärke mit einem Rücklaufwandler, der zwischen zwei Klemmen zum Anschließen der Eingangsspannung mit der Reihenschaltung aus einer Primärwicklung eines Transformators und einem Transistorschalter versehen ist, der weiterhin mit einer Sekundärwicklung des Transformators in Reihe mit einer Diode zum Anschließend der Belastung versehen ist und der weiter versehen ist mit einer Steuer- und Regelschaltung zur Regelung einer Ausgangsspannung über der Belastung und zum Ein- und Ausschalten des Transistorschalters mit Impulsen in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung,
dadurch gekennzeichnet, daß die Speiseschaltung mittels Schaltmitteln (S_A, S_B) umschaltbar ist zur Regelung entweder der mittleren Ausgangsspannung über der Belastung (B, M) oder des mittleren Ausgangsstromes durch die Belastung (B, M).

2. Speiseschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltmittel (S_A, S_B) dazu eingerichtet sind, in den Stromkreis der Belastung (B, M) eine Ladelampe (La) zu schalten und die Steuer- und Regelschaltung (1) mit der Ladelampe (La) zu koppeln zur Regelung der Spannung an der Ladelampe (La).

3. Speiseschaltung nach Anspruch 1 und 2 dadurch gekennzeichnet, daß die Belastung (B, M) bei Regelung der Ausgangsspannung eine andere ist als bei Regelung des Ausgangsstromes.

4. Speiseschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Belastung (B, M) bei Regelung der Ausgangsspannung einen Motor (M) enthält.

5. Speiseschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Belastung (B, M) bei Regelung des Ausgangsstromes eine wiederaufladbare Akkumulatorbatterie (B) enthält.

6. Speiseschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß zum Auffangen von Stromspitzen durch die Belastung (B, M) parallel zu derselben ein Kondensator (C₉) geschaltet ist.