DE2858795C2

DE2858795C2 -

Info

Publication number: DE2858795C2
Application number: DE2858795A
Authority: DE
Inventors: George Albert Eindhoven Nl Govaert; Lammert Rodenburg; Meinardus Antonius Gerardus Drachten Nl Nijholt
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1977-06-13
Filing date: 1978-06-05
Publication date: 1991-05-23
Anticipated expiration: 1998-06-06
Also published as: DE2824647A1; FR2394915B1; NL7706447A; GB2000394B; GB2000394A; ATA430278A; AU515329B2; JPS547118A; CH642789A5; FR2394915A1; DE2858794C2; DE2824647C2; JPS6049000B2; AU3697378A; AT362023B; US4187536A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Speiseschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

In "Philips Application Information" Nr. 475, August 1975, ist eine solche "Universalspeisevorrichtung" beschrieben, die einen Rücklaufwandler ("Fly-back converter") enthält. Die Frequenz der Hinlaufperioden, d. h. der Zeitintervalle, während deren das Schaltungselement stromführend ist, wird durch die Frequenz eines in die Steuerschaltung aufgenommenen Oszillators bestimmt.

Eine Speiseschaltung zur Speisung des Motors eines kleinen elektrischen Gerätes, wie eines Rasiergerätes, muß klein und leicht sein. Dies bedeutet, daß die Elemente der Schaltung möglichst in integrierter Form ausgebildet sind und daß die nichtintegrierten Elemente, wie der Transformator und die (Glättungs)-Kondensatoren möglichst klein sind. Weiter muß im Interesse des Benutzers die Wärmeentwicklung in der Schaltung möglichst gering sein. Das Gerät muß auch beim Fehlen einer äußeren Spannungsquelle (Netzspannung) verwendet werden können, was bedeutet, daß die Speisevorrichtung eine aufladbare Akkumulatorbatterie enthalten muß. Eine weitere Anforderung ist, daß der belastete Motor direkt und störungsfrei auch bei ungeladener Akkumulatorbatterie anlaufen können muß.

Die Vorrichtung nach "Philips Application Information" Nr. 475 ist nicht besonders geeignet für die Speisung eines kleinen elektrischen Gerätes. In der bekannten Vorrichtung wird die Ausgangsspannung des Rücklaufwandlers, die als Regelspannung in der Steuerschaltung verwendet und von der außerdem die Speisespannung für die Steuerschaltung abgeleitet wird, über eine gesonderte Transformatorwicklung der Steuerschaltung zugeführt. Eine derartige dritte Transformatorwicklung ergibt eine Zunahme des Umfangs und des Gewichts des Transformators.

Um die Speisevorrichtung anlassen zu können, ist eine Hilfsschaltung erforderlich, die den Basisstrom für einen in Reihe mit der Primärwicklung angeordneten Schalttransistor liefern kann, solange die Steuerschaltung noch nicht aktiv ist. Die Hilfsschaltung sorgt dafür, daß beim Anlassen Strom von der Eingangsspannung (Netzspannung) abgenommen wird. Die bekannte Hilfsschaltung enthält zwei Hochspannungstransistoren, die nicht integriert werden können, und liegt über einen hochohmigen Widerstand an der Eingangsspannung. Die bekannte Hilfsschaltung enthält schließlich eine Vielzahl zusätzlicher Elemente.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ausgehend von dem Prinzip des Rücklaufwandlers, eine Speiseschaltung zu schaffen, in der wenig Energie abgegeben wird, die klein und leicht ist und dennoch für einen großen Bereich von Eingangsspannungen eine geregelte Ausgangskennlinie aufweist. Diese Aufgabe wird gelöst durch die im Kennzeichnen des ersten Anspruchs angegebenen Merkmale.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß durch Kombination einer Anzahl teilweise an sich bekannter Maßnahmen erreicht werden kann, daß die Speiseschaltung einen hohen Wirkungsgrad aufweist und daß bestimmte Elemente, wie Hochspannungstransistoren und Dioden, gegen zu große Ströme oder zu große Spannungen gesichert sind. Die Speiseschaltung kann größtenteils in integrierter Form ausgebildet werden und dadurch klein und leicht sein.

Eine Hilfsschaltung mit Hochspannungstransistoren und einem hochohmigen Widerstand, wie sie in der Vorrichtung nach "Philips Application Information" Nr. 475 verwendet wird, ist nicht mehr erforderlich. In der Schaltung nach der Erfindung ist diese ganze Hilfsschaltung durch einen Kondensator und einen Widerstand ersetzt. Bestimmte äußere Elemente (d. h. Elemente, die nicht mit dem verbleibenden Teil der Steuerschaltung integriert werden können), die in der letzteren Vorrichtung verwendet werden, sind dank der besonderen Leistungsregelung in der Vorrichtung nach der Erfindung nicht mehr erforderlich.

Bei einem bestimmten Pegel der Eingangsspannung fängt die Anlaßschaltung an, einen Steuerstrom für den Halbleiterschalter zu liefern. Der Spannungspegeldetektor stellt fest, ob zu diesem Zeitpunkt die Speisespannung für die Steuerschaltung genügend hoch ist. Wenn dies der Fall ist, wird die Steuerschaltung aktiviert. Dadurch wird verhindert, daß sich die Frequenz der Steuerimpulse ändert und daß die Ansteuerung über die Steuerschaltung nicht mehr gut definiert ist.

Aus Valvo Technische Informationen für die Industrie, Nr. 770 415 ist eine Speisevorrichtung mit Steuerschaltung bekannt, in der von einem Spannungsdetektor festgestellt wird, ob die Speisespannung der Steuerschaltung größer als eine bestimmte Schwelle ist.

Eine Anlaßschaltung nach der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß die Anlaßschaltung mit einer eine Zenerdiode enthaltenden Thyristorschaltung versehen ist, und daß parallel zu dem Anlaßkondensator ein Schaltungselement angeordnet ist, von dem ein Steuereingang mit dem invertierten Ausgang der Steuerschaltung verbunden ist.

Das Durchschlagen der Thyristorschaltung wird durch die Durchschlagspannung der Zenerdiode bestimmt. Bei einem bestimmten Wert der Spannung über dem Anlaßkondensator und beim Überschreiten einer eingebauten Stromschwelle der Thyristorschaltung liefert die Anlaßschaltung einen Steuerstrom für das Schaltungselement. Von dem parallel zu dem Anlaßkondensator angeordneten Schaltungselement, z. B. einem Transistor, wird die Anlaßschaltung unwirksam gemacht, solange die Steuerschaltung Steuerimpulse liefert. Die Anlaßschaltung kann, abgesehen von dem Anlaßkondensator, mit der Steuerschaltung integriert werden.

Vorzugsweise enthält die Anlaßschaltung eine zweite Thyristorschaltung zum Abschalten der ersten Thyristorschaltung, wenn die Spannung über dem Anlaßkondensator einen bestimmten Wert unterschreitet. Über die zweite Thyristorschaltung kann sich der Anlaßkondensator völlig entladen.

Die Erfindung wird nachstehend beispielsweise anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 das Prinzip eines Rücklaufwandlers,

Fig. 2 eine Speiseschaltung nach der Erfindung mit einer Steuer- und Regelschaltung teilweise in Form einer integrierten Schaltung,

Fig. 3 blockschematisch die Steuerschaltung für diese Speisevorrichtung,

Fig. 4 und 5 Ausführungsformen einer Anlaßschaltung nach der Erfindung,

Fig. 6 eine Ausführungsform einer Detektionsschaltung zur Verwendung in einer Speiseschaltung nach der Erfindung, und

Fig. 7 eine Ausführungsform einer Strom- und Spannungsbegrenzerschaltung für die Speisung der Steuerschaltung.

In diesen Figuren sind stets dieselben Elemente mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.

Die Speisevorrichtung nach der Erfindung gründet sich auf das Prinzip des Rücklaufwandlers (auch als "fly-back converter" bezeichnet). Das Prinzip eines derartigen Wandlers zeigt Fig. 1.

Während der Zeit, in der der Schalttransistor T₁ stromführend ist (die sogenannte "Hinlaufzeit") fließt ein linear mit der Zeit zunehmender Strom durch die Primärwicklung W_p des Transformators T_r und wird eine bestimmte Menge magnetischer Energie in dieser Wicklung aufgebaut. Während der Zeit, in der der Transistor T₁ stromunterbrechend ist (die sogenannte "Rücklaufzeit"), wird die aufgenommene Energie an die Akkumulatorbatterie B und den Motor M abgegeben. Der Transistor T₁ wird von einer Impulsreihe P gesteuert. Die Impulse weisen eine feste und verhältnismäßig hohe Frequenz von z. B. 25 kHz auf. Der Vorteil der hohen Frequenz ist der, daß zur Übertragung einer bestimmten Menge Energie die Abmessungen des Transformators klein gehalten werden können. Die Frequenz der Impulse wird durch einen Signalgenerator, z. B. einen Dreieckgenerator, bestimmt, der in eine Steuerschaltung aufgenommen ist. Diese Steuerschaltung enthält weiterhin Elemente, die die Impulsdauer der Schaltimpulse und somit die Dauer der Rücklaufperioden als Funktion der Ausgangsspannung, der Eingangsspannung und des Stromes durch die Primärwicklung regeln.

Die vorliegende Erfindung bezieht sich insbesondere auf diese Steuerschaltung, die größtenteils in integrierter Form ausgebildet ist. Fig. 2 zeigt, wie diese Steuerschaltung 1 in die Speisevorrichtung aufgenommen ist.

Die Speisevorrichtung enthält einen Vollweggleichrichter, der aus vier Dioden D₂, D₃, D₄ und D₅ besteht.

Die Eingangsspannung ist eine Wechselspannung, z. B. die Netzspannung, oder eine Gleichspannung. Die gleichgerichtete Spannung V_A wird unmittelbar, ohne daß sie geglättet wird, der Primärwicklung W_p zugeführt. Ein verhältnismäßig großer Glättungskondensator ist nicht erforderlich, wodurch Raum eingespart werden kann. Zwischen dem Punkt A und der Primärwicklung kann eine Entstörungsschaltung angeordnet sein. Diese Entstörungsschaltung besteht z. B. aus zwei Induktivitäten L₁ und L₂ und drei Kondensatoren C₁, C₂ und C₃. Zu der Primärwicklung kann eine Dämpfungsschaltung parallel geschaltet werden, die z. B. aus einem Widerstand R₄, einem Kondensator C₄ und einer Diode D₆ besteht. Die Entstörungsschaltung und die Dämpfungsschaltung sind für die vorliegendende Erfindung nicht von wesentlicher Bedeutung und werden hier nicht näher beschrieben.

In Reihe mit der Primärwicklung W_p ist ein Hochspannungsschalttransistor T₁, z. B. ein Transistor vom Typ "Philips BUX 86", angeordnet. Statt eines Transistors könnte auch ein anderes Schaltungselement verwendet werden. Die Basis des Transistors T₁ ist mit dem Ausgang 3 der Steuerschaltung 1 verbunden, wodurch die in dieser Steuerschaltung erzeugten Schaltimpulse den Hochspannungstransistor stromführend und stromunterbrechend machen.

Der Motor M eines kleinen elektrischen Gerätes, wie eines elektrischen Rasiergerätes oder eines elektrischen Haarschneidegerätes, kann von den Schaltern S_A und S_B, die gleichzeitig betätigt werden, in Reihe mit der Sekundärwicklung W_s und parallel zu der Reihenanordnung der Akkumulatorbatterie B, einer Diode D₇ und einer Ladelampe La geschaltet werden. Wenn sich die Schalter S_A und S_B in der Lage a befinden, wird der Motor von der Eingangsspannung V_i oder von der Akkumulatorbatterie gespeist. Befinden sich die Schalter in der Lage b, so ist der Motor von der Speiseschaltung entkoppelt. Dann wird, wenn eine Eingangsspannung V_i vorhanden ist, die Akkumulatorbatterie aufgeladen. C₉ bezeichnet einen Pufferkondensator, der beim Aufladen der Akkumulatorbatterie verwendet wird. Große Ströme, die während der Rücklaufperioden des Rücklaufwandlers auftreten können, werden von C₉ aufgefangen, so daß dieser Strom nicht durch die Akkumulatorbatterie und die Ladelampe La fließen kann.

Solange keine Eingangsspannung V_i vorhanden ist, wird die Steuerschaltung nicht aktiviert und kann diese Schaltung der Akkumulatorbatterie keinen Strom entziehen.

Die Spannung am Punkt D (die nachstehend als die Ausgangsspannung V_O bezeichnet wird) wird einem Eingang 11 der integrierten Schaltung 1 zugeführt. Die Spannung V_O ist dadurch mitbestimmend für die Impulsdauer der Schaltimpulse, die an die Basis des Transistors T₁ abgegeben werden. Weiter wird die Spannung über einem Emitterwiderstand R₅ des Transistors T₁ dem Eingang 2 der integrierten Schaltung zugeführt, wodurch der Strom durch den Schalttransistor die Dauer der Schaltimpulse mitbestimmt.

Die Steuerschaltung 1 enthält eine Vielzahl von Teilschaltungen. In Fig. 3 ist blockschematisch dargestellt, wie die Steuerschaltung aufgebaut ist.

Für die Speisung der Steuerschaltung 1 ist eine niedrige und stabile Gleichspannung erforderlich. Es könnte in Erwägung gezogen werden, diese Speisung von V_A abzunehmen. Die Spannung V_A müßte dann aber über einen großen Widerstand, der viel Energie ableitet, und einen großen Glättungskondensator der Steuerschaltung zugeführt werden. Es ist daher zu bevorzugen, die Speisespannung dem Ausgangskreis des Transformators T_r zu entnehmen. Da keine gleichstrommäßige Trennung zwischen der Eingangsspannung V_i und der Ausgangsspannung V_O notwendig ist, ist keine gesonderte Transformatorwicklung erforderlich und kann die Speisespannung über die Wicklung W_s abgeleitet werden. Dabei ist eine Hilfsschaltung erforderlich. Diese Hilfsschaltung in der Steuerschaltung sorgt dafür, daß bei genügend hoher Eingangsspannung V_i für die Steuerschaltung eine genügend hohe Speisespannung verfügbar ist.

Auch in der Speisevorrichtung nach "Philips Application Information" Nr. 475 ist eine Hilfsschaltung für den obengenannten Zweck angeordnet. Die bekannte Hilfsschaltung ist jedoch in der jetzt vorgeschlagenen Speisevorrichtung nicht gut brauchbar. Die Spannung V_A ist nämlich eine nahezu nicht geglättete Spannung. Die bekannte Hilfsschaltung enthält eine Anzahl äußerer Elemente, wie Hochspannungstransistoren. Solange die bekannte Hilfsschaltung eingeschaltet ist, ist der Energieverlust in dieser Schaltung groß.

Nach der vorliegenden Erfindung wird statt der bekannten Hilfsschaltung eine Anlaßschaltung verwendet, die einen Anlaßkondensator enthält. Mit einer derartigen Anlaßschaltung ergibt das Anlassen der Steuerschaltung keine Probleme und es kann in jeder Periode der Eingangsspannung angelassen werden. Diese Anlaßschaltung, die noch im Detail beschrieben werden wird, ist in Fig. 3 mit 30 bezeichnet. Die Anlaßschaltung gibt, wenn die Eingangsspannung V_i einen bestimmten Pegel erreicht hat, einen Anlaßimpuls an die Basis des Schalttransistors T₁ über die Verbindung 31 (den Ausgang 3 der integrierten Schaltung) ab. Die Anlaßschaltung ist über den Widerstand R₇ und die Induktivitäten L₂ und L₁ mit dem Punkt A verbunden (vgl. Fig. 2).

Die Spannung am Punkt C (Fig. 2) wird zur Speisung der integrierten Schaltung 1 verwendet. Diese Spannung wird über eine Strom- und Spannungsbegrenzerschaltung 20 (Fig. 3) und einen Transistor T₂ dem Speisekondensator C₇ zugeführt, wodurch dieser Kondensator aufgeladen wird. Die Spannung am Kondensator C₇ wird mit der Spannung einer Bezugsspannungsquelle 21 verglichen und das Ergebnis wird einem Pegeldetektor in Form einer Schmitt-Kippschaltung 22 zugeführt. Die Anlaßschaltung 30 und die Schmitt-Kippschaltung 22 sorgen dafür, daß die Steuerschaltung 1 erst dann eingeschaltet wird und Schaltimpulse abgeben wird, wenn die Spannung am Kondensator C₇ genügend hoch ist, oder mit anderen Worten, wenn die Eingangsspannung V_i einen bestimmten Pegel aufweist. Die Schmitt-Kippschaltung schaltet dann eine Anzahl von Stromquellen ein, die schematisch mit dem Block 24 angegeben sind. Dadurch werden die Schaltungen 25, 26, 27 und 28 aktiviert. Das Element 23 ist ein Verstärker zum Verstärken der Ausgangsspannung V_O. Die Schaltung 25 ist ein Dreieckgenerator. Gegebenenfalls kann zu diesem Zweck auch ein Sägezahngenerator verwendet werden. Die Schaltung 26 ist ein Impulsbreitenmodulator, z. B. in Form eines Differenzverstärkers, in dem die Ausgangsspannung des Verstärkers 23 mit der Spannung des Generators 25 verglichen wird. Die Schaltung 27 ist eine logische Schaltung, die, abhängig von den Bedingungen an dem Ausgang der Speiseschaltung, gegebenenfalls Schaltimpulse an die Basis des Transistors T₁ weiterleitet. Diese Schaltung wird von der Detektionsschaltung 29 mitgesteuert, die u. a. den Strom durch die Primärwicklung detektiert. Schließlich ist die Schaltung 28 eine Zwischenschaltung ("Interface"), die das kleine Signal der logischen Schaltung 27 in einen für den Hochspannungstransistor geeigneten Strom umwandelt.

Nun wird die Wirkung der Speisevorrichtung nach der Erfindung im Detail beschrieben. Dabei wird von der Situation ausgegangen, in der sich die Schalter S_A und S_B in der Lage a befinden. Es wird angenommen, daß die Akkumulatorbatterie erschöpft ist und daß eine Wechselspannung V_i zu dem Zeitpunkt angelegt wird, zu dem diese Spannung 0 V ist. Dann tritt keine Spannung an der Basis des Schalttransistors T₁ auf, so daß dieser Transistor gesperrt ist. Mit zunehmender Spannung V_i nimmt die Spannung V_A und damit die Spannung am Eingang 4 der integrierten Schaltung 1 zu. Dadurch wird der Kondensator C₆ der Anlaßschaltung aufgeladen. Sobald die Spannung über dem Kondensator C₆ einen bestimmten Wert erreicht hat und die Spannung V_i genügend hoch, z. B. 70 bis 80 V, ist, gibt die Anlaßschaltung 30 einen Anlaßimpuls an die Basis des Transistor T₁ ab. Dann geht T₁ in den leitenden Zustand über (Anfang einer "Hinlaufperiode" des Rücklaufwandlers) und tritt eine bestimmte Spannung über W_p auf. Diese Spannung wird über W_s in eine Spannung V_S verwandelt. Aus dieser Spannung V_S wird über die Strom- und Spannungsbegrenzerschaltung 20 der Speisekondensator C₇ aufgeladen. Der Speisekondensator wird in einem sehr kurzen Zeitintervall, das kürzer als das Zeitintervall ist, in dem der Schalttransistor T₁ von der Anlaßschaltung im leitenden Zustand gehalten wird, auf einen derartigen Wert aufgeladen, daß der Spannungspegeldetektor, und zwar die Schmitt-Kippschaltung 22, umklappt. Durch das Umklappen der Schmitt-Kippschaltung werden die Stromquellen 24 eingeschaltet. Die Steuerschaltung übernimmt dann die Hinlaufperiode und liefert Schaltimpulse mit einer Wiederholungsfrequenz von z. B. 25 kHz.

Wie noch beschrieben werden wird, wird in dem Impulsbreitenmodulator 26 die Ausgangsspannung V_O nach Verstärkung mit z. B. der dreieckförmigen Spannung des Generators 25 verglichen. Dadurch wird die Zeitdauer der abgegebenen Schaltimpulse durch die Ausgangsspannung V_O mitbestimmt. Während der ersten Hinlaufperiode ist V_O niedrig. Während dieser ersten Rücklaufperiode kann der Strom durch den Transistor T₁ noch nicht derart hoch ansteigen, daß die Detektionsschaltung 29 einen Impuls, der die Dauer der Schaltimpulse verkürzt, über die Verbindung 33 liefern wird. Die Zeitdauer τ_f der ersten Hinlaufperiode wird durch C₆V₆ = I_s × τ_f gegeben, wobei C₆ der Kapazitätswert des Anlaßkondensators, V₆ die Spannung über dem Anlaßkondensator und I_s der durch die strombegrenzte Thyristorschaltung der Anlaßschaltung fließende Strom sind.

Während der Zeit, in der der Transistor T₁ stromunterbrechend ist, d. h. während der Rücklaufperiode, ist die Abnahme der Spannung über dem Kondensator C₇ derart gering, daß die Spannung über C₇ oberhalb eines in die Schmitt-Kippschaltung eingebauten Schwellwertes bleibt. Die Schmitt-Kippschaltung klappt dann nicht zurück und die Steuerschaltung 1 ist nach wie vor eingeschaltet.

Während der nächstfolgenden Hinlaufperiode wird C₇ wieder nachgeladen. So wird während einer halben Periode der Eingangsspannung V_i der Transistor eine Vielzahl Male, z. B. 250mal, ein- und ausgeschaltet werden.

Der Speisekondensator C₇ kann verhältnismäßig klein, z. B. 0,47 µF, sein, weil mit verhältnismäßig hohen Frequenzen geschaltet wird und die Steuerschaltung in der Rücklaufperiode beim Fehlen der Spannung V_s wenig Strom verbraucht.

Solange die Steuerschaltung aktiv ist, kann über die Verbindung 32 dafür gesorgt werden, daß die Anlaßschaltung nach wie vor ausgeschaltet ist.

Bei zunehmender Eingangsspannung V_i wird zu einem gegebenen Zeitpunkt in jeder Hinlaufperiode des Rücklaufwandlers der Strom durch den Transistor T₁ derart hoch werden, daß die Detektionsschaltung 29, die an Hand der Fig. 6 beschrieben werden wird, einen Impuls über die Verbindung 33 an die logische Schaltung 27 abgibt. Dieser Impuls sorgt dafür, daß die Zeitdauer der betreffenden Hinlaufperiode verkürzt wird. Der Detektor 29 bestimmt dann über die logische Schaltung 27 während einer Anzahl von Hinlaufperioden die Zeitdauer dieser Hinlaufperioden mit, bis die Eingangsspannung V_i derart weit herabgesunken ist, daß die Detektionsschaltung 29 keinen Impuls mehr abgibt.

Bei weiterer Abnahme der Eingangsspannung V_i nimmt die Spannung über dem Kondensator V₇ bei jeder Rücklaufperiode ab. Zu einem gegebenen Zeitpunkt ist diese Spannung derart weit herabgesunken, daß die Schmitt-Kippschaltung 22 zurückklappt, wodurch die Steuerschaltung 1 abgeschaltet wird und der Transistor T₁ während des verbleibenden Teiles der betreffenden halben Periode der Eingangsspannung V_i gesperrt bleibt. Sobald bei der nächsten Halbperiode dieser Eingangsspannung der Pegel dieser Spannung den genannten bestimmten Wert von z. B. 70 V erreicht hat, gibt die Anlaßschaltung 30 wieder einen Anlaßimpuls an die Basis des Transistors T₁ ab. Die integrierte Schaltung 1 wird dann wieder aktiviert, wodurch wieder eine Anzahl von Schaltimpulsen von dieser Steuerschaltung her an die Basis des Transistors T₁ geliefert wird.

Ein besonderes Merkmal des Rücklaufwandlers nach der Erfindung ist, daß die Speisespannung für die Steuerschaltung 1 nicht stets vorhanden ist, sondern von dieser Schaltung selbst eingeschaltet wird. Wenn der Impuls der Anlaßschaltung zu einem falschen Zeitpunkt erscheint, d. h. zu einem Zeitpunkt, zu dem V_i noch nicht genügend hoch ist, um C₇ in einem Mal aufzuladen, wird durch das Vorhandensein der Schmitt-Kippschaltung 22 die Steuerschaltung 1 nicht eingeschaltet. Dann wird gewartet, bis wieder die Anlaßbedingungen erfüllt sind, d. h., bis der Anlaßkondensator wieder genügend aufgeladen und die Eingangsspannung V_i genügend hoch sind.

Während der Rücklaufperioden des Wandlers wird aus W_s über die Diode D₁ ein mittlerer Strom von z. B. 1,8 A in den Motor und die Akkumulatorbatterie gepumpt. Dabei fließt der größte Teil des Ausgangsstroms I_s über den Motor M.

Solange sich die Schalter S_A und S_B in der Lage a befinden, ist die Ausgangsspannung V_O gleich der Spannung über der Akkumulatorbatterie. Diese Spannung kann z. B. der Anlaßschaltung 30 auf eine an Hand der Fig. 4 zu beschreibende Weise zugeführt werden. Bei zunehmender Batteriespannung kann dann die Anlaßschaltung bei immer niedrigeren Werten der Eingangsspannung V_i einen Anlaßimpuls abgeben. Dann wird ein immer größerer Teil der Periode der Eingangsspannung V_i benutzt, wodurch der mittlere Ausgangsstrom immer größer wird. Dadurch kann ein großer Strom, den der Motor beim Anlassen benötigen kann, geliefert werden, so daß der Motor gut anlaufen kann. Bei einer Batteriespannung von z. B. 1,2 V beträgt der Strom durch den Motor z. B. 2 A.

Nach einigen Perioden der Eingangsspannung V_i ist die Batteriespannung derart groß (z. B. 2 V) geworden, daß die Spannung über dem Kondensator C₇ nicht mehr derart weit herabsinken kann, daß die Schmitt-Kippschaltung 22 zurückklappt. Die Steuerschaltung 1 bleibt dann kontinuierlich wirksam. Die Batteriespannung steigt noch etwas weiter, z. B. auf 2,4 V, an, und dann läuft der Motor mit der gewünschten Drehzahl. In diesem Zustand liegt der Strom durch den Motor z. B. in der Nähe von 1 A. Die Spannung V_O, die Batteriespannung, regelt nun auch über die Schaltungen 23, 26 und 27 (Fig. 3) die Dauer der Hinlaufperioden, so daß die Ausgangsspannung V_O stabilisiert wird.

Die Ni-Cd-Akkumulatoren werden dabei, solange sie nicht völlig aufgeladen sind, als ein Pufferkondensator verwendet. Dies ist möglich, solange die Klemmenspannung pro Akkumulator nicht höher als etwa 1,25 V ist. Die Ni-Cd-Pufferkondensatoren weisen den Vorteil auf, daß sie eine große Kapaziät, z. B. 6 Farad, bei verhältnismäßig kleinen Abmessungen und verhältnismäßig geringem Gewicht besitzen. Der Innenwiderstand der Ni-Cd-Akkumulatoren ist sehr niedrig, z. B. R_i = 12 mΩ, wodurch verhältnismäßig große Welligkeitsströme zulässig sind.

Solange sich der Schalter S_A und S_B in der Lage a befinden, fließt der größte Teil des Ausgangsstroms I_s durch den Motor und wird die Akkumulatorbatterie nicht wesentlich aufgeladen. Das Aufladen erfolgt erst, nachdem die Schalter S_A und S_B in die Lage b versetzt sind. Beim Aufladen der Akkumulatorbatterie wirkt der Rücklaufwandler grundsätzlich auf gleiche Weise wie beim Antreiben des Motors.

Die verwendeten Ni-Cd-Akkumulatoren dürfen kontinuierlich mit dem maximalen Aufladestrom, der in der beschriebenen Speisevorrichtung auftreten kann, aufgeladen werden.

Wie aus Fig. 3 ersichtlich ist, empfängt die logische Schaltung 27 über die Verbindung 34 auch eine Information von der Anlaßschaltung 30. Dadurch wird erreicht, daß, solange ein Anlaßimpuls der Anlaßschaltung 30 vorhanden ist, dieser Impuls an die Basis des Transistors T₁ weitergeleitet wird.

Auch der Dreieckgenerator 25 empfängt über die Verbindung 35 (siehe Fig. 3) eine Information von der Anlaßschaltung 30. Dadurch wird erreicht, daß während des Anlaßimpulses der Dreieckgenerator zwangsweise in eine Hinlaufperiode gelangt. Der Impuls der Anlaßschaltung und der mit Hilfe des Dreieckgenerators erzeugte Impuls sind zeitlich gut in bezug aufeinander definiert.

Die Elemente oder Teilschaltungen der Schaltung nach Fig. 3 sind, mit Ausnahme des Verstärkers 23, bisher nur in Termen der Funktionen angedeutet, die sie erfüllen müssen. Die Bezugsspannungsquelle 21, die Schmitt-Kippschaltung 22, die Stromquellen 24, der Dreieckgenerator 25 und der Differenzverstärker 26 können auf bekannte Weise ausgebildet sein und werden hier nicht näher beschrieben. Die Zwischenschaltung ("Interface") 28, die die Anpassung der Miniwatt-Nichtsättigungslogik an den Hochspannungstransistor T₁ bewirken muß, kann auch auf bekannte Weise ausgebildet sein. Nachstehend werden noch Ausführungsformen der Anlaßschaltung 30, der Detektionsschaltung 29 und der Strom- und Spannungsbegrenzerschaltung 20 beschrieben. Diese Schaltungen sind insbesondere für die Steuerschaltung nach der Erfindung geeignet.

Fig. 4 zeigt eine erste Ausführungsform einer Anlaßschaltung 30 nach der Erfindung im Detail. Diese Schaltung enthält als wichtigste Elemente einen Anlaßkondensator C₆, zwei Transistoren T₅ und T₆ und eine zwischen den Basen der Transistoren T₅ und T₆ angeordnete Zenerdiode D_z.

Die Anlaßschaltung wirkt wie folgt: Von dem Zeitpunkt ab, zu dem die Eingangsspannung V_i (siehe Fig. 2) angelegt wird, wird der Kondensator C₆ aufgeladen. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Kondensatorspannung Vc₆ gleich der Summe der Spannung über dem Strombegrenzungswiderstand R₁₇, der Zenerspannung, der Basis-Emitter-Schwellwertspannung des Transistors T₅ und der Spannung über dem Widerstand R₁₆ ist, wird der Transistor T₅ leitend. Die Basisspannung des Transistors T₆ wird durch das Produkt des Widerstandswertes des Widerstandes R₁₆ und des Kollektorstroms des Transistors T₅ bestimmt. Bei zunehmendem Kollektorstrom durch den Transistor T₅ überschreitet zu einem gegebenen Zeitpunkt die Spannung über dem Widerstand R₁₆ die Summe der Basis- Emitter-Schwellwertspannungen der Transistoren T₆ und T₁ und der Spannung über dem Widerstand R₅, wodurch auch die Transistoren T₅ und T₁ leitend werden. Zu diesem Zeitpunkt fängt der Kondensator C₆ an, sich über die Transistoren T₅ und T₆ in die Basis des Schalttransistors T₁ zu entladen. Dann ist die Speiseschaltung angelassen und beginnt eine Hinlaufperiode. Wenn die genannte Schwellwertspannung überschritten ist, halten die Transistoren T₅ und T₆, die eine Thyristorschaltung bilden, einander im leitenden Zustand.

Zu dem Kondensator C₆ ist ein dritter Transistor T₇ parallelgeschaltet, der über die Verbindung 32 mit der Zwischenschaltung 28 (vgl. Fig. 3) verbunden ist. Dieser Transistor sorgt dafür, daß, solange die Steuerschaltung eingeschaltet ist, sich der Kondensator C₆ nicht aufladen kann und die Anlaßschaltung somit keinen Anlaßimpuls abgeben kann.

Es ist noch möglich, eine der Ausgangsspannung V_O proportionale Spannung über eine mit einer gestrichelten Linie 38 angegebene Verbindung der Basis des Transistors T₆ zuzuführen. Dadurch bestimmt die Spannung V_O den Zeitpunkt des Anlassens mit. Nach dem Einschalten der Eingangsspannung V_i kann dann nämlich für die aufeinanderfolgenden Perioden der Spannung V_i der Anlaßimpuls bei immer niedrigeren Werten von V_i auftreten. Dadurch kann der Motor gut anlaufen.

Der Vorteil der beschriebenen Anlaßschaltung ist, daß darin verhältnismäßig niedrige Spannungen und Ströme auftreten. Dadurch kann diese Schaltung, mit Ausnahme des Widerstandes R₇ und des Kondensators C₆, leicht mit den anderen Schaltungen der Steuerschaltung zu einem Ganzen integriert werden.

In der Anlaßschaltung nach Fig. 4 kann der Kondensator C₆ nicht völlig von der Thyristorschaltung T₅, T₆ entladen werden. Im Zusammenhang mit einer zusätzlichen Funktion, die der Kondensator C₆ in einer noch zu beschreibenden besonderen Ausführungsform der Detektionsschaltung 29 erfüllen muß, muß der Kondensator C₆ völlig entladen werden können. Dies kann nach einer zweiten Ausführungsform der Anlaßschaltung erreicht werden, die in Fig. 5 dargestellt ist.

Im linken Teil dieser Figur sind wieder die Thyristorschaltung T₅, T₆, die Zenerdiode D_z und der Widerstand R₁₆ vorhanden. Die Strombegrenzungswiderstände R₂₀ und R₂₁ und die Diode D₁₂ sorgen dafür, daß, solange Strom durch die erste Thyristorschaltung T₅, T₆ fließt, dieser Strom sehr konstant ist. Der Transistor T₁₀ versorgt den Hauptstrom durch den Transistor T₆, während der Transistor T₅ den Basisstrom für den Transistor T₇ versorgt. Im rechten Teil der Fig. 5 befindet sich eine zweite Thyristorschaltung, die durch die Transistoren T₁₂ und T₁₃ gebildet wird.

Diese Anlaßschaltung wirkt wie folgt: Von dem Zeitpunkt her, zu dem die Eingangsspannung V_i (vgl. Fig. 2) angelegt wird, wird der Kondensator C₆ über die Diode D₁₁ aufgeladen. Es fließt dann noch kein Strom durch die erste Thyristorschaltung T₅, T₆ und durch die zweite Thyristorschaltung T₁₂, T₁₃. Wenn die Spannung über dem Kondensator C₆ einen bestimmten Pegel überschreitet, wird auf die an Hand der Fig. 4 beschriebene Weise die Thyristorschaltung T₅, T₆ in den leitenden Zustand gesteuert. Dann ist die zweite Thyristorschaltung noch immer nichtleitend, weil die Spannung am Punkt 4 (die Basisspannung für den Transistor T₁₂) positiv gegenüber der Spannung am Punkt 5 (der Emitterspannung für den Transistor T₁₂) ist. Wenn sich der Kondensator C₆ über die erste Thyristorschaltung entlädt, wird der Transistor T₁₅ leitend, wodurch auch der Transistor T₁₃ leitend gemacht wird. Dann nimmt die Spannung an der Basis des Transistors T₁₂ ab und es wird Strom über den Transistor T₁₂ zu der Basis des Transistors T₁₃ fließen, wodurch letzterer und damit auch der Transistor T₁₂, usw. weiter in den leitenden Zustand gesteuert werden. Die Thyristorschaltung T₁₂, T₁₃ wird zu dem Zeitpunkt, in dem die Spannung über dem Kondensator C₆ einen bestimmten Pegel unterschreitet, schnell in den leitenden Zustand gebracht. Über den Transistor T₁₄, der zwei Kollektoren aufweist, von denen der erste über den Widerstand R₂₃ an Masse und der zweite an der Basis des Transistors T₆ liegt, wird dann die Basisspannung des Transistors T₆ schnell herabgesetzt. Dadurch wird dieser Transistor und damit die erste Thyristorschaltung schnell gelöscht.

Der Kondensator C₆ wird dann weiter über die Thyristorschaltung T₁₂, T₁₃ entladen. Sobald dieser Kondensator entladen ist, wird auch die Thyristorschaltung T₁₂, T₁₃ gelöscht, weil dann ihre Basisspannung positiv gegenüber ihrer Emitterspannung wird.

Die Thyristorschaltung T₁₂, T₁₃ kann den Kondensator C₆, nur dann entladen, wenn die Zufuhr von Ladung über die Diode D₁₁ zu C₆ gesperrt ist. Sobald wieder ein Ladestrom zum Kondensator C₆ fließt, wird durch den Spannungsabfall über dem Widerstand R₇ die Basisspannung für den Transistor T₁₂ positiv gegenüber der Emitterspannung für diesen Transistor und wird die Thyristorschaltung T₁₂, T₁₃ gelöscht.

Der Transistor T₇ erfüllt dieselbe Funktion wie in der Schaltung nach Fig. 4. Die Anlaßschaltung nach Fig. 12 enthält weiter einen Transistor T₁₁. Über diesen Transistor wird längs der Verbindungen 34 und 35 der Zustand der ersten Thyristorschaltung, somit die etwaige Lieferung von Basisstrom für den Hochspannungstransistor T₁, an den Generator 25 und an die logische Schaltung 27 weitergeleitet (vgl. Fig. 3). Auch in einer Steuerschaltung mit einer Anlaßschaltung nach Fig. 4 kann der Zustand der Thyristorschaltung T₅, T₆ an den Generator 25 und die logische Schaltung 27 weitergeleitet werden.

In Fig. 6 ist eine bevorzugte Ausführungsform einer Detektionsschaltung 29 dargestellt. In dem Rücklaufwandler startet der Strom durch die Primärwicklung und den Transistor T₁ für jede Periode der gleichgerichteten Spannung V_A nicht stets vom Nullwert an, sondern dieser Strom nimmt für die aufeinanderfolgenden Perioden der gleichgerichteten Spannung V_A von einem stets höheren Anfangswert an zu. Wenn die Größe des Stromes durch den Transistor T₁ als einziges Kriterium für das Unterbrechen dieses Stromes verwendet wird, besteht, insbesondere bei kleinen Hinlaufperioden, die Möglichkeit, daß der Transistor T₁ gesperrt wird, während noch nicht genügend Energie in der Primärwicklung gespeichert ist. In der Energiedetektionsschaltung nach Fig. 6 wird diese Tatsache berücksichtigt und wird die maximale Energiemenge, die von dem Rücklaufwandler geliefert wird, bestimmt.

Diese Schaltung enthält als wesentliches Element einen Differenzverstärker, der durch die Transistoren T₂₀ und T₂₁ gebildet wird. Die Basis des Transistors T₂₁ wird mit Hilfe der Diode D₂₀ auf einer festen Spannung gehalten. An die Basis des Transistors T₂₀ ist über den Transistor T₂₂ und den Spannungsteiler R₃₀, R₃₁ die Spannung über dem Widerstand R₅ angelegt, die dem Strom durch den Transistor T₁ proportional ist.

Wie als bekannt vorausgesetzt werden darf, ist der Ausgangsstrom des Differenzverstärkers T₂₀, T₂₁ dem Produkt aus der Steilheit und dem Unterschied zwischen den Spannungen an den Basen der Transistoren T₂₀ und T₂₁ proportional. Die Steilheit ist durch S = a × I gegeben, wobei I der Emitterstrom durch den Differenzverstärker und a eine temperaturabhängige Größe sind (a = , wobei q die Ladung eines Elektrons, K die Boltzmannkonstante und T die absolute Temperatur darstellen). Nun ist der Strom I und damit die Steilheit S von der Eingangsspannung V_i abhängig gemacht. Dabei wird der Kondensator C₆ der Anlaßschaltung benutzt.

Wenn der Rücklaufwandler angelassen und die Steuerschaltung 1 eingeschaltet ist, wird von der Zwischenschaltung 28 her über die Verbindung 32 der Transistor T₇ während der Hinlaufperioden gesperrt, so daß der Kondensator C₆ ein wenig aufgeladen wird. Während der Rücklaufperioden wird der Transistor T₇ in den leitenden Zustand gebracht und kann die Ladung V₆ wieder abfließen. Die Spannung über dem Kondensator C₆ während der Hinlaufperioden ist durch VC₆ = gegeben. Der Aufladestrom I_C6 ist der Eingangsspannung V_i proportional. Mit Hilfe einer Wandlerschaltung wird die Änderung in der Spannung VC₆ in eine Änderung des Stromes durch den Differenzverstärker T₂₀, T₂₁ umgewandelt. Diese Wandlerschaltung besteht aus einem ersten Transistor T₂₄, an dessen Basis die Spannung VC₆ angelegt ist, und einem durch die Diode D₂₂ und einen zweiten Transistor T₂₅ gebildeten Stromspiegel. Die Summe I des Emitterstromes durch den Differenzverstärker T₂₀, T₂₁ ist dann durch I = b · V_i · T gegeben, wobei b eine Konstante ist, die u. a. durch die Kapazität C₆ und die Elemente des Strom- Spannungs-Wandlers bestimmt wird. Die Steilheit S des Differenzverstärkers ist dann S = a · b · V_i · t. Der Unterschied in den Basisspannungen an den Transistoren T₂₀ und T₂₁ ist dem Strom durch den Widerstand R₅ proportional und dieser Strom ist gegeben durch I₅ = I₀ + d · V_i · t. Darin ist d eine Konstante, die die Impedanz der Primärwicklung enthält. I₀ ist ein Reststrom, der durch die Tatsache herbeigeführt wird, daß im Transformator noch ein Energierest vorhanden ist, der für die aufeinanderfolgenden Hinlaufperioden konstant ist. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers ist also zu (I₀ + d · V_i · t) a · b · V_i · t proportional. Sobald dieses Ausgangssignal einen bestimmten Pegel überschreitet, wird über einen zweiten Differenzverstärker T₂₆, T₂₇ der Transistor T₂₉ in den leitenden Zustand gesteuert. Dadurch wird über die Verbindung 33 der Pegel am Eingang der logischen Schaltung 27 zu einer logischen "0" gezogen und wird ein Schaltimpuls an der Basis des Transistors T₁ rechtzeitig unterbrochen. Dabei werden also die Größe des Stromes durch die Primärwicklung und die Größe der Eingangsspannung berücksichtigt.

Vorzugsweise besteht der Ausgang des Differenzverstärkers T₂₀, T₂₁ aus einem Stromspiegel in Form einer Diode D₂₁ und eines Transistors T₂₃. Der Vorteil des Stromspiegels ist, daß der Einfluß einer Gleichstromkomponente auf das Ausgangssignal des Differenzverstärkers eliminiert wird.

Die Energiedetektionsschaltung nach Fig. 6 enthält noch einen zweiten Differenzverstärker, der aus den Transistoren T₂₆ und T₂₇ mit einem gemeinsamen Emitterwiderstand R₃₈ besteht. Der Ausgang dieses Differenzverstärkers ist wieder durch einen Stromspiegel gebildet, der aus einer Diode D₂₃ und einem Transistor T₂₈ besteht. Über diesen Differenzverstärker kann die Spannung über der Akkumulatorbatterie die von dem Rücklaufwandler abgegebene Energie mitbestimmen. Die Spannung V_O über der Akkumulatorbatterie wird über einen Spannungsteiler R₃₅, R₃₆, R₃₇ der Basis des Transistors T₂₇ zugeführt.

In jeder Hinlaufperiode des Rücklaufwandlers wird der Zeitpunkt, zu dem der Transistor T₂₉ stromführend wird, durch den Zeitpunkt bestimmt, in dem die Spannung an der Basis des Transistors T₂₆ größer als die Spannung an der Basis des Transistors T₂₇ wird. Wenn die Spannung V_O niedrig ist, z. B. beim Anlassen des Motors, liegt der genannte Zeitpunkt eher in der Hinlaufperiode, als wenn die Spannung V_O einen höheren Wert aufweist. Durch Anwendung des Differenzverstärkers T₂₆, T₂₇ wird erreicht, daß bei Kurzschluß (V_O = 0) die Sekundärströme beschränkt sind.

Wie bereits bemerkt wurde, ist bei einem Übergang von einer Rücklaufperiode zu einer Hinlaufperiode die Spannung über der Akkumulatorbatterie nicht gut definiert. Die Energiedetektionsschaltung enthält daher eine Diode D₂₄, die dafür sorgt, daß bei einem derartigen Übergang während eines kurzen Zeitintervalls der Basis des Transistors T₂₇ eine feste Spannung angeboten wird. Bei einem Übergang wird die Spannung über der Akkumulatorbatterie kurzzeitig unterdrückt; die Diode D₂₄ benötigt einige Zeit, um sich auf die Istspannung über der Akkumulatorbatterie einzustellen. Bei jeder Hinlaufperiode wird die Spannung an der Basis des Transistors T₂₇ wenigstens während eines kurzen Zeitintervalls größer als die Spannung an der Basis des Transistors T₂₆, so daß der Transistor T₂₉ wenigstens während eines kurzen Zeitintervalls gesperrt ist. Dadurch wird erreicht, daß die Impulsdauer der von der Steuerschaltung gelieferten Schaltimpulse stets größer als 0 ist.

Es sei bemerkt, daß die Stromdetektionsschaltung unabhängig von dem Generator 25 (vgl. Fig. 3) arbeitet.

Die Spannung V_S (vgl. Fig. 2) des Rücklaufwandlers kann große Änderungen aufweisen (z. B. von 2,5 bis 25 V). Auch der Strom durch die Sekundärwicklung kann, vor allem beim Einschalten, groß sein. Um die Spannung über dem Kondensator C₇ als Speisespannung für die integrierte Schaltung 1 benutzen zu können, muß diese Spannung z. B. zwischen 3,5 und 4 V begrenzt und stabilisiert werden. Ferner muß der Aufladestrom für den Kondensator C₇ begrenzt werden, weil die Transformierte dieses Stromes auch in der Primärwicklung auftritt. Eine Schaltung, mit der die obenstehenden Anforderungen gut erfüllt werden können, ist in Fig. 7 dargestellt.

Der Aufladestrom für den Kondensator C₇, der über den Transistor T₂ und den Widerstand R₄₀ fließt, wird mit Hilfe des Transistors T₃₀ und der Diode D₃₁ begrenzt.

Der Transistor T₃₀ enthält zwei Kollektoren, von denen einer mit der Basis dieses Transistors verbunden ist, so daß dieser Transistor einen Stromspiegel bildet. T₃₂ ist ein Feldeffekttransistor, der als Widerstand benutzt wird. Dieser Widerstand dient zur Stromeinstellung des Transistors T₃₀. Beim Anbieten einer Spannung am Punkt 12 werden die Transistoren T₃₀ und T₃₅ in den leitenden Zustand gebracht. Die Basisspannungen für die Transistoren T₃₄, T₃₃ und T₃₁ sind dann derart, daß diese Transistoren leitend sind. Dadurch wird der Basisstrom für den Transistor T₂ derart eingestellt, daß auch dieser Transistor leitend wird. Dann fließt ein Aufladestrom von dem Punkt 12 her über den Widerstand R₄₀ und den Transistor T₂ in den Kondensator C₇. Der Aufladestrom wird mit Hilfe des Widerstandes R₄₀ begrenzt. Wenn der Aufladestrom die Neigung hätte, stark zuzunehmen, hätte auch der Spannungsabfall über dem Widerstand R₄₀ die Neigung zuzunehmen. Die Zunahme der Spannung über dem Widerstand R₄₀ wird über den Diodenzweig von T₃₀ und die Diode D₃₁ an die Basis des Transistors T₂ weitergeleitet. Mit zunehmender Spannung über dem Widerstand R₄₀ steigt die Spannung an der Basis des Transistors T₂ an, wodurch der Strom durch diesen Transistor wieder abnimmt. Der Strom durch den Transistor T₂ und somit der Aufladestrom für den Kondensator C₇ wird also konstant gehalten.

Die Begrenzung der Spannung über dem Kondensator C₇ wird mit Hilfe der Dioden D₃₄, D₃₅ und D₃₆, der Transistoren T₃₁ und T₃₅ und der Dioden D₃₂ und D₃₃ erhalten. Ein Aufladestrom kann nur dann durch den Transistor T₂ fließen, wenn der Transistor T₃₃ stromführend ist, d. h., daß die Basisspannung für diesen Transistor genügend positiv gegenüber seiner Emitterspannung sein muß. Der Emitter des Transistors T₃₃ ist über drei Dioden mit dem Kondensator C₇ verbunden, so daß diese Emitterspannung gleich der Spannung über C₇ abzüglich des Spannungsabfalls über drei Dioden ist. Die Basis des Transistors T₃₃ liegt über die Dioden D₃₂ und D₃₃ und den Transistor T₃₅ an Masse, so daß die Basisspannung im großen und ganzen dem Spannungsabfall über drei Dioden gleichgesetzt werden kann. Der Transistor T₃₃ ist stromführend, solange seine Emitterspannung nicht größer als der Spannungsabfall über zwei Dioden ist, was bedeutet, daß die Spannung über dem Kondensator C₇ höchstens gleich dem Fünffachen des Spannungsabfalls über einer Diode ist. Würde die Kondensatorspannung größer als fünf Diodenspannungen werden, so wird der Transistor T₃₃ gesperrt, wodurch der Basisstrom für den Transistor T₂ und damit der Aufladestrom für den Kondensator C₇ herabgesetzt oder unterbrochen werden.

Die Diode D₃₇ ist vorgesehen, um zu verhindern daß der Transistor T₂ in falscher Richtung stromführend wird, wenn die Spannung am Punkt 12 niedriger als die Spannung über dem Kondensator C₇ ist. Im letzteren Falle wird über den Spannungsabfall über den Dioden D₃₄ und D₃₇ dafür gesorgt, daß der Transistor T₃₁ gesperrt wird, so daß kein Basisstrom für den Transistor T₂ fließen kann.

Die Tatsache, daß die Erfindung an Hand der Speiseschaltung für ein elektrisches Rasiergerät beschrieben ist, bedeutet nicht, daß sie darauf beschränkt ist. Die Erfindung kann im allgemeinen in jenen Fällen angewandt werden, in denen der Bedarf an einer schaltenden Speisung vorliegt, wobei die Speiseschaltung klein und leicht sein muß und wenig Energie verbrauchen darf.

Claims

1. Speiseschaltung zur Speisung einer Belastung, insbesondere eines für Akkumulatoren- und Netzbetrieb geeigneten Elektrorasierers, aus Eingangsspannungen unterschiedlicher Stärke;

- mit einem Sperrwandler mit einem Halbleiterschalter in Serie zur Primärwicklung eines Transformators,
- mit einer aus einem integrierten Steuerbaustein und zusätzlichen Beschaltungskomponenten bestehenden Steuerschaltung, die den Halbleiterschalter mit Impulsen einer festen Frequenz von einigen 10 kHz und in Abhängigkeit von Primärstrom und Ausgangsspannung geregelter Impulsbreite ansteuert,
- wobei der Steuerbaustein im stationären Betrieb seine Speisespannung von einer Sekundärwicklung des Transformators über einen Speisekondensator erhält, und
- mit einer Anlaßschaltung,

dadurch gekennzeichnet, daß

- der Transformator (Tr) eine einzige Sekundärwicklung (Ws) aufweist, zu welcher die Belastung (M, B) in Reihe liegt,
- der integrierte Steuerbaustein (1) aus dieser Sekundärwicklung (Ws) gespeist wird,
- wobei der Steuerbaustein (1) einen Spannungspegeldetektor (22) enthält, der ihn einschaltet, sobald und eingeschaltet hält, solange die Spannung über dem Speisekondensator (C₇) größer als eine bestimmte Schwellenwertspannung ist,
- die mitintegrierte Anlaßschaltung (30) von der Spannung über einen externen Anlaßkondensator (C₆) versorgt wird, solange der Steuerbaustein (1) nicht aktiviert ist und die Spannung über dem Anlaßkondensator (C₆) und die momentane Eingangsspannung vorgegebene Pegel überschritten haben.

2. Speiseschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Anlaßschaltung (30) mit einer eine Zenerdiode (D_z) enthaltenden Thyristorschaltung (T₅, T₆) versehen ist, und daß parallel zu dem Anlaßkondensator (C₆) ein Schaltungselement (T₇) angeordnet ist, von dem ein Steuereingang mit dem invertierten Ausgang der Steuerschaltung (1) verbunden ist.

3. Speiseschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Anlaßschaltung (30) eine zweite Thyristorschaltung (T₁₂; T₁₃) enthält, mit deren Hilfe die erste Thyristorschaltung (T₅; T₆) ausgeschaltet wird, wenn die Spannung am Anlaßkondensator (C₆) einen bestimmten Wert unterschreitet.