JPH11504798A - 入力電圧の変化を補償するスイッチモード電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 スイッチモード電源においては、コイル（Ｗ１）はスイッチング素子（Ｔ１）により入力電圧が周期的に加わるように接続されている。スイッチング素子（Ｔ１）は、このスイッチング素子（Ｔ１）と直列の検知抵抗（Ｒ３）の両端間の電圧が所定のしきい値を超えた際にターン・オフとなる。入力電圧が増大するとすぐにしきい値に達してしまう影響を、検知抵抗（Ｒ３）と直列の誘導性素子（Ｌ２）に、検知抵抗（Ｒ３）を流れる電流と同じ電流を流すことにより補償する。

Description

【発明の詳細な説明】 入力電圧の変化を補償するスイッチモード電源 本発明は、可制御スイッチング素子と、誘導性素子と、検知抵抗との直列回路 であって、この直列回路は入力電圧を受けるとともに、可制御スイッチング素子 をターン・オン及びターン・オフさせることにより周期的に中断された電流を流 すように配置されている当該直列回路と、検知抵抗を流れる電流によりこの検知 抵抗の両端間に生じる電圧降下に応答して可制御スイッチング素子をターン・オ フさせる手段とを具えているスイッチモード電源に関するものである。 このようなスイッチモード電源は特に米国特許第４，９３９，６３２号明細書 から既知である。このような電源は、誘導性素子が変圧器の一次巻線であり、こ の変圧器の二次巻線が整流器ダイオードを経て、充電すべきバッテリ及び他の負 荷の双方又はいずれか一方に接続されている自己発振型スイッチモード電源であ る。可制御スイッチング素子はバイポーラＮＰＮスイッチングトランジスタであ り、そのコレクタは一次巻線を経て入力電圧の正端子に接続され、エミッタは検 知抵抗を経て入力電圧の負端子に接続されている。スイッチングトランジスタの ベースは始動抵抗を経て駆動電流を受け、これによりスイッチングトランジスタ に電流を流す。スイッチングトランジスタは二次巻線からスイッチングトランジ スタのベースへの正帰還回路により急速に飽和させられる。スイッチングトラン ジスタを、従ってそのエミッタと直列の検知抵抗をも流れる電流は直線的に増大 する。検知抵抗の両端間の電圧が所定のしきい値を超えると、スイッチングトラ ンジスタのベースが第２トランジスタによって短絡される。従って、あるピーク 電流に達すると、スイッチングトランジスタが遮断される。スイッチングトラン ジスタの遮断状態中、一次巻線に蓄積されたエネルギーが、この際導通している 整流器ダイオードを経てバッテリ及び負荷の双方又はいずれか一方に伝達される 。二次巻線中の電流が零に減少すると、次のスイッチングサイクルが自動的に開 始される。 ピーク電流に達するまでの時間は印加される入力電圧に依存する。入力電圧が 高い場合にはピーク電流に達するまでの時間が短くなり、入力電圧が低い場合に はこの時間が長くなる。従って、スイッチングサイクルの周波数は入力電圧が増 大するにつれ高くなる。スイッチングサイクルの各々では同じ量のエネルギーが 一次巻線中に形成され負荷に伝達される為、負荷に伝達されるエネルギーも周波 数が高くなるにつれ増大する。このことは、バッテリを充電する場合には平均充 電電流が増大することを意味する。この状態は、この種類のスイッチモード電源 を、整流された主電源（商用電源）電圧により充電される再充電可能なバッテリ を有する装置に用いる場合には不所望なものである。この場合、充電時間は場所 毎の主電源電圧に依存してしまう。それにもかかわらず、主電源電圧が異なる際 に充電電流を一定にしようとすると、主電源電圧が高くなった場合に小さなピー ク電流がスイッチングトランジスタをターン・オフせしめる補償が必要となる。 米国特許第４，１８７，５３６号明細書、特にその図１４には、整流された主 電源電圧の一部を分圧器により第２トランジスタのベースに印加する解決策が開 示されている。主電源電圧が高くなった場合には、第２トランジスタがすぐにタ ーン・オンし、スイッチングトランジスタをすぐにターン・オフさせる。この解 決策は簡単でるが、分圧器における可成りの電力消費を伴う。 米国特許第４，５０４，７７５号明細書には、第２トランジスタのベース−エ ミッタ接合を検知抵抗と並列に配置し、二次巻線の両端間のパルス電圧を直列抵 抗により第２トランジスタのベースに印加する解決策が開示されている。パルス 電圧は一次回路の両端間の整流された入力電圧に比例する。この解決策では電力 消費が少なくて足りるも、この解決策は変圧器によってのみ可能となるにすぎな い。 米国特許第４，４６４，６１９号明細書の図１及び図２には上記の米国特許第 ４，５０４，７７５号明細書の解決策の変形例が開示されている。この既知のス イッチモード電源では、検知抵抗が変圧器の二次巻線のタップに接続されている 。しかし、この解決策は、一次電流が二次巻線の一部分にも流れる構造に限定さ れる。この場合、一次巻線と二次巻線との間に必要とする電気的な分離が可能と ならない。二次巻線の一部分を流れる電流はスイッチングトランジスタのターン ・オン中に検知抵抗を流れる電流に等しいも、スイッチングトランジスタがター ン ・オフされると、二次電流が整流器ダイオードを経て二次巻線の前記の一部分を 通って流れる。この際、検知抵抗を流れる電流は零となる、すなわち二次巻線の 前記の一部分を流れる電流に等しくならない。従って、検知抵抗を流れる電流は 二次巻線の前記の一部分を流れる電流に常に等しくならない。 最初に記載した米国特許第４，９３９，６３２号明細書の図４には、整流され た電圧に基づいて主電源電圧補償を行なう第１の変形例が開示され、図３には、 二次パルス電圧に基づく第２の変形例が開示されている。しかし、これらの変形 例の場合、より多くの素子を必要とし、第２の変形例は変圧器によって可能とな るにすぎない。 本発明の目的は、主電源電圧補償に対する簡単な解決策を提供せんとするにあ る。この目的のために、頭書に規定した種類のスイッチモード電源において、検 知抵抗の両端間の電圧降下に寄与する電圧を発生する他の誘導性素子が検知抵抗 と直列に配置され、この他の誘導性素子を流れる電流が検知抵抗を流れる電流に 常にほぼ等しくなるようにしたことを特徴とする。検知抵抗と直列の前記他の誘 導性素子は単位時間当りの電流変化に依存する電圧を生じ、この電圧が検知抵抗 の両端間の電圧降下に加えられる。従って、入力電圧が高くなった場合に直ちに スイッチング素子がターン・オフされる。 前記他の誘導性素子は種々の方法で実現しうる。本発明の第１の例では、前記 他の誘導性素子が、自己インダクタンスを有するコイルを具えることを特徴とす る。このコイルは独立のコイルとするか或いは最初に記載した誘導性素子に磁気 的に結合することができる。後者の場合、２つの誘導性素子が変圧器を構成する 。この場合、前記他の誘導性素子の両端間の電圧は最初に記載した誘導性素子の 両端間の電圧に比例し、この最初に記載した誘導性素子の両端間には整流された 主電源電圧が現われる。独立の又は磁気的に結合されたコイルと検知抵抗とは合 体させて、検知抵抗の抵抗値に相当する内部抵抗を有するコイルにすることがで きる。又、独立のコイルと検知抵抗とを合体させて、コイルの自己インダクタン スに相当する内部自己インダクタンスを有する抵抗、例えば適切な自己インダク タンスを有するワイヤ巻装抵抗とすることもできる。 本発明の第２の例では、前記他の誘導性素子が、前記検知抵抗の第１端子に接 続された第１主電極と、第２主電極と、制御電極とを有するトランジスタと、前 記制御電極及び前記第２主電極間に接続された他の抵抗と、前記制御電極及び前 記検知抵抗の第２端子間に接続されたキャパシタとを具えていることを特徴とす る。 前記キャパシタ及び前記他の抵抗の時定数は、入力電圧が低い場合に前記トラ ンジスタの制御電極が、第１主電極と直列の検知抵抗の両端間の電圧変化を追従 しうるように選択する。この場合前記トランジスタはダイオードとして作用させ る。しかし、検知抵抗を通る単位時間当りの電流の増大が大きい場合には、制御 電極における電圧は検知抵抗の両端間の電圧変化よりも遅れる。従って、前記ト ランジスタの主電流通路の両端間の電圧が増大し、その結果全体の電圧降下が増 大する。従って、入力電圧が高くなると直ちにスイッチング素子がターン・オフ される。 本発明は、電力を供給すべき負荷に結合されている変圧器を有するスイッチモ ード電源に対して適しているばかりではなく、１つのチョークを有する種類のも のにも適している。 本発明の上述した及びその他の特徴を以下に図面を参照して詳細に説明する。 図中、 図１は、本発明によるスイッチモード電源の一実施例を示し、 図２は、本発明によるスイッチモード電源の他の一実施例を示し、 図３は、本発明によるスイッチモード電源の更に他の一実施例を示し、 図４は、本発明によるスイッチモード電源の更に他の一実施例を示し、 図５は、本発明によるスイッチモード電源の更に他の一実施例を示し、 図６は、本発明によるスイッチモード電源の更に他の実施例を示し、 図７は、本発明によるスイッチモード電源の更に他の実施例を示し、 図８は、本発明によるスイッチモード電源を有する電気かみそり（電気ひげそ り器）を示す。 これらの図において、同じ機能又は同じ目的を有する部分には同一符号を付し た。 図１は、本発明によるスイッチモード電源の一実施例の回路図を示す。交流主 電源（商用電源）電圧又は適切な直流電圧は入力端子Ｎ４及びＮ５に印加される 。主電源電圧は所望に応じ変圧器（図示せず）を介して印加することができる。 交流電圧はダイオードブリッジＤ４によって整流され、キャパシタＣ１及びＣ２ とコイルＬ１とにより平滑化及び濾波される。ダイオードブリッジの代りに単一 の整流器ダイオードを用いることもできる。随意の抵抗Ｒ１によりダイオードブ リッジＤ４を流れる電流を制限する。整流された入力電圧の負端子は接地されて いる。正端子Ｎ７は変圧器の一次巻線Ｗ１に接続されている。この一次巻線Ｗ１ と並列にツェナーダイオードＤ１及びダイオードＤ２が配置され、これらダイオ ードにより、一次巻線Ｗ１を流れる電流が中断された際の一次巻線Ｗ１の両端間 の電圧を制限する。ここに示すツェナーダイオードＤ１及びダイオードＤ２の代 りに、他の回路、例えばキャパシタと抵抗との直列回路を用いて一次巻線Ｗ１の 両端間の電圧変化を安定化することができる。一次巻線Ｗ１にはバイポーラＮＰ Ｎトランジスタを有するスイッチングトランジスタＴ１の主電流通路が直列に接 続され、このトランジスタの第２主電極、すなわちコレクタが一次巻線Ｗ１に結 合されている。スイッチングトランジスタＴ１の第１主電極、すなわちエミッタ は自己インダクタンスＬ２及び検知抵抗Ｒ３を介して変圧器の二次巻線Ｗ２の第 １端子Ｎ１に接続され、この二次巻線は一次巻線Ｗ１に磁気的に結合されている 。二次巻線Ｗ２の第１端子Ｎ１は更に、電力を供給すべき負荷、例えば再充電可 能なバッテリＢに接続されている。バッテリＢの正端子は第１端子Ｎ１に接続さ れ、バッテリＢの負端子は端子Ｎ６に接続され、この端子Ｎ６はダイオードＤ３ を経て二次巻線Ｗ２の第２端子Ｎ２に接続されている。端子Ｎ６は例えば接地す る。その結果、二次巻線を流れる電流のみならず、一次巻線を流れる電流もバッ テリＢに流れる。このようにするのが望ましくない場合には、端子Ｎ６の代りに 第１端子Ｎ１を接地することができる。電流が二次回路を流れる場合には、自己 インダクタンスＬ２を流れる電流は零であることに注意すべきである。自己イン ダクタンスＬ２は二次巻線Ｗ２の一部を構成するものではない。スイッチングト ランジスタの制御電圧、すなわちベースは抵抗Ｒ６を経て電力供給端子Ｎ３に接 続されている。この電力供給端子Ｎ３は正端子Ｎ７に直接接続することができる も、電力供給端子Ｎ３における電圧は例えば、この電力供給端子Ｎ３と端子Ｎ６ （大 地）との間に接続されたツェナーダイオードＤ７及びこの電力供給端子Ｎ３と正 端子Ｎ７との間に接続された電力供給抵抗Ｒ２によって安定化させることもでき る。スイッチングトランジスタＴ１のベースと二次巻線Ｗ２の第２端子Ｎ２との 間にはキャパシタＣ３と抵抗Ｒ５との直列回路が接続されている。更に、スイッ チングトランジスタＴ１のベースはダイオードＤ６と直列のツェナーダイオード Ｄ５を有するしきい値素子を経て第１端子Ｎ１に接続されており、ダイオードＤ ６はツェナーダイオードＤ５がブレークダウンした際に導通する。図１は更に、 スイッチＳＷによりバッテリＢに接続しうるモータＭを示している。このモータ Ｍは例えば、主電源電圧により充電される再充電可能なバッテリを有する電気か みそりのモータとすることができる。 入力電圧が与えられると、電力供給端子Ｎ３から抵抗Ｒ６を経てスイッチング トランジスタＴ１のベースに始動電流が流れ、従ってこのスイッチングトランジ スタがターン・オンする。これにより順方向期間すなわち順方向位相が開始する 。その後、正端子Ｎ７から一次巻線Ｗ１、スイッチングトランジスタＴ１、自己 インダクタンスＬ２、検知抵抗Ｒ３及びバッテリＢを経て端子Ｎ６に電流が流れ 始める。一次巻線Ｗ１の両端間の電圧差が二次巻線Ｗ２の両端間に変圧された電 圧差を誘起し、第２端子Ｎ２が第１端子Ｎ１に対して正となる。この際、ダイオ ードＤ３の陰極がダイオードＤ３の陽極に比べて正となる為、このダイオードＤ ３は遮断される。二次巻線Ｗ２の両端間の正の電圧差は正帰還効果を有し、スイ ッチングトランジスタＴ１のベース- エミッタ接合をキャパシタＣ３を経て更に 導通状態に駆動し、駆動電流は抵抗Ｒ５により制限される。スイッチングトラン ジスタＴ１は基底状態となり、増大電流ｉが一次巻線Ｗ１を流れ始める。この増 大電流ｉが自己インダクタンスＬ２及び検知抵抗Ｒ３の両端間に増大電圧降下を 生じる。スイッチングトランジスタＴ１のベース- エミッタ接合電圧と、自己イ ンダクタンスＬ２及び検知抵抗Ｒ３の両端間の電圧降下との合計が、ツェナーダ イオードＤ５のツェナー電圧とダイオードＤ６の接合電圧との合計に等しくなる と、スイッチングトランジスタＴ１のベースが第１端子Ｎ１に短絡される。従っ て、スイッチングトランジスタＴ１がターン・オフされ、一次巻線Ｗ１を流れる 電流が中断される。従って、逆方向期間すなわち逆方向位相が開始し、変圧器に 蓄積 されたエネルギーがバッテリＢに伝達される。スイッチングトランジスタＴ１を ターン・オフするピーク電流はバッテリＢの両端間の電圧に依存しない。その理 由は、しきい値素子がスイッチングトランジスタＴ１のベース- エミッタ接合及 び検知抵抗Ｒ３と並列に配置されている為である。従って、バッテリＢ又は他の 負荷を短絡することにより過大のピーク電流が決してスイッチングトランジスタ に流れないようにすることができる。 一次巻線Ｗ１を流れる電流を中断することにより一次巻線Ｗ１の両端間に大き な電圧の増大を生ぜしめ、この電圧の増大は正端子Ｎ７における入力電圧に対し て正になるもダイオードＤ２及びツェナーダイオードＤ１により制限される。こ の電流の中断の結果として、一次巻線Ｗ１の両端間の電圧の正負符号、従って二 次巻線Ｗ２の両端間の電圧の正負符号が反転される。従って、二次巻線Ｗ２の第 ２端子Ｎ２が第１端子Ｎ１に対して負となり、ダイオードＤ３が導通し、二次巻 線Ｗ２、ダイオードＤ３及びバッテリＢより成る二次回路に二次電流が流れ、変 圧器におけるエネルギーがバッテリに伝達される。二次電流は零に減少する。ダ イオードＤ３が導通している限り、二次巻線Ｗ２の両端間の負電圧がダイオード Ｄ３の両端間の電圧とバッテリＢの電圧との合計に等しくなる。二次巻線Ｗ２の 両端間の負の過渡電圧はキャパシタＣ３の両端間に現われ、スイッチングトラン ジスタＴ１のベースをエミッタに比べて負に保つ。ダイオードＤ６は、キャパシ タＣ３が現在順方向にバイアスされているツェナーダイオードを経て放電されな いようにする。スイッチングトランジスタＴ１は、このスイッチングトランジス タＴ１のベースにおける電圧が再びエミッタに比べて充分正となり新たな発振サ イクルが開始される値にキャパシタＣ３が抵抗Ｒ６及びＲ５を経て充電されるま で、遮断状態を維持する。その結果、スイッチモード電源は自己発振する。 キャパシタＣ３を充電するのに必要な時間、従って発振サイクルの繰返し周波 数は主として抵抗Ｒ６の抵抗値によって決定される。その理由は、抵抗Ｒ５の抵 抗値は実際には無視しうる為である。スイッチモード電源は、キャパシタＣ３が 抵抗Ｒ６を経て充分に再充電されるまで待つ。従って、逆方向期間に待ち期間が 続く。各発振サイクルにおいて充分な一定量のエネルギーがバッテリＢ又は他の 負荷に伝達される。従って、発振サイクルの繰返し周波数が、バッテリＢに流れ る平均充電電流を決定する。平均充電電流は抵抗Ｒ６の抵抗値を適切に選択する ことにより一定にしうる。図１に示すスイッチモード電源は特に再充電可能なバ ッテリに対する低速充電器又は細流充電器として適している。その理由は、ダイ オードＤ６がキャパシタＣ３の急速充電を阻止する為である。しかし、このダイ オードＤ６が存在することによりスイッチモード電源を比較的高い繰返し周波数 と比較的低い繰返し周波数との間で切換えうるようにもしうる。ダイオードＤ６ を短絡することにより、キャパシタＣ３の両端間の負の過渡電圧を逆方向期間中 急速に補償することができる。その理由は、この際ツェナーダイオードＤ５が順 方向にバイアスされたダイオードとして動作する為である。その結果、スイッチ ングトランジスタＴ１のベース電圧は、このスイッチングトランジスタＴ１を再 び導通状態に駆動するのに適した正の値をより急速にとる。従って、発振サイク ルの繰返し周波数が可成り高くなり、その結果バッテリＢ又は他の負荷に供給さ れる電流の平均値が増大する。この際、ダイオードＤ６の両端間のスイッチＳＷ ２によりバッテリＢの低速充電を高速充電に切換えることができる。このスイッ チは手動の電気スイッチ又はトランジスタスイッチとすることができる。 ピーク電流に達するまでの時間は印加される入力電圧に依存する。入力電圧が 高い場合、ピーク電流に達する時間が短かくなり、入力電圧が低い場合、この時 間が長くなる。従って、スイッチングサイクルの周波数は入力電圧が増大するに つれて高くなる。スイッチングサイクルの各々では、同一量のエネルギーが一次 巻線に形成されて負荷に伝達される為、この負荷に伝達されるエネルギーも周波 数が増大するにつれて増大する。このことは、バッテリを充電する際平均充電電 流が増大することを意味する。この状態は、整流された主電源電圧により充電さ れる再充電可能なバッテリを有する装置にこの種類のスイッチモード電源を用い る場合に、不所望なことである。この場合、充電時間が場所毎の主電源電圧に依 存してしまう。それにもかかわらず、主電源電圧が異なる場合に一定の充電電流 を得るためには、主電源電圧が増大した場合に小さなピーク電流でスイッチング トランジスタをターン・オフさせる補償が必要となる。検知抵抗Ｒ３と直列の自 己インダクタンスＬ２は電流ｉの単位時間当りの電流変化（di／dt）に依存する 電圧を生じ、この電圧が検知抵抗Ｒ３の両端間の電圧降下に加えられる。従って 、入力電圧が高くなるとすぐにスイッチング素子がターン・オフされる。 所望に応じ、自己インダクタンスＬ２と検知抵抗Ｒ３とを合体させて、適切な 自己インダクタンスを有するワイヤ巻装抵抗或いは適切な内部抵抗値を有するコ イルにすることができる。 自己インダクタンスＬ２の代りに他の誘導性素子を用いることができる。図２ は、自己インダクタンスＬ２の代りにＮＰＮトランジスタＴ２を用い、このトラ ンジスタＴ２のコレクタをスイッチングトランジスタＴ１のエミッタに接続し、 トランジスタＴ２のエミッタを検知抵抗Ｒ３に接続し、ベースを抵抗Ｒ４を経て トランジスタＴ２のコレクタに接続した実施例を示す。トランジスタＴ２のベー ス−エミッタ接合と検知抵抗Ｒ３との直列回路の両端間にはキャパシタＣ４が接 続されている。抵抗Ｒ４とキャパシタＣ４とを有するＲＣ回路網の時定数は、入 力電圧が低い場合にトランジスタＴ２のベースにおける電圧が検知抵抗Ｒ３の両 端間の電圧を追従するように選択されている。この場合、トランジスタＴ２はダ イオードとして作用する。単位時間当りの電流変化（di／dt）が大きい場合、ト ランジスタＴ２のベースにおける電圧がトランジスタＴ２のエミッタにおける電 圧よりも遅れる。その結果、トランジスタＴ２のコレクタ−エミッタ電圧が増大 し、スイッチングトランジスタＴ１を直ちにターン・オフさせる。 図３は自己インダクタンスＬ２に対する他の変形例を示す。本例では、自己イ ンダクタンスＬ２を変圧器の巻線Ｗ３とし、この巻線を一次巻線Ｗ１に磁気的に 結合させる。巻線Ｗ３の両端間の電圧は一次巻線Ｗ１の両端間の電圧と同様に入 力電圧に比例する。入力電圧が高い場合巻線Ｗ３の両端間の電圧が高くなり、そ の結果、スイッチングトランジスタＴ１がすぐにターン・オフされる。巻線Ｗ３ を流れる電流はスイッチングトランジスタＴ１のオン状態及びオフ状態の双方に おいてこのスイッチングトランジスタＴ１を流れる電流に常にほぼ等しいことに 注意すべきである。巻線Ｗ３は二次巻線Ｗ２の一部を構成しない。 図４は、図１に示す実施例と相違して、スイッチングトランジスタＴ１のベー スをツェナーダイオードによって端子Ｎ１に接続せずにＮＰＮトランジスタＴ３ のコレクタに接続し、このトランジスタＴ３のエミッタを端子Ｎ１に接続し、こ のトランジスタＴ３のベースを抵抗Ｒ７を経てスイッチングトランジスタＴ１の エミッタに接続した実施例を示す。自己インダクタンスＬ２及び検知抵抗Ｒ３の 両端間の電圧降下が増大することによりトランジスタＴ３を導通状態に駆動し、 その結果スイッチングトランジスタＴ１がターン・オフする。抵抗Ｒ７と直列に 又は抵抗Ｒ７の代りにツェナーダイオードを配置してターン・オフレベルをシフ トさせることができる。所望に応じ、トランジスタＴ３のエミッタをツェナーダ イオードを介して大地又は他の適切な基準点に接続することができる。キャパシ タＣ３及び抵抗Ｒ５間のノードは随意のツェナーダイオードＤ８又は通常のダイ オードを介して端子Ｎ１に接続することができる。この場合、ツェナーダイオー ドＤ８又は通常のダイオードがキャパシタＣ３に対する高速放電路を形成し、ス イッチモード電源が高速充電器として動作する。ツェナーダイオードＤ８を用い た場合、スイッチングトランジスタＴ１がターン・オンした際のこのスイッチン グトランジスタＴ１のベースにおける電圧が制限される。これにより、入力電圧 が増大した場合に、スイッチングトランジスタＴ１が過飽和状態となり、その結 果二次巻線の両端間の帰還電圧も増大するのを阻止する。この場合生じる蓄積効 果の為に、スイッチングトランジスタＴ１の飽和が増大することによりこのスイ ッチングトランジスタＴ１のターン・オフを一層遅らせ、ピーク電流を増大せし めてしまう。 図４に示す実施例における自己インダクタンスＬ２は、図２及び図３の実施例 に示すのと同様に、抵抗Ｒ４及びキャパシタＣ４を有するトランジスタＴ２或い は一次巻線Ｗ１に磁気的に結合された巻線Ｗ３に代えることができる。 図５は、図４に示す実施例と相違して、端子Ｎ６を自己インダクタンスＬ２及 び検知抵抗Ｒ３を経て接地し、端子Ｎ１をスイッチングトランジスタＴ１のエミ ッタに接続し、トランジスタＴ３のエミッタを接地した実施例を示す。しかし、 本例の動作は基本的には図４の動作と同じである。この場合も、図２及び図３の 実施例に示すのと同様に、自己インダクタンスＬ２を、抵抗Ｒ４及びキャパシタ Ｃ４を有するトランジスタＴ２又は一次巻線Ｗ１に磁気的に結合された巻線Ｗ３ に代えることができる。 図６は、自己インダクタンスＬ２以外は、ドイツ連邦共和国特許出願公告第２ ３５２８２８号明細書から既知の実施例を示す。自己インダクタンスＬ３と、Ｎ ＰＮスイッチングトランジスタＴ１と、自己インダクタンスＬ２と、検知抵抗Ｒ ３との直列回路が正端子Ｎ７と大地との間に接続され、スイッチングトランジス タＴ１のコレクタが自己インダクタンスＬ３に接続され、エミッタが自己インダ クタンスＬ２に接続されている。スイッチングトランジスタＴ１のベースにはＮ ＰＮトランジスタＴ４のコレクタから駆動電流が与えられ、このトランジスタＴ ４のエミッタは正端子Ｎ７に接続されている。トランジスタＴ４のベースはＮＰ ＮトランジスタＴ５のコレクタにより駆動され、このトランジスタＴ５のエミッ タはスイッチングトランジスタＴ１のエミッタに接続され、トランジスタＴ５の コレクタは抵抗Ｒ１１を経てスイッチングトランジスタＴ１のコレクタに接続さ れている。トランジスタＴ５のベースはダイオード接続されたＮＰＮトランジス タＴ６のベースに接続され、トランジスタＴ６のエミッタは接地され、トランジ スタＴ６のコレクタは、抵抗Ｒ１０を経て正端子Ｎ７に接続されている。スイッ チングトランジスタＴ１のコレクタと自己インダクタンスＬ３との間のノードは ダイオードＤ１０を経て端子Ｎ８に接続され、この端子Ｎ８は平滑キャパシタＣ ５を経て接地されている。 トランジスタＴ６がトランジスタＴ５をターン・オンさせ、その結果抵抗Ｒ１ １の両端間に電圧降下が生じる。従って、トランジスタＴ４がターン・オンし、 次にこのトランジスタがスイッチングトランジスタＴ１をターン・オンさせる。 自己インダクタンスＬ３を流れる電流ｉは、自己インダクタンスＬ２及び検知抵 抗Ｒ３の両端間の電圧降下がトランジスタＴ５を遮断させる程度に大きくなるま で増大する。トランジスタＴ５が遮断すると、自己インダクタンスＬ３中の電流 はダイオードＤ１０を経て平滑キャパシタＣ５及び負荷（図示せず）に流れる。 ダイオードＤ１０が遮断されると直ちに、電流は抵抗Ｒ１１に再び流れることが でき、トランジスタＴ６が再びトランジスタＴ５をターン・オンさせ、サイクル が繰返される。この場合も自己インダクタンスＬ２が入力電圧の増大の場合の電 流変化dt／diの増大を補償する。図６に示す実施例の自己インダクタンスＬ２は 図２及び図３の実施例に示すのと同様に、抵抗Ｒ４及びキャパシタＣ４を有する トランジスタＴ２又は自己インダクタンスＬ３に磁気的に結合されたコイルに代 えることができる。 図７は、自己インダクタンスＬ２以外は米国特許第４，５４６，３０４号明細 書から既知の実施例を示す。入力端子Ｎ４及びＮ５には交流主電源電圧又は適切 な直流電圧が印加される。交流主電源電圧は所望に応じ変圧器（図示せず）を介 して供給し、電力を与えるべき負荷の電圧に対する良好な整合が得られるように することができる。交流電圧はダイオードブリッジＤ４により整流され、キャパ シタＣ１及びＣ２とコイルＬ１とにより平滑化且つ濾波される。整流入力電圧の 負端子は接地されている。正端子Ｎ７と大地との間には、スイッチングトランジ スタＴ１と、自己インダクタンスＬ２と、検知抵抗Ｒ３と、変圧器の一次巻線Ｗ １と、本例の場合もスイッチＳＷを有するモータＭと並列の再充電可能なバッテ リＢとして示す負荷との直列回路が配置されている。変圧器の二次巻線Ｗ２の一 方の端子は検知抵抗Ｒ３と一次巻線Ｗ１との間のノードＮ９に接続され、二次巻 線Ｗ２の他方の端子はキャパシタＣ３と抵抗Ｒ５との直列回路を経てスイッチン グトランジスタＴ１のベースに接続され、正帰還を達成する。スイッチングトラ ンジスタＴ１のベースは抵抗Ｒ６を経て正端子Ｎ７に接続されている。ノードＮ ９はフリーホィールダイオードＤ１１の陰極に接続され、このダイオードの陽極 は接地されている。スイッチングトランジスタＴ１のベースはＮＰＮトランジス タＴ３のコレクタ- エミッタ通路を経てノードＮ９に接続されている。トランジ スタＴ３のベースはツェナーダイオードＤ１４を経て、スイッチングトランジス タＴ１のエミッタと、自己インダクタンスＬ２及び検知抵抗Ｒ３の直列回路との 間のノードに接続されている。更に、トランジスタＴ３のベースは抵抗Ｒ１３に よりノードＮ９に接続されている。バッテリＢと一次巻線Ｗ１との間のノードＮ １０はダイオードＤ１２の陽極に接続され、このダイオードＤ１２の陰極は平滑 キャパシタＣ６に接続され、この平滑キャパシタはダイオードＤ１２の陰極とノ ードＮ９との間に接続されている。トランジスタＴ３のベースは抵抗Ｒ１２とツ ェナーダイオードＤ１３との直列回路を経てダイオードＤ１２の陰極に接続され 、この陰極は更に抵抗Ｒ１４によりスイッチングトランジスタＴ１のベースに接 続されている。 スイッチングトランジスタＴ１は抵抗Ｒ６により始動される。電流ｉがスイッ チングトランジスタＴ１と、自己インダクタンスＬ２と、検知抵抗Ｒ３と、一次 巻線Ｗ１と、バッテリＢとの直列回路を流れ始める。キャパシタＣ３と抵抗Ｒ５ とを経る正帰還の結果として、スイッチングトランジスタＴ１が完全な導通状態 に急速に駆動され、直線的に増大する電流ｉが上述した直列回路を流れ始める。 すると、フリーホィールダイオードＤ１１が遮断する。自己インダクタンスＬ２ 及び検知抵抗Ｒ３の両端間の電圧降下が所定の値になると、ツェナーダイオード Ｄ１４がブレークダウンし、トランジスタＴ３がターン・オンし、その結果スイ ッチングトランジスタＴ１がターン・オフする。すると、電流ｉは巻線Ｗ１を流 れる電流が零になるまで導通しているフリーホィールダイオードＤ１１を通る通 路をとる。その後サイクルが繰返される。スイッチモード電源は自己発振する。 キャパシタＣ６はダイオードＤ１２を経てほぼバッテリ電圧まで充電される。ツ ェナーダイオードＤ１３はバッテリ電圧が所定値に達するとブレークダウンし、 トランジスタＴ３をターン・オンさせ、その結果発振はバッテリ電圧が充分に減 少されるまで停止させられる。平均充電電流は、前述したように印加される入力 電圧に依存する発振周波数に比例する。これを自己インダクタンスＬ２が補償す る。図７に示す実施例の自己インダクタンスＬ２も図２及び図３の実施例に対し 示すのと同様に、抵抗Ｒ４及びキャパシタＣ４を有するトランジスタＴ２又は巻 線Ｗ１に磁気的に結合されたコイルに代えることができる。 図示の実施例から明らかなように、主スイッチングトランジスタを検知抵抗の 両端間の電圧降下に応答してターン・オフせしめうる多重構造のスイッチモード 電源に、検知抵抗と直列の誘導素子を設けることができる。従って、本発明は上 述した種類のスイッチモード電源の例に限定されるものではない。 上述した実施例ではバイポーラトランジスタを用いているが、対応する導電型 のユニポーラ（ＭＯＳ）トランジスタを用いることができ、第１主電極、第２主 電極及び制御電極がユニポーラトランジスタのソース、ドレイン及びゲートに対 応する。 図８は、スイッチモード電源ＰＳ、再充電可能なバッテリＢ及びモータＭを収 容するハウジング１を有する電気かみそりを示す。モータは電気かみそりのヘッ ド２を駆動するものであり、スイッチＳＷにより動作させられる。スイッチモー ド電源は前述した種類のものであり、前述した主電源電圧補償が行なわれる。そ の結果、この装置は変動する主電源電圧に対して用いるのに一層適している。そ の理由は、バッテリの充電電流が、印加され整流された主電源電圧にあまり依存 しない為である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 エッツ ヴィルヘルムス ヘラルダス マ リア オランダ国 5656 アーアー アインドー フェン プロフ ホルストラーン ６

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．可制御スイッチング素子（Ｔ１）と、誘導性素子（Ｗ１）と、検知抵抗（Ｒ ３）との直列回路であって、この直列回路は入力電圧を受けるとともに、可制御 スイッチング素子（Ｔ１）をターン・オン及びターン・オフさせることにより周 期的に中断された電流を流すように配置されている当該直列回路と、 検知抵抗（Ｒ３）を流れる電流によりこの検知抵抗（Ｒ３）の両端間に生じ る電圧降下に応答して可制御スイッチング素子（Ｔ１）をターン・オフさせる手 段（Ｄ５，Ｄ６）と を具えているスイッチモード電源において、 検知抵抗（Ｒ３）の両端間の電圧降下に寄与する電圧を発生する他の誘導性 素子（Ｌ２）が検知抵抗（Ｒ３）と直列に配置され、この他の誘導性素子（Ｌ２ ）を流れる電流が検知抵抗（Ｒ３）を流れる電流に常にほぼ等しくなるようにし たことを特徴とするスイッチモード電源。 ２．請求の範囲１に記載のスイッチモード電源において、前記他の誘導性素子が 自己インダクタンスを有するコイル（Ｌ２）を具えていることを特徴とするスイ ッチモード電源。 ３．請求の範囲２に記載のスイッチモード電源において、前記コイル（Ｗ３）が 、最初に記載した誘導性素子（Ｗ１）に磁気的に結合されていることを特徴とす るスイッチモード電源。 ４．請求の範囲２又は３に記載のスイッチモード電源において、前記コイル（Ｌ ２）と前記検知抵抗（Ｒ３）とが合体して、検知抵抗の抵抗値に相当する内部抵 抗値を有するコイルとなっていることを特徴とするスイッチモード電源。 ５．請求の範囲２に記載のスイッチモード電源において、前記コイル（Ｌ２）と 前記検知抵抗（Ｒ３）とが合体して、コイルの自己インダクタンスに相当する内 部自己インダクタンスを有する抵抗となっていることを特徴とするスイッチモー ド電源。 ６．請求の範囲１に記載のスイッチモード電源において、前記他の誘導性素子が 、前記検知抵抗（Ｒ３）の第１端子に接続された第１主電極と、第２主電極と、 制 御電極とを有するトランジスタ（Ｔ２）と、 前記制御電極及び前記第２主電極間に接続された他の抵抗（Ｒ４）と、 前記制御電極及び前記検知抵抗の第２端子間に接続されたキャパシタ（Ｃ４ ）と を具えていることを特徴とするスイッチモード電源。 ７．再充電可能なバッテリ（Ｂ）と、電動機（Ｍ）と、電動機（Ｍ）をバッテリ （Ｂ）に接続するスイッチ（ＳＷ）と、少なくともバッテリ（Ｂ）及び電動機（ Ｍ）の双方又はいずれか一方に電力を与える請求の範囲１〜６のいずれか一項に 記載のスイッチモード電源とを具えたことを特徴とする電気かみそり。