JPH02250635A - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
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- JPH02250635A JPH02250635A JP2029729A JP2972990A JPH02250635A JP H02250635 A JPH02250635 A JP H02250635A JP 2029729 A JP2029729 A JP 2029729A JP 2972990 A JP2972990 A JP 2972990A JP H02250635 A JPH02250635 A JP H02250635A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J7/02—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from ac mains by converters
- H02J7/04—Regulation of charging current or voltage
-
- H—ELECTRICITY
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- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J2207/00—Indexing scheme relating to details of circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J2207/20—Charging or discharging characterised by the power electronics converter
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、第１及び第２電源端子間に、変成器の一次巻
線と、制御入力端子を有する第１トランジスタスイッチ
と、第１抵抗との第１直列回路及び二次巻線と、第１ダ
イオードとの第２直列回路を具え、充電電流でバッテリ
を充電する電源回路であって、前記の第２直列回路はバ
ッテリ接続端子を有し、前記の電源回路は更に前記の二
次巻線及び前記の第１ダイオード間のノードと前記の第
１トランジスタスイッチの制御入力端子との間に正帰還
通路を具え、この正帰還通路は第２抵抗及び第１コンデ
ンサの直列回路を有し、前記の第２抵抗側とは反対側の
前記の第１コンデンサの端子はツェナーダイオードの陰
極に結合されており、前記の電源回路は更に、前記の第
１抵抗の両端間の電圧が特定の電圧になった際に前記の
第１トランジスタスイッチをターン・オフさせる第１ス
イッチング手段を具え、この第１スイッチング手段は前
記の第１トランジスタスイッチの側の第１抵抗の端部に
結合された第１入力端子と、前記の第１トランジスタス
イッチの側とは反対側の第１抵抗の端部に結合された第
２入力端子と、前記の第１トランジスタスイッチの制御
入力端子に結合された出力端子とを有し、前記の電源回
路は更に特定のしきい値電圧以上で充電電流から細流充
電電流に切換えを行う第２スイッチング手段を具えてい
る当該電源回路に関するものである。
線と、制御入力端子を有する第１トランジスタスイッチ
と、第１抵抗との第１直列回路及び二次巻線と、第１ダ
イオードとの第２直列回路を具え、充電電流でバッテリ
を充電する電源回路であって、前記の第２直列回路はバ
ッテリ接続端子を有し、前記の電源回路は更に前記の二
次巻線及び前記の第１ダイオード間のノードと前記の第
１トランジスタスイッチの制御入力端子との間に正帰還
通路を具え、この正帰還通路は第２抵抗及び第１コンデ
ンサの直列回路を有し、前記の第２抵抗側とは反対側の
前記の第１コンデンサの端子はツェナーダイオードの陰
極に結合されており、前記の電源回路は更に、前記の第
１抵抗の両端間の電圧が特定の電圧になった際に前記の
第１トランジスタスイッチをターン・オフさせる第１ス
イッチング手段を具え、この第１スイッチング手段は前
記の第１トランジスタスイッチの側の第１抵抗の端部に
結合された第１入力端子と、前記の第１トランジスタス
イッチの側とは反対側の第１抵抗の端部に結合された第
２入力端子と、前記の第１トランジスタスイッチの制御
入力端子に結合された出力端子とを有し、前記の電源回
路は更に特定のしきい値電圧以上で充電電流から細流充
電電流に切換えを行う第２スイッチング手段を具えてい
る当該電源回路に関するものである。
このような電源回路は、整流した交流電圧か或いは直流
電圧とすることのできる入力電圧でバッテリを励起する
か又は負荷に電力を供給するか又はこれらの双方を行う
のに用いることかできる。
電圧とすることのできる入力電圧でバッテリを励起する
か又は負荷に電力を供給するか又はこれらの双方を行う
のに用いることかできる。
このような電源回路は特にバッテリを充電するか又はモ
ータに電力を与えるか又はこれらの双方を行う為に電気
かみそりに用いるのか適している。
ータに電力を与えるか又はこれらの双方を行う為に電気
かみそりに用いるのか適している。
（従来の技術）
上述した種類の電源回路は欧州特許出願第０２２６２５
３号明細書から既知である。この既知の電源回路では、
いわゆる順方向期間中一次巻線に電流が流れ、その結果
変成器にエネルギーか蓄積される。
３号明細書から既知である。この既知の電源回路では、
いわゆる順方向期間中一次巻線に電流が流れ、その結果
変成器にエネルギーか蓄積される。
一次電流は抵抗の両端間の電圧に変換される。この電圧
か特定の値に達すると、第１スイッチング手段が第１ト
ランジスタスイッチをターン・オフさせ、一次電流を遮
断させる。この蓄積エネルギーはいわゆる逆方向期間中
二次巻線及び第１ダイオードを経て、直線的に減少する
充電電流としてバッテリに供給される。逆方向期間後、
二次巻線と第１トランジスタスイッチの制御入力端子と
の間の正帰還により次の順方向期間が開始される。
か特定の値に達すると、第１スイッチング手段が第１ト
ランジスタスイッチをターン・オフさせ、一次電流を遮
断させる。この蓄積エネルギーはいわゆる逆方向期間中
二次巻線及び第１ダイオードを経て、直線的に減少する
充電電流としてバッテリに供給される。逆方向期間後、
二次巻線と第１トランジスタスイッチの制御入力端子と
の間の正帰還により次の順方向期間が開始される。
このようにして比較的大きな電流で比較的急速にバッテ
リを充電しうる。
リを充電しうる。
バッテリか過充電により損傷されるのを防止する為に、
既知の電源回路は、バッテリ電圧かしきい値を越えた場
合に第１スイッチング手段を介して電源回路をターン・
オフさせ次にバッテリ電圧か特定の第２の値以下に降下
した瞬時に電源回路を動作させる第２スイッチング手段
を具えている。
既知の電源回路は、バッテリ電圧かしきい値を越えた場
合に第１スイッチング手段を介して電源回路をターン・
オフさせ次にバッテリ電圧か特定の第２の値以下に降下
した瞬時に電源回路を動作させる第２スイッチング手段
を具えている。
この結果として電源回路はバッテリ電圧かしきい値を最
初に越えると充電から細流充電に切換わる。
初に越えると充電から細流充電に切換わる。
（発明が解決しようとする課題）
しかし従来の電源回路における第２スイッチング手段は
比較的多数の素子を有し、これにより電源回路は素子の
製造誤差の影響を一層受けやすくなる。
比較的多数の素子を有し、これにより電源回路は素子の
製造誤差の影響を一層受けやすくなる。
本発明の目的は、細流充電モードへの切換えを行なう簡
単なスイッチング手段を有する電源回路を提供すること
にある。
単なスイッチング手段を有する電源回路を提供すること
にある。
（課題を解決するための手段）
本発明は、第１及び第２電源端子間に、変成器の一次巻
線と、制御入力端子を有する第１トランジスタスイッチ
と、第１抵抗との第１直列回路及び二次巻線と、第１ダ
イオードとの第２直列回路を具え、充電電流でバッテリ
を充電する電源回路であって、前記の第２直列回路はバ
ッテリ接続端子を有し、前記の電源回路は更に前記の二
次巻線及び前記の第１ダイオード間のノードと前記の第
１トランジスタスイッチの制御入力端子との間に正帰還
通路を具え、この正帰還通路は第２抵抗及び第１コンデ
ンサの直列回路を有し、前記の第２抵抗側とは反対側の
前記の第１コンデンサの端子はツェナーダイオードの陰
極に結合されており、前記の電源回路は更に、前記の第
１抵抗の両端間の電圧が特定の電圧になった際に前記の
第１トランジスタスイッチをターン・オフさせる第１ス
イッチング手段を具え、この第１スイッチング手段は前
記の第１トランジスタスイッチの側の第１抵抗の端部に
結合された第１入力端子と、前記の第１トランジスタス
イッチの側とは反対側の第１抵抗の端部に結合された第
２入力端子と、前記の第１トランジスタスイッチの制御
入力端子に結合された出力端子とを有し、前記の電源回
路は更に特定のしきい値電圧以上で充電電流から細流充
電電流に切換えを行う第２スイッチング手段を具えてい
る当該電源回路において、前記のツェナーダイオードの
陽極が前記の第１抵抗の一端に結合され、前記の第２ス
イッチング手段が、前記の第１スイッチング手段の第１
入力端子と第２電源端子との間に配置された、第３抵抗
と制御入力端子を有する第２トランジスタスイッチと第
４抵抗との直列回路を有し、前記の第２トランジスタス
イッチの制御入力端子は第２抵抗と第１コンデンサとの
間のノードに結合され、前記の第２抵抗にはこれと並列
に第３ダイオードが配置されていることを特徴とする。
線と、制御入力端子を有する第１トランジスタスイッチ
と、第１抵抗との第１直列回路及び二次巻線と、第１ダ
イオードとの第２直列回路を具え、充電電流でバッテリ
を充電する電源回路であって、前記の第２直列回路はバ
ッテリ接続端子を有し、前記の電源回路は更に前記の二
次巻線及び前記の第１ダイオード間のノードと前記の第
１トランジスタスイッチの制御入力端子との間に正帰還
通路を具え、この正帰還通路は第２抵抗及び第１コンデ
ンサの直列回路を有し、前記の第２抵抗側とは反対側の
前記の第１コンデンサの端子はツェナーダイオードの陰
極に結合されており、前記の電源回路は更に、前記の第
１抵抗の両端間の電圧が特定の電圧になった際に前記の
第１トランジスタスイッチをターン・オフさせる第１ス
イッチング手段を具え、この第１スイッチング手段は前
記の第１トランジスタスイッチの側の第１抵抗の端部に
結合された第１入力端子と、前記の第１トランジスタス
イッチの側とは反対側の第１抵抗の端部に結合された第
２入力端子と、前記の第１トランジスタスイッチの制御
入力端子に結合された出力端子とを有し、前記の電源回
路は更に特定のしきい値電圧以上で充電電流から細流充
電電流に切換えを行う第２スイッチング手段を具えてい
る当該電源回路において、前記のツェナーダイオードの
陽極が前記の第１抵抗の一端に結合され、前記の第２ス
イッチング手段が、前記の第１スイッチング手段の第１
入力端子と第２電源端子との間に配置された、第３抵抗
と制御入力端子を有する第２トランジスタスイッチと第
４抵抗との直列回路を有し、前記の第２トランジスタス
イッチの制御入力端子は第２抵抗と第１コンデンサとの
間のノードに結合され、前記の第２抵抗にはこれと並列
に第３ダイオードが配置されていることを特徴とする。
第２スイッチング手段に対しこの電源回路で必要とする
追加の回路素子は３つの抵抗及び１つのトランジスタの
みであり、従って本発明による電源回路を簡単に実現し
つる。逆方向期間中コンデンサの両端間に現れ逆方向期
間の終了時にバッテリ電圧に比例する電圧が逆方向期間
の終了時に第２トランジスタスイッチをターン・オンさ
せる。
追加の回路素子は３つの抵抗及び１つのトランジスタの
みであり、従って本発明による電源回路を簡単に実現し
つる。逆方向期間中コンデンサの両端間に現れ逆方向期
間の終了時にバッテリ電圧に比例する電圧が逆方向期間
の終了時に第２トランジスタスイッチをターン・オンさ
せる。
バッテリが完全に充電された場合には、第３抵抗の両端
間に現れるバッテリ電圧の一部分が第１スイッチング手
段を附勢するのに従って次の順方向期間を禁止するのに
充分大きくなり、この禁止は、第１コンデンサの両端間
の電圧が第３抵抗の両端間の電圧により最早や第１スイ
ッチング手段を附勢状態に保つのに充分でな（なるよう
な値に減少するまで続けられる。このようにして１つの
逆方向期間後多数の順方向期間が禁止され、これにより
平均充電電流を減少させるとともに電源回路を常規充電
モードから細流充電モードへ切換える。
間に現れるバッテリ電圧の一部分が第１スイッチング手
段を附勢するのに従って次の順方向期間を禁止するのに
充分大きくなり、この禁止は、第１コンデンサの両端間
の電圧が第３抵抗の両端間の電圧により最早や第１スイ
ッチング手段を附勢状態に保つのに充分でな（なるよう
な値に減少するまで続けられる。このようにして１つの
逆方向期間後多数の順方向期間が禁止され、これにより
平均充電電流を減少させるとともに電源回路を常規充電
モードから細流充電モードへ切換える。
常規充電から細流充電への切換えを行なう電圧は、これ
がスイッチによりバッテリと並列に接続しうるモータの
モータ電圧に等しくなるように選択しうる。この場合電
源回路は、モータ負荷に依存して細流充電電流から常規
充電電流へ変化する電流を供給しうる定電圧源を構成す
る。本発明による電源回路は負荷の変化に極めて急速に
応答し、モータ速度が一定で負荷に依存しない。
がスイッチによりバッテリと並列に接続しうるモータの
モータ電圧に等しくなるように選択しうる。この場合電
源回路は、モータ負荷に依存して細流充電電流から常規
充電電流へ変化する電流を供給しうる定電圧源を構成す
る。本発明による電源回路は負荷の変化に極めて急速に
応答し、モータ速度が一定で負荷に依存しない。
請求項１又は２に記載した本発明による電源回路の第１
実施態様では、前記の第１スイッチング手段の第２入力
端子と、前記の第２抵抗及び前記の第１コンデンサ間の
ノードとの間に第５及び第６抵抗の直列回路が配置され
、前記の第２トランジスタスイッチの制御入力端子が前
記の第５及び第６抵抗間のノードに接続されているよう
にする。
実施態様では、前記の第１スイッチング手段の第２入力
端子と、前記の第２抵抗及び前記の第１コンデンサ間の
ノードとの間に第５及び第６抵抗の直列回路が配置され
、前記の第２トランジスタスイッチの制御入力端子が前
記の第５及び第６抵抗間のノードに接続されているよう
にする。
第２トランジスタスイッチがターン・オンされる電圧は
第５及び第６抵抗により正確に規定しうる。
第５及び第６抵抗により正確に規定しうる。
本発明による電源回路の第２実施態様では、前記の第４
抵抗は２つの抵抗の直列回路を以って構成され、これら
２つの抵抗間のノードが第７抵抗を経て、充電電流から
細流充電電流への切換えが行われる電圧を高める制御信
号を受ける制御入力端子に結合されているようにする。
抵抗は２つの抵抗の直列回路を以って構成され、これら
２つの抵抗間のノードが第７抵抗を経て、充電電流から
細流充電電流への切換えが行われる電圧を高める制御信
号を受ける制御入力端子に結合されているようにする。
このようにすることにより、放電したバッテリを急速に
再充電しうる。この実施態様では更に、前記の第１トラ
ンジスタスイッチをターン・オフさせる前記の特定の電
圧を増大させる為に第７抵抗を正のバッテリ端子に結合
するか、或いは他の実施態様によれば、前記の２つの抵
抗間のノードは第３トランジスタのベースに接続され、
そのコレクタ及びエミッタは前記の２つの抵抗間のノー
ド側とは反対側のこれら抵抗の端部に結合され、前記の
第１トランジスタスイッチをターン・オフさせる前記の
特定の電圧を高める為に前記の第７抵抗を前記の第３ト
ランジスタのエミッタに結合されているようにする。
再充電しうる。この実施態様では更に、前記の第１トラ
ンジスタスイッチをターン・オフさせる前記の特定の電
圧を増大させる為に第７抵抗を正のバッテリ端子に結合
するか、或いは他の実施態様によれば、前記の２つの抵
抗間のノードは第３トランジスタのベースに接続され、
そのコレクタ及びエミッタは前記の２つの抵抗間のノー
ド側とは反対側のこれら抵抗の端部に結合され、前記の
第１トランジスタスイッチをターン・オフさせる前記の
特定の電圧を高める為に前記の第７抵抗を前記の第３ト
ランジスタのエミッタに結合されているようにする。
本発明による電源回路の第３実施態様では、前記の第１
スイッチング手段の第２入力端子は、入力電圧が増大す
ると減少する基準電圧を生じる基準電圧源により、前記
の第１トランジスタスイッチの側とは反対側の第１抵抗
の端部に結合されているようにする。これらの構成によ
り、入力電圧かスイッチング周波数の増大の結果として
増大する際に電源回路の出力電流が増大するのを阻止す
る。
スイッチング手段の第２入力端子は、入力電圧が増大す
ると減少する基準電圧を生じる基準電圧源により、前記
の第１トランジスタスイッチの側とは反対側の第１抵抗
の端部に結合されているようにする。これらの構成によ
り、入力電圧かスイッチング周波数の増大の結果として
増大する際に電源回路の出力電流が増大するのを阻止す
る。
本発明による電源回路の第４実施態様では、前記の第１
スイッチング手段が第５トランジスタを有し、そのエミ
ッタがこの第１スイッチング手段の第１入力端子に接続
され、そのベースがこの第１スイッチング手段の第２入
力端子に接続され、そのコレクタが第１１及び第１２抵
抗の直列回路により第２電源端子に結合され、これら第
１１及び第１２抵抗間のノードが第６トランジスタのベ
ースに接続され、この第６トランジスタのコレクタが第
１トランジスタスイッチの制御入力端子に結合され且つ
第２コンデンサを経て第１スイッチング手段の第２入力
端子に結合されているようにする。
スイッチング手段が第５トランジスタを有し、そのエミ
ッタがこの第１スイッチング手段の第１入力端子に接続
され、そのベースがこの第１スイッチング手段の第２入
力端子に接続され、そのコレクタが第１１及び第１２抵
抗の直列回路により第２電源端子に結合され、これら第
１１及び第１２抵抗間のノードが第６トランジスタのベ
ースに接続され、この第６トランジスタのコレクタが第
１トランジスタスイッチの制御入力端子に結合され且つ
第２コンデンサを経て第１スイッチング手段の第２入力
端子に結合されているようにする。
（実施例）
第１図は本発明による電源回路の第１実施例の回路図を
示す。この回路は整流された交流電圧或いは直流電圧と
じつる入力電圧を受ける２つの入力端子１及び２を有す
る。これら入力端子１及び２間には変成器の一次巻線Ｎ
１と、トランジスタＴＩのコレクターエミッタ通路と、
抵抗Ｒ１との直列回路及び二次巻線Ｎ２及び整流ダイオ
ードＤｌの直列回路が配置されている。端子４及び２間
にはバッテリＢが接続されており、このバッテリＢは本
例の場合２つのニッケルーカドミウム電池９及びＩＯの
直列回路を以って構成する。このバッテリＢにはスイッ
チＳ１により例えば電気かみそりのモータＭを並列に接
続することかできる。二次巻線Ｎ２及びダイオード旧聞
のノード５とトランジスタＴＩのベースとの間には抵抗
Ｒ２とコンデンサＣ１と抵抗Ｒ３との直列回路か配置さ
れている。またコンデンサＣ１及び抵抗Ｒ３間のノード
７と、端子４に近い方の抵抗Ｒ１の端部との間にはツェ
ナーダイオードＤ２が配置されている。トランジスタＴ
Ｉのベースは始動抵抗Ｒ６によりトランジスタＴ１のコ
レクタに接続されている。或いはこの抵抗Ｒ６は入力端
子に接続することもできることに注意すべきである。抵
抗Ｒ１の端部３及び４は第１スイッチング手段１５の入
力端子１６及び１７にそれぞれ接続され、第１スイッチ
ング手段１５の出力端子１８はトランジスタＴ１のベー
スに接続されている。本例では、スイッチング手段１５
はトランジスタＴ３を有し、そのエミッタは入力端子１
６に結合され、ベースは入力端子１７に結合され、コレ
クタは２つの抵抗Ｒ７及びＲ８の直列回路を経て第２電
源端子２に結合されている。これら２つの抵抗間のノー
ドはトランジスタＴ４のベースに結合され、そのエミッ
タは第２電源端子に結合され、そのコレクタは出力端子
１８に且つコンデンサＣ２を経て入力端子１７に結合さ
れている。トランジスタＴ３及びＴ４は抵抗Ｒ７及びＲ
８やコンデンサＣ２と相俟ってダイミナミックシュミッ
ト・トリガ回路を構成している。また抵抗Ｒ４とトラン
ジスタＴ２のコレクターエミッタ通路と抵抗Ｒ５との直
列回路が第１入力端子１６と電源端子２との間に配置さ
れている。トランジスタＴ２のベースは抵抗Ｒ２とコン
デンサＣ１との間のノードに接続されている。抵抗Ｒ２
にはダイオードＤ３が並列に配置されている。トランジ
スタＴ２のエミッタはツェナーダイオードＤ４により抵
抗Ｒ１の端部４に接続されており、ツェナーダイオード
Ｄ４と直列にダイオードＤ４’が配置され、これら２つ
のダイオードの陽極或いは陰極が互いに対向している。
示す。この回路は整流された交流電圧或いは直流電圧と
じつる入力電圧を受ける２つの入力端子１及び２を有す
る。これら入力端子１及び２間には変成器の一次巻線Ｎ
１と、トランジスタＴＩのコレクターエミッタ通路と、
抵抗Ｒ１との直列回路及び二次巻線Ｎ２及び整流ダイオ
ードＤｌの直列回路が配置されている。端子４及び２間
にはバッテリＢが接続されており、このバッテリＢは本
例の場合２つのニッケルーカドミウム電池９及びＩＯの
直列回路を以って構成する。このバッテリＢにはスイッ
チＳ１により例えば電気かみそりのモータＭを並列に接
続することかできる。二次巻線Ｎ２及びダイオード旧聞
のノード５とトランジスタＴＩのベースとの間には抵抗
Ｒ２とコンデンサＣ１と抵抗Ｒ３との直列回路か配置さ
れている。またコンデンサＣ１及び抵抗Ｒ３間のノード
７と、端子４に近い方の抵抗Ｒ１の端部との間にはツェ
ナーダイオードＤ２が配置されている。トランジスタＴ
Ｉのベースは始動抵抗Ｒ６によりトランジスタＴ１のコ
レクタに接続されている。或いはこの抵抗Ｒ６は入力端
子に接続することもできることに注意すべきである。抵
抗Ｒ１の端部３及び４は第１スイッチング手段１５の入
力端子１６及び１７にそれぞれ接続され、第１スイッチ
ング手段１５の出力端子１８はトランジスタＴ１のベー
スに接続されている。本例では、スイッチング手段１５
はトランジスタＴ３を有し、そのエミッタは入力端子１
６に結合され、ベースは入力端子１７に結合され、コレ
クタは２つの抵抗Ｒ７及びＲ８の直列回路を経て第２電
源端子２に結合されている。これら２つの抵抗間のノー
ドはトランジスタＴ４のベースに結合され、そのエミッ
タは第２電源端子に結合され、そのコレクタは出力端子
１８に且つコンデンサＣ２を経て入力端子１７に結合さ
れている。トランジスタＴ３及びＴ４は抵抗Ｒ７及びＲ
８やコンデンサＣ２と相俟ってダイミナミックシュミッ
ト・トリガ回路を構成している。また抵抗Ｒ４とトラン
ジスタＴ２のコレクターエミッタ通路と抵抗Ｒ５との直
列回路が第１入力端子１６と電源端子２との間に配置さ
れている。トランジスタＴ２のベースは抵抗Ｒ２とコン
デンサＣ１との間のノードに接続されている。抵抗Ｒ２
にはダイオードＤ３が並列に配置されている。トランジ
スタＴ２のエミッタはツェナーダイオードＤ４により抵
抗Ｒ１の端部４に接続されており、ツェナーダイオード
Ｄ４と直列にダイオードＤ４’が配置され、これら２つ
のダイオードの陽極或いは陰極が互いに対向している。
第１図の回路の動作を、しばらくの間トランジスタＴ２
、抵抗Ｒ５及びダイオードＤ３の効果を無視して以下に
説明する。まずスイッチＳ１が開放しており、電源回路
が電池９及び１０に対する充電電流のみを供給するもの
と仮定する。入力電圧が端子ｌ及び２間に存在すると、
小電流が始動抵抗Ｒ６を経てトランジスタＴ１のベース
に流れ、このトランジスタが部分的に導通状態に駆動さ
れる。これにより一次巻線Ｎｌに流れる電流により二次
巻線Ｎ２の端子間電圧を増大させ、従って抵抗Ｒ２、コ
ンデンサＣＩ及び抵抗Ｒ３を経る正帰還の結果としてト
ランジスタＴ１が更に導通状態に駆動される。この正帰
還が連続する結果としてトランジスタＴ１が急激に飽和
される。二次巻線Ｎ２の両端間の電圧は一次巻線Ｎｌの
両端間の電圧に、従って入力電圧に比例する。
、抵抗Ｒ５及びダイオードＤ３の効果を無視して以下に
説明する。まずスイッチＳ１が開放しており、電源回路
が電池９及び１０に対する充電電流のみを供給するもの
と仮定する。入力電圧が端子ｌ及び２間に存在すると、
小電流が始動抵抗Ｒ６を経てトランジスタＴ１のベース
に流れ、このトランジスタが部分的に導通状態に駆動さ
れる。これにより一次巻線Ｎｌに流れる電流により二次
巻線Ｎ２の端子間電圧を増大させ、従って抵抗Ｒ２、コ
ンデンサＣＩ及び抵抗Ｒ３を経る正帰還の結果としてト
ランジスタＴ１が更に導通状態に駆動される。この正帰
還が連続する結果としてトランジスタＴ１が急激に飽和
される。二次巻線Ｎ２の両端間の電圧は一次巻線Ｎｌの
両端間の電圧に、従って入力電圧に比例する。
従って、トランジスタＴＩのベース電流は入力電圧に依
存しない。その結果、入力電圧が増大する場合にトラン
ジスタＴＩのターン・オフ遅延の増大か生じ、これによ
りバッテリＢの充電電流を不所望に増大させる。しかし
、トランジスタＴＩのベース電流によって、ノード７に
おける電圧がツェナーダイオードＤ２の降服電圧に達す
るような電圧降下を抵抗Ｒ２の両端間に生せしめる。従
って、トランジスタＴ１のベース電流が入力電圧に依存
しなくなり、常にトランジスタＴＩがある程度まで飽和
し、従ってターン・オフ遅延が入力電圧に依存しなくな
る。ベース電流の値は抵抗Ｒ３によって規定される。或
いはツェナーダイオードＤ２の陽極を第１トランジスタ
Ｔ１のエミッタに直接結合することができる。しかし、
第１図の構造においては、順方向期間の開始時における
トランジスタに対するベース電流が大きくなり、従って
トランジスタＴＩが充分にターン・オンされ順方向期間
が急激に開始されるという利点が得られる。更に、上述
した構造ではトランジスタＴ１が順方向期間の終了時に
それ程飽和状態に駆動されず、従ってこのトランジスタ
がより一層急激に遮断される。
存しない。その結果、入力電圧が増大する場合にトラン
ジスタＴＩのターン・オフ遅延の増大か生じ、これによ
りバッテリＢの充電電流を不所望に増大させる。しかし
、トランジスタＴＩのベース電流によって、ノード７に
おける電圧がツェナーダイオードＤ２の降服電圧に達す
るような電圧降下を抵抗Ｒ２の両端間に生せしめる。従
って、トランジスタＴ１のベース電流が入力電圧に依存
しなくなり、常にトランジスタＴＩがある程度まで飽和
し、従ってターン・オフ遅延が入力電圧に依存しなくな
る。ベース電流の値は抵抗Ｒ３によって規定される。或
いはツェナーダイオードＤ２の陽極を第１トランジスタ
Ｔ１のエミッタに直接結合することができる。しかし、
第１図の構造においては、順方向期間の開始時における
トランジスタに対するベース電流が大きくなり、従って
トランジスタＴＩが充分にターン・オンされ順方向期間
が急激に開始されるという利点が得られる。更に、上述
した構造ではトランジスタＴ１が順方向期間の終了時に
それ程飽和状態に駆動されず、従ってこのトランジスタ
がより一層急激に遮断される。
トランジスタＴｌが上述したように基底状態になった後
、一次巻線Ｎｌを流れる電流は順方向期間中時間の一次
（線形）関数として増大とする。順方向期間中ノード５
における電圧は正である為、ダイオードＤ１は遮断され
ている。一次電流は抵抗Ｒ１の両端間の電圧に変換され
、この電圧がトランジスタＴ３のベース−エミッタ接合
及びツェナーダイオードＤ４の直列回路に印加される。
、一次巻線Ｎｌを流れる電流は順方向期間中時間の一次
（線形）関数として増大とする。順方向期間中ノード５
における電圧は正である為、ダイオードＤ１は遮断され
ている。一次電流は抵抗Ｒ１の両端間の電圧に変換され
、この電圧がトランジスタＴ３のベース−エミッタ接合
及びツェナーダイオードＤ４の直列回路に印加される。
ツェナーダイオードＤ４の降服電圧に達すると、トラン
ジスタＴ３のベース１７における電圧は一定に保たれる
。一次電流が更に増大すると、抵抗Ｒ４の両端間の電圧
は、トランジスタＴ３のしきい値電圧に達しこのトラン
ジスタＴ３がターン・オンされるまで増大する。トラン
ジスタＴ３のコレクタ電流は抵抗Ｒ７及びＲ８を経てト
ランジスタＴ４を導通状態に駆動する為、トランジスタ
Ｔ１からベース電流が引出される。トランジスタＴ４の
コレクタに現れる電圧ステップはコンデンサＣ２を経て
トランジスタＴ３のベースに伝達される為、トランジス
タＴ３は急激に完全導通状態に駆動される。従って、ト
ランジスタＴ３は充分にターン・オンされ、トランジス
タＴ１が急激に遮断される。
ジスタＴ３のベース１７における電圧は一定に保たれる
。一次電流が更に増大すると、抵抗Ｒ４の両端間の電圧
は、トランジスタＴ３のしきい値電圧に達しこのトラン
ジスタＴ３がターン・オンされるまで増大する。トラン
ジスタＴ３のコレクタ電流は抵抗Ｒ７及びＲ８を経てト
ランジスタＴ４を導通状態に駆動する為、トランジスタ
Ｔ１からベース電流が引出される。トランジスタＴ４の
コレクタに現れる電圧ステップはコンデンサＣ２を経て
トランジスタＴ３のベースに伝達される為、トランジス
タＴ３は急激に完全導通状態に駆動される。従って、ト
ランジスタＴ３は充分にターン・オンされ、トランジス
タＴ１が急激に遮断される。
その結果、一次電流が無くなる為、二次巻線Ｎ２の両端
間の電圧の極性が反転され、ダイオード旧がターン・オ
ンされる。従って、順方向期間中変成器に蓄積されたエ
ネルギーがいわゆる逆方向期間中充電電流の形態でバッ
テリＢに供給される。
間の電圧の極性が反転され、ダイオード旧がターン・オ
ンされる。従って、順方向期間中変成器に蓄積されたエ
ネルギーがいわゆる逆方向期間中充電電流の形態でバッ
テリＢに供給される。
この電流は時間の一次関数として零まで減少する。
逆方向期間中二次巻線Ｎ２の端部５における電圧は負で
ありダイオードＤ１の両端間の電圧に等しくなる。逆方
向期間の終了時には二次巻線Ｎ２の両端間の電圧は零ボ
ルトとなり、ノード５における電圧はバッテリ電圧に等
しくなる。、ノード５におけるこの正の電圧ステップが
、ある時間後に次の順方向期間かＲ２，ＣＩ及びＲ３を
通る正帰還に応じた時間開始される。
ありダイオードＤ１の両端間の電圧に等しくなる。逆方
向期間の終了時には二次巻線Ｎ２の両端間の電圧は零ボ
ルトとなり、ノード５における電圧はバッテリ電圧に等
しくなる。、ノード５におけるこの正の電圧ステップが
、ある時間後に次の順方向期間かＲ２，ＣＩ及びＲ３を
通る正帰還に応じた時間開始される。
上述したように電池９及び１０は比較的大きな電流、例
えば各々か１．２Ｖの２つのＩＣＮｉＣｄ再充電可能電
池の場合はぼ１．２Ａの２０電流で比較的急激に充電さ
れうる。
えば各々か１．２Ｖの２つのＩＣＮｉＣｄ再充電可能電
池の場合はぼ１．２Ａの２０電流で比較的急激に充電さ
れうる。
電池９及び１０が過充電の結果として損傷されるのを防
止する為に、電源回路に極めて簡単なスイッチング手段
を設け、このスイッチング手段が、電池が完全充電状態
に達した際に常規電流から細流充電電流への切換えを行
なうようにする。これらのスイッチング手段はトランジ
スタＴ２と、抵抗Ｒ４，Ｒ５及びＲ１１と、抵抗Ｒ２と
一緒のダイオードＤ３と、コンデンサＣ１と、ツェナー
ダイオードＤ２とを有する。スイッチング手段は以下の
ように動作する。
止する為に、電源回路に極めて簡単なスイッチング手段
を設け、このスイッチング手段が、電池が完全充電状態
に達した際に常規電流から細流充電電流への切換えを行
なうようにする。これらのスイッチング手段はトランジ
スタＴ２と、抵抗Ｒ４，Ｒ５及びＲ１１と、抵抗Ｒ２と
一緒のダイオードＤ３と、コンデンサＣ１と、ツェナー
ダイオードＤ２とを有する。スイッチング手段は以下の
ように動作する。
電池９及び１０が充電されると、トランジスタＴ３のエ
ミッタにおける電圧は順方向期間中正なくともバッテリ
電圧に等しくなる。トランジスタＴ２のベースにおける
電圧はバッテリ電圧と、ツェナーダイオードＤ２の降服
電圧と、コンデンサＣ１の両端間の電圧との和に等しく
、順方向期間中正である二次巻線Ｎ２の端子５に最も近
くに位置するコンデンサＣ１の端子６は端子７に比べて
正である。従って、トランジスタＴ３及びＴ２のベース
−エミッタ電圧の和は負であり、従ってトランジスタＴ
２は順方向期間中遮断される。この状態ではトランジス
タＴ２のベースに電流が流れない為、抵抗Ｒ１１に電圧
降下が生じない。逆方向期間の開始時に二次巻線Ｎ２の
両端間の電圧の極性が反転される為、ダイオード旧がタ
ーン・オンされ、ノード５における電圧は負の電源電圧
（大地）から１つのダイオード電圧を引いた値に等しく
なる。
ミッタにおける電圧は順方向期間中正なくともバッテリ
電圧に等しくなる。トランジスタＴ２のベースにおける
電圧はバッテリ電圧と、ツェナーダイオードＤ２の降服
電圧と、コンデンサＣ１の両端間の電圧との和に等しく
、順方向期間中正である二次巻線Ｎ２の端子５に最も近
くに位置するコンデンサＣ１の端子６は端子７に比べて
正である。従って、トランジスタＴ３及びＴ２のベース
−エミッタ電圧の和は負であり、従ってトランジスタＴ
２は順方向期間中遮断される。この状態ではトランジス
タＴ２のベースに電流が流れない為、抵抗Ｒ１１に電圧
降下が生じない。逆方向期間の開始時に二次巻線Ｎ２の
両端間の電圧の極性が反転される為、ダイオード旧がタ
ーン・オンされ、ノード５における電圧は負の電源電圧
（大地）から１つのダイオード電圧を引いた値に等しく
なる。
この結果、コンデンサＣ１はツェナーダイオードＤ２及
びダイオードＤ３を経て再充電される。抵抗Ｒ１１を経
てトランジスタＴ２のベースに結合されたノード６にお
ける電圧は逆方向期間中ダイオードとして動作するツェ
ナーダイオードＤ２によりバッテリ電圧から１つのダイ
オード電圧を引いた値にクランプされる。トランジスタ
Ｔ３のエミッタ１６における電圧はバッテリ電圧に等し
い。従って、トランジスタＴ３のエミッタ１６とノード
６との間の電圧差はバッテリ電圧に等しい。この場合抵
抗Ｒ１１はトランジスタＴ２のベース電流に対する電流
制限抵抗として機能する為、２つのベース−エミッタ電
圧の合計はあまり大きくなり得ない。実際逆方向期間の
開始時には、バッテリの両端間の電圧は、充電電流によ
りバッテリの内部抵抗の両端間に生じる電圧の結果とし
て実際のバッテリ電圧よりも著しく高くなる。従って、
通常の状態の下ではトランジスタＴ２及びＴ３のベース
−エミッタ接合の両端間の電圧はベース−エミッタ電圧
の２倍よりも高くなり、これらトランジスタＴ２及びＴ
３は導通ずる。
びダイオードＤ３を経て再充電される。抵抗Ｒ１１を経
てトランジスタＴ２のベースに結合されたノード６にお
ける電圧は逆方向期間中ダイオードとして動作するツェ
ナーダイオードＤ２によりバッテリ電圧から１つのダイ
オード電圧を引いた値にクランプされる。トランジスタ
Ｔ３のエミッタ１６における電圧はバッテリ電圧に等し
い。従って、トランジスタＴ３のエミッタ１６とノード
６との間の電圧差はバッテリ電圧に等しい。この場合抵
抗Ｒ１１はトランジスタＴ２のベース電流に対する電流
制限抵抗として機能する為、２つのベース−エミッタ電
圧の合計はあまり大きくなり得ない。実際逆方向期間の
開始時には、バッテリの両端間の電圧は、充電電流によ
りバッテリの内部抵抗の両端間に生じる電圧の結果とし
て実際のバッテリ電圧よりも著しく高くなる。従って、
通常の状態の下ではトランジスタＴ２及びＴ３のベース
−エミッタ接合の両端間の電圧はベース−エミッタ電圧
の２倍よりも高くなり、これらトランジスタＴ２及びＴ
３は導通ずる。
トランジスタＴ２が充分な電流を流す限り、抵抗Ｒ４か
トランジスタＴ３に適切なベース−エミッタ電圧を保ち
、このトランジスタＴ３を導通状態に保ち且つトランジ
スタＴ２を介してスイッチングトランジスタＴ１を遮断
状態に保つ。これによりトランジスタＴ１をターン・オ
フ後再び夕・−ン・オンしないようにする。
トランジスタＴ３に適切なベース−エミッタ電圧を保ち
、このトランジスタＴ３を導通状態に保ち且つトランジ
スタＴ２を介してスイッチングトランジスタＴ１を遮断
状態に保つ。これによりトランジスタＴ１をターン・オ
フ後再び夕・−ン・オンしないようにする。
内部抵抗がバッテリ電圧に及ぼす影響を無くす為に、充
電電流が零になった際の逆方向期間の終了時にバッテリ
電圧を検出することにより、バッテリが適切に充電され
細流充電に切換える必要かあるかどうかの検出を行なう
。逆方向期間の終了時に二次巻線Ｎ２の両端間の電圧が
零ポルトになり、二次巻線とダイオードＤ１との間のノ
ード５における電圧は零ポルトからバッテリ電圧へ飛上
る。この電圧ステップをコンデンサＣ１と抵抗Ｒ２との
間のノード６が直ちに追わない為、トランジスタＴ２の
ベースにおける電圧は逆方向期間の終了時に直ちに変化
しない。従って、コンデンサＣＩの両端間の電圧に等し
い電圧がトランジスタＴ３のエミッタとトランジスタＴ
２のベースとの間に現れる。逆方向期間中、このコンデ
ンサＣ１はバッテリ電圧からダイオードＤ２の両端間の
電圧を引いた値まで充電される為、このコンデンサＣ１
の両端間の電圧はバッテリ電圧に比例する。電池が適切
に充電されると、コンデンサＣＩの両端間の電圧はトラ
ンジスタＴ２及びＴ３が導通する程度の大きさとなる。
電電流が零になった際の逆方向期間の終了時にバッテリ
電圧を検出することにより、バッテリが適切に充電され
細流充電に切換える必要かあるかどうかの検出を行なう
。逆方向期間の終了時に二次巻線Ｎ２の両端間の電圧が
零ポルトになり、二次巻線とダイオードＤ１との間のノ
ード５における電圧は零ポルトからバッテリ電圧へ飛上
る。この電圧ステップをコンデンサＣ１と抵抗Ｒ２との
間のノード６が直ちに追わない為、トランジスタＴ２の
ベースにおける電圧は逆方向期間の終了時に直ちに変化
しない。従って、コンデンサＣＩの両端間の電圧に等し
い電圧がトランジスタＴ３のエミッタとトランジスタＴ
２のベースとの間に現れる。逆方向期間中、このコンデ
ンサＣ１はバッテリ電圧からダイオードＤ２の両端間の
電圧を引いた値まで充電される為、このコンデンサＣ１
の両端間の電圧はバッテリ電圧に比例する。電池が適切
に充電されると、コンデンサＣＩの両端間の電圧はトラ
ンジスタＴ２及びＴ３が導通する程度の大きさとなる。
ツェナーダイオードＤ２はダイオードとして動作し導通
状態に維持される為、ツェナーダイオードＤ２側に位置
するコンデンサＣＩの端子における電圧はバッテリ電圧
とツェナーダイオードＤ２の両端間の電圧との間の差に
等しく保たれる。スイッチングトランジスタＴｌがオフ
状態を保っている限り、ノード５はバッテリ電圧に保た
れる。次にこのノード５に近い方のコンデンサＣＩの端
子が除々にこの電圧になる。この時定数はＲ２及びＣＩ
を有する回路のＲＣ時定数で表わされる。この電圧が充
分に高い限り、トランジスタＴ２及びＴ３は導通状態を
維持する。従って、トランジスタＴＩが遮断状態を保ち
、これにより次の順方向期間の開始を禁止する。この場
合トランジスタＴ２は適切な範囲で導通状態を保ってい
る。抵抗Ｒ１の両端間のわずかな電圧降下とトランジス
タＴ２のコレクターエミッタ電圧とを無視する場合には
抵抗Ｒ４及びＲ５の両端間の電圧はバッテリ電圧に等し
くなる。この場合、コンデンサＣＩの両端間の電圧降下
が、トランジスタＴ２が遮断する程度に減少し且つ抵抗
Ｒ４の両端間の電圧がトランジスタＴ３を導通させるに
はあまりにも小さすぎるようになるまでトランジスタＴ
３が導通状態に保たれる。トランジスタＴ３が非導通状
態になると、次の順方向期間を開始せしめることができ
る。すなわち、少なくとも１個分のベース−エミッタ電
圧がコンデンサＣ１に得られるようになると、トランジ
スタＴＩが順方向期間の開始時に直ちに導通状態に駆動
される。従って、特定のバッテリ電圧に達し電池が適切
に充電されると、各１つの順方向期間後に多数の順方向
期間が抑圧され、これにより平均充電電流を減少させる
。このようにして例えば１．２Ａの充電電流から０．１
２Ａの細流充電電流に切換えることができる。
状態に維持される為、ツェナーダイオードＤ２側に位置
するコンデンサＣＩの端子における電圧はバッテリ電圧
とツェナーダイオードＤ２の両端間の電圧との間の差に
等しく保たれる。スイッチングトランジスタＴｌがオフ
状態を保っている限り、ノード５はバッテリ電圧に保た
れる。次にこのノード５に近い方のコンデンサＣＩの端
子が除々にこの電圧になる。この時定数はＲ２及びＣＩ
を有する回路のＲＣ時定数で表わされる。この電圧が充
分に高い限り、トランジスタＴ２及びＴ３は導通状態を
維持する。従って、トランジスタＴＩが遮断状態を保ち
、これにより次の順方向期間の開始を禁止する。この場
合トランジスタＴ２は適切な範囲で導通状態を保ってい
る。抵抗Ｒ１の両端間のわずかな電圧降下とトランジス
タＴ２のコレクターエミッタ電圧とを無視する場合には
抵抗Ｒ４及びＲ５の両端間の電圧はバッテリ電圧に等し
くなる。この場合、コンデンサＣＩの両端間の電圧降下
が、トランジスタＴ２が遮断する程度に減少し且つ抵抗
Ｒ４の両端間の電圧がトランジスタＴ３を導通させるに
はあまりにも小さすぎるようになるまでトランジスタＴ
３が導通状態に保たれる。トランジスタＴ３が非導通状
態になると、次の順方向期間を開始せしめることができ
る。すなわち、少なくとも１個分のベース−エミッタ電
圧がコンデンサＣ１に得られるようになると、トランジ
スタＴＩが順方向期間の開始時に直ちに導通状態に駆動
される。従って、特定のバッテリ電圧に達し電池が適切
に充電されると、各１つの順方向期間後に多数の順方向
期間が抑圧され、これにより平均充電電流を減少させる
。このようにして例えば１．２Ａの充電電流から０．１
２Ａの細流充電電流に切換えることができる。
第２ａ図は細流充電モードの一次電流を線図的に示して
おり、抑圧された順方向期間を破線で示しである。第２
ｂ図は平均充電電流をバッテリ電圧の関数として線図的
に示している。
おり、抑圧された順方向期間を破線で示しである。第２
ｂ図は平均充電電流をバッテリ電圧の関数として線図的
に示している。
第１図に示す回路配置では、常規充電電流から細流充電
電流への切換え点をいかなる所望の電圧にも位置させる
ことができ、例えばモータ電圧に位置させることができ
る。この場合、電源回路はスイッチＳ１を閉じた際に定
電圧源として動作し、この定電圧源はモータの負荷に応
じて細流充電電流から常規充電電流までの範囲の出力電
流を生じうる。これにより、負荷が増大した際にモータ
への供給電圧、従ってモータの回転速度が増大しないよ
うにする。
電流への切換え点をいかなる所望の電圧にも位置させる
ことができ、例えばモータ電圧に位置させることができ
る。この場合、電源回路はスイッチＳ１を閉じた際に定
電圧源として動作し、この定電圧源はモータの負荷に応
じて細流充電電流から常規充電電流までの範囲の出力電
流を生じうる。これにより、負荷が増大した際にモータ
への供給電圧、従ってモータの回転速度が増大しないよ
うにする。
上述した回路は抽出電流及び電圧間の依存性を急峻とす
る為、モータの負荷が変化した場合に、モータに供給さ
れる電流がＯ，１２Ａ及び１．２Ａ間で急激に変化し、
モータ速度が一定に保たれる。
る為、モータの負荷が変化した場合に、モータに供給さ
れる電流がＯ，１２Ａ及び１．２Ａ間で急激に変化し、
モータ速度が一定に保たれる。
第３図は本発明による電源回路の第２実施例を示す。こ
の第３図では第１図の素子と同一の素子に同じ符号を付
しである。本例では商用電圧を２つの端子２０及び２１
を介してブリッジ整流器Ｇに印加する。整流された電圧
はコイルＬ１と２つのコンデンサＣ３及びＣ４とを有す
るフィルタ２２により平滑化され、次に入力端子１に供
給される。一次巻線にはこれと並列にツェナーダイオー
ドＤ５とダイオードＤ６との直列回路が配置され、一次
巻線に流れる電流が遮断された際のサージ電圧を抑圧す
るようになっている。
の第３図では第１図の素子と同一の素子に同じ符号を付
しである。本例では商用電圧を２つの端子２０及び２１
を介してブリッジ整流器Ｇに印加する。整流された電圧
はコイルＬ１と２つのコンデンサＣ３及びＣ４とを有す
るフィルタ２２により平滑化され、次に入力端子１に供
給される。一次巻線にはこれと並列にツェナーダイオー
ドＤ５とダイオードＤ６との直列回路が配置され、一次
巻線に流れる電流が遮断された際のサージ電圧を抑圧す
るようになっている。
抵抗ＲＩＯ及びＲ１１を有する分圧器はトランジスタＴ
２のエミッタ及びベース間に配置され、抵抗ＲＩＯは好
ましくは可変抵抗とする。この分圧器はトランジスタＴ
２を導通状態に駆動する電圧、従って常規充電電流から
細流充電電流への切換えを行なう電圧を正確に調整しう
るようにする。
２のエミッタ及びベース間に配置され、抵抗ＲＩＯは好
ましくは可変抵抗とする。この分圧器はトランジスタＴ
２を導通状態に駆動する電圧、従って常規充電電流から
細流充電電流への切換えを行なう電圧を正確に調整しう
るようにする。
更に、本例の抵抗Ｒ５は２つの抵抗Ｒ５ａ及びＲ５ｂに
分割されており、これら抵抗間のノードは抵抗Ｒ１２に
より制■入力端子２５に接続されている。この入力端子
２５がバッテリの正端子に接続されると、バッテリ電圧
の一部、例えばバッテリ電圧の半分が抵抗Ｒ１２の両端
間に現われる。トランジスタＴ２が逆方向期間中基底状
態になると、抵抗Ｒ４及びＲ５ａを有する分圧器が抵抗
Ｒ１２の両端間の電圧の一部分を抵抗Ｒ４の両端間に現
われるようにする。抵抗Ｒ４及びＲ５ａを適切な大きさ
とすることにより、信号入力端子２５に信号が無い場合
にトランジスタＴ３がターン・オンする電圧よりも２倍
のバッテリ電圧だけ高い電圧でトランジスタＴ３がター
ン・オンしうるようにできる。細流充電電流へのこの切
換えは常規使用中よりもバッテリ電圧だけ高い電圧で行
ないうる。このことは空になったバッテリを極めて急速
に再充電するために用いることかできる。更に、本例の
電源回路はバッテリの正端子４とトランジスタＴＩのベ
ースとの間に直列に配置した発光ダイオードＤ７及び抵
抗Ｒ９を有する。充電モード中このダイオードＤ７は、
これが連続点灯ダイオードであるかのような印象を与え
るような周波数で明滅する。従って、ダイオードＤ７は
バッテリ充電指示器として機能する。
分割されており、これら抵抗間のノードは抵抗Ｒ１２に
より制■入力端子２５に接続されている。この入力端子
２５がバッテリの正端子に接続されると、バッテリ電圧
の一部、例えばバッテリ電圧の半分が抵抗Ｒ１２の両端
間に現われる。トランジスタＴ２が逆方向期間中基底状
態になると、抵抗Ｒ４及びＲ５ａを有する分圧器が抵抗
Ｒ１２の両端間の電圧の一部分を抵抗Ｒ４の両端間に現
われるようにする。抵抗Ｒ４及びＲ５ａを適切な大きさ
とすることにより、信号入力端子２５に信号が無い場合
にトランジスタＴ３がターン・オンする電圧よりも２倍
のバッテリ電圧だけ高い電圧でトランジスタＴ３がター
ン・オンしうるようにできる。細流充電電流へのこの切
換えは常規使用中よりもバッテリ電圧だけ高い電圧で行
ないうる。このことは空になったバッテリを極めて急速
に再充電するために用いることかできる。更に、本例の
電源回路はバッテリの正端子４とトランジスタＴＩのベ
ースとの間に直列に配置した発光ダイオードＤ７及び抵
抗Ｒ９を有する。充電モード中このダイオードＤ７は、
これが連続点灯ダイオードであるかのような印象を与え
るような周波数で明滅する。従って、ダイオードＤ７は
バッテリ充電指示器として機能する。
第４図は本発明による電源回路の第３実施例を示し、第
３図と同じ素子には同じ符号を付しである。一次電流が
順方向期間中時間の一次関数として増大する速度は入力
電圧に比例する。従って入力電圧か増大する場合、トラ
ンジスタＴ１がターン・オフする一次電流値に早く達す
るようになる。
３図と同じ素子には同じ符号を付しである。一次電流が
順方向期間中時間の一次関数として増大する速度は入力
電圧に比例する。従って入力電圧か増大する場合、トラ
ンジスタＴ１がターン・オフする一次電流値に早く達す
るようになる。
その結果電源回路のスイッチング周波数が高（なり、従
って入力電圧が増大すると平均充電電流が増大する。入
力電圧が増大する際に充電電流をできるだけ一定に保つ
為には、電源回路に入力電圧補償手段を設ける。この目
的の為に、第３図の回路のツェナーダイオードＤ４の代
わりに基準電圧回路を用い、その基準電圧が入力電圧の
増大にともなって減少するようにする。この基準電圧回
路は抵抗Ｒ１３及びＲ１４の直列回路を有し、この直列
回路はトランジスタＴ２のエミッタと抵抗Ｒ１の端部４
との間に配置され、抵抗Ｒ１３及びＲ１４間のノードは
トランジスタＴ６のベースに接続され、このトランジス
タのコレクタは抵抗Ｒ１３に接続され、エミッタは抵抗
Ｒ１４に接続され、ベースは抵抗Ｒ１５により二次巻線
Ｎ２の端子５に接続されている。順方向期間中抵抗Ｒ１
の両端間の電圧の一部分が分圧器Ｒ４，Ｒ１３及びＲ１
４を経て抵抗Ｒ１４の両端間に現われ、二次巻線Ｎ２の
両端間の電圧の一部分か分圧器Ｒ１５，Ｒ１４を経てこ
の抵抗Ｒ１４の両端間に現われる。
って入力電圧が増大すると平均充電電流が増大する。入
力電圧が増大する際に充電電流をできるだけ一定に保つ
為には、電源回路に入力電圧補償手段を設ける。この目
的の為に、第３図の回路のツェナーダイオードＤ４の代
わりに基準電圧回路を用い、その基準電圧が入力電圧の
増大にともなって減少するようにする。この基準電圧回
路は抵抗Ｒ１３及びＲ１４の直列回路を有し、この直列
回路はトランジスタＴ２のエミッタと抵抗Ｒ１の端部４
との間に配置され、抵抗Ｒ１３及びＲ１４間のノードは
トランジスタＴ６のベースに接続され、このトランジス
タのコレクタは抵抗Ｒ１３に接続され、エミッタは抵抗
Ｒ１４に接続され、ベースは抵抗Ｒ１５により二次巻線
Ｎ２の端子５に接続されている。順方向期間中抵抗Ｒ１
の両端間の電圧の一部分が分圧器Ｒ４，Ｒ１３及びＲ１
４を経て抵抗Ｒ１４の両端間に現われ、二次巻線Ｎ２の
両端間の電圧の一部分か分圧器Ｒ１５，Ｒ１４を経てこ
の抵抗Ｒ１４の両端間に現われる。
抵抗Ｒ１４の両端間の電圧がトランジスタＴ６のしきい
値電圧に達すると、このトランジスタＴ６がターン・オ
ンする。従ってコレクターエミッタ電圧はトランジスタ
Ｔ６のベース−エミッタ電圧に、抵抗Ｒ１３及びＲ１４
の抵抗値によって決まるファクタを乗じた値に等しくな
る。この電圧は抵抗Ｒ１の両端間の電圧が増大する際に
もはや増大しない。入力電圧が増大すると、二次巻線Ｎ
２の両端間の電圧が増大し、これにより抵抗Ｒ１４の両
端間の電圧を増大させる。このようにして、入力電圧が
増大する場合に抵抗Ｒ１４の両端間の電圧は一次電流の
値の減少時にトランジスタＴ６のベーターエミッタしき
い値電圧に達し、従って入力電圧か増大する場合にトラ
ンジスタＴＩが一次電流の値の増大時にターン・オフす
る。その結果回路の平均出力電流は入力電圧に殆ど依存
しなくなる。
値電圧に達すると、このトランジスタＴ６がターン・オ
ンする。従ってコレクターエミッタ電圧はトランジスタ
Ｔ６のベース−エミッタ電圧に、抵抗Ｒ１３及びＲ１４
の抵抗値によって決まるファクタを乗じた値に等しくな
る。この電圧は抵抗Ｒ１の両端間の電圧が増大する際に
もはや増大しない。入力電圧が増大すると、二次巻線Ｎ
２の両端間の電圧が増大し、これにより抵抗Ｒ１４の両
端間の電圧を増大させる。このようにして、入力電圧が
増大する場合に抵抗Ｒ１４の両端間の電圧は一次電流の
値の減少時にトランジスタＴ６のベーターエミッタしき
い値電圧に達し、従って入力電圧か増大する場合にトラ
ンジスタＴＩが一次電流の値の増大時にターン・オフす
る。その結果回路の平均出力電流は入力電圧に殆ど依存
しなくなる。
第５図は本発明による電源回路の第４実施例を示し、第
４図と同じ素子には同一符号を付した。
４図と同じ素子には同一符号を付した。
本例では抵抗Ｒ１５が順方向期間中二次巻線Ｎ２の正端
子に接続されずに一次巻線Ｎ１の正端子に接続される。
子に接続されずに一次巻線Ｎ１の正端子に接続される。
或いは抵抗Ｒ１５を回路中で入力電圧に比例する電圧に
あるいかなる他の点に接続することもできる。本例では
、更に、抵抗Ｒ５ａ及びＲ５ｂ間のノードがトランジス
タＴ７のベースに接続され、このトランジスタＴ７のエ
ミッタはそのベース側とは反対側の抵抗Ｒ５ｂの端部に
接続され、コレクタはベース側とは反対側の抵抗Ｒ５ａ
の端部に接続されている。更に、トランジスタＴ７のベ
ースは抵抗Ｒ１２により制御入力端子２５に接続されて
いる。トランジスタＴ２か導通していると、抵抗Ｒ５ｂ
の両端間に生じる電圧がトランジスタＴ７のしきい値電
圧よりも高くなり、このトランジスタＴ７が導通する。
あるいかなる他の点に接続することもできる。本例では
、更に、抵抗Ｒ５ａ及びＲ５ｂ間のノードがトランジス
タＴ７のベースに接続され、このトランジスタＴ７のエ
ミッタはそのベース側とは反対側の抵抗Ｒ５ｂの端部に
接続され、コレクタはベース側とは反対側の抵抗Ｒ５ａ
の端部に接続されている。更に、トランジスタＴ７のベ
ースは抵抗Ｒ１２により制御入力端子２５に接続されて
いる。トランジスタＴ２か導通していると、抵抗Ｒ５ｂ
の両端間に生じる電圧がトランジスタＴ７のしきい値電
圧よりも高くなり、このトランジスタＴ７が導通する。
従ってこのトランジスタＴ７のコレクターエミッタ電圧
がトランジスタＴ７のベース−エミッタ電圧と抵抗Ｒ５
ａ及びＲ５ｂの抵抗値によって決定されるファクタとの
積に等しい値に固定される。バッテリ電圧とトランジス
タＴ７の両端間の電圧との差が抵抗Ｒ４の両端間に現わ
れ、細流充電への切換えを行なう必要があるか否かを決
定する。端子２５をトランジスタＴ７のエミッタに接続
することにより抵抗Ｒ５ｂ及びＲ１２が互いに並列に接
続される。抵抗Ｒ１２の値を抵抗Ｒ５ｂの値に対し適切
に選択すると、トランジスタＴ７の両端間の電圧が増大
する。このことは、抵抗Ｒ４の両端間に現われるバッテ
リ電圧の部分が、端子２５に信号がない場合よりも小さ
くなるということを意味する。その結果細流充電への切
換えを行なうバッテリ電圧は最初に述べた場合よりも高
くなる。
がトランジスタＴ７のベース−エミッタ電圧と抵抗Ｒ５
ａ及びＲ５ｂの抵抗値によって決定されるファクタとの
積に等しい値に固定される。バッテリ電圧とトランジス
タＴ７の両端間の電圧との差が抵抗Ｒ４の両端間に現わ
れ、細流充電への切換えを行なう必要があるか否かを決
定する。端子２５をトランジスタＴ７のエミッタに接続
することにより抵抗Ｒ５ｂ及びＲ１２が互いに並列に接
続される。抵抗Ｒ１２の値を抵抗Ｒ５ｂの値に対し適切
に選択すると、トランジスタＴ７の両端間の電圧が増大
する。このことは、抵抗Ｒ４の両端間に現われるバッテ
リ電圧の部分が、端子２５に信号がない場合よりも小さ
くなるということを意味する。その結果細流充電への切
換えを行なうバッテリ電圧は最初に述べた場合よりも高
くなる。
本発明は上述した実施例に限定されず、幾多の変更を加
えうろこと勿論である。例えば、第１及び第２トランジ
スタスイッチが複合トランジスタ或いは他の半導体スイ
ッチング素子を有するようにすることができる。更に第
１スイッチング手段は図示以外の方法で構成することが
でき、入力電圧補償手段をも図示以外の方法で構成する
こともできる。
えうろこと勿論である。例えば、第１及び第２トランジ
スタスイッチが複合トランジスタ或いは他の半導体スイ
ッチング素子を有するようにすることができる。更に第
１スイッチング手段は図示以外の方法で構成することが
でき、入力電圧補償手段をも図示以外の方法で構成する
こともできる。
第１図は、本発明による電源回路の第１実施例を示す回
路図、 第２図は、第１図の回路の動作を説明する特性曲線図、 第３図は、本発明による電源回路の第２実施例を示す回
路図、 第４図は、同じくその第３実施例を示す回路図、第５図
は、同じくその第３実施例を示す回路図である。 １．２・・・電源端子 ９．１０・・・ニッケルカドミウム電池１５・・・第１
スイッチング手段 ２５・・・制御入力端子 Ｂ・・・バッテリ Ｇ・・・ブリッジ整流器
路図、 第２図は、第１図の回路の動作を説明する特性曲線図、 第３図は、本発明による電源回路の第２実施例を示す回
路図、 第４図は、同じくその第３実施例を示す回路図、第５図
は、同じくその第３実施例を示す回路図である。 １．２・・・電源端子 ９．１０・・・ニッケルカドミウム電池１５・・・第１
スイッチング手段 ２５・・・制御入力端子 Ｂ・・・バッテリ Ｇ・・・ブリッジ整流器
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、第１及び第２電源端子間に、変成器の一次巻線と、
制御入力端子を有する第１トランジスタスイッチと、第
１抵抗との第１直列回路及び二次巻線と、第１ダイオー
ドとの第２直列回路を具え、充電電流でバッテリを充電
する電源回路であって、前記の第２直列回路はバッテリ
接続端子を有し、前記の電源回路は更に前記の二次巻線
及び前記の第１ダイオード間のノードと前記の第１トラ
ンジスタスイッチの制御入力端子との間に正帰還通路を
具え、この正帰還通路は第２抵抗及び第１コンデンサの
直列回路を有し、前記の第２抵抗側とは反対側の前記の
第１コンデンサの端子はツェナーダイオードの陰極に結
合されており、前記の電源回路は更に、前記の第１抵抗
の両端間の電圧が特定の電圧になった際に前記の第１ト
ランジスタスイッチをターン・オフさせる第１スイッチ
ング手段を具え、この第１スイッチング手段は前記の第
１トランジスタスイッチの側の第１抵抗の端部に結合さ
れた第１入力端子と、前記の第１トランジスタスイッチ
の側とは反対側の第１抵抗の端部に結合された第２入力
端子と、前記の第１トランジスタスイッチの制御入力端
子に結合された出力端子とを有し、前記の電源回路は更
に特定のしきい値電圧以上で充電電流から細流充電電流
に切換えを行う第２スイッチング手段を具えている当該
電源回路において、前記のツェナーダイオードの陽極が
前記の第１抵抗の一端に結合され、前記の第２スイッチ
ング手段が、前記の第１スイッチング手段の第１入力端
子と第２電源端子との間に配置された、第３抵抗と制御
入力端子を有する第２トランジスタスイッチと第４抵抗
との直列回路を有し、前記の第２トランジスタスイッチ
の制御入力端子は第２抵抗と第１コンデンサとの間のノ
ードに結合され、前記の第２抵抗にはこれと並列に第３
ダイオードが配置されていることを特徴とする電源回路
。 ２、請求項１に記載の電源回路において、この電源回路
がバッテリに並列にモータを接続するスイッチを具えて
いることを特徴とする電源回路。 ３、請求項１又は２に記載の電源回路において、前記の
第１スイッチング手段の第２入力端子と、前記の第２抵
抗及び前記の第１コンデンサ間のノードとの間に第５及
び第６抵抗の直列回路が配置され、前記の第２トランジ
スタスイッチの制御入力端子が前記の第５及び第６抵抗
間のノードに接続されていることを特徴とする電源回路
。 ４、請求項３に記載の電源回路において、前記の第５抵
抗は可変抵抗であることを特徴とする電源回路。 ５、請求項３又は４に記載の電源回路において、前記の
第４抵抗は２つの抵抗の直列回路を以って構成され、こ
れら２つの抵抗間のノードが第７抵抗を経て、充電電流
から細流充電電流への切換えが行われる電圧を高める制
御信号を受ける制御入力端子に結合されていることを特
徴とする電源回路。 ６、請求項５に記載の電源回路において、第１トランジ
スタスイッチをターン・オフさせる前記の特定の電圧を
高める為に、バッテリの正端子に前記の第７抵抗が結合
されていることを特徴とする電源回路。 ７、請求項５に記載の電源回路において、前記の２つの
抵抗間のノードは第３トランジスタのベースに接続され
、そのコレクタ及びエミッタは前記の２つの抵抗間のノ
ード側とは反対側のこれら抵抗の端部に結合され、前記
の第１トランジスタスイッチをターン・オフさせる前記
の特定の電圧を高める為に前記の第７抵抗を前記の第３
トランジスタのエミッタに結合されていることを特徴と
する電源回路。 ８、請求項１〜７のいずれか一項に記載の電源回路にお
いて、前記の第１スイッチング手段の第２入力端子は、
入力電圧が増大すると減少する基準電圧を生じる基準電
圧源により、前記の第１トランジスタスイッチの側とは
反対側の第１抵抗の端部に結合されていることを特徴と
する電源回路。 ９、請求項８に記載の電源回路において、前記の基準電
圧源が第８及び第９抵抗の直列回路を有し、これら抵抗
間のノードが第１０抵抗により入力電圧に比例する電圧
を生じるように配置された電圧端子に結合され且つこの
ノードが第４トランジスタのベースに結合され、この第
４トランジスタのコレクタ及びエミッタが前記の第８及
び第９抵抗間のノード側とは反対側のこれらの抵抗の端
部にそれぞれ結合されていることを特徴とする電源回路
。 １０、請求項９に記載の電源回路において、二次巻線と
第１ダイオードとの間のノードを以って前記の電圧端子
が構成されていることを特徴とする電源回路。 １１、請求項９に記載の電源回路において、一次巻線に
接続された入力端子を以って前記の電圧端子か構成され
ていることを特徴とする電源回路。 １２、請求項１〜１１のいずれか一項に記載の電源回路
において、前記の第１スイッチング手段が第５トランジ
スタを有し、そのエミッタがこの第１スイッチング手段
の第１入力端子に接続され、そのベースがこの第１スイ
ッチング手段の第２入力端子に接続され、そのコレクタ
が第１１及び第１２抵抗の直列回路により第２電源端子
に結合され、これら第１１及び第１２抵抗間のノードが
第６トランジスタのベースに接続され、この第６トラン
ジスタのコレクタが第１トランジスタスイッチの制御入
力端子に結合され且つ第２コンデンサを経て第１スイッ
チング手段の第２入力端子に結合されていることを特徴
とする電源回路。 １３、請求項１〜１２のいずれか一項に記載の電源回路
において、前記の第１トランジスタスイッチの制御入力
端子とバッテリの正端子との間に発光ダイオードが配置
されていることを特徴とする電源回路。 １４、請求項１２に記載の電源回路において、前記の発
光ダイオードと直列に第１３抵抗が配置されていること
を特徴とする電源回路。 １５、請求項１〜１４のいずれか一項に記載の電源回路
において、前記の第１トランジスタスイッチがトランジ
スタを有していることを特徴とする電源回路。 １６、請求項１〜１４のいずれか一項に記載の電源回路
において、前記の第２トランジスタスイッチがトランジ
スタを有していることを特徴とする電源回路。 １７、請求項１〜１６のいずれか一項に記載の電源回路
を具えていることを特徴とする電気かみそり装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8900360 | 1989-02-14 | ||
| NL8900360 | 1989-02-14 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02250635A true JPH02250635A (ja) | 1990-10-08 |
| JP2730787B2 JP2730787B2 (ja) | 1998-03-25 |
Family
ID=19854131
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2029729A Expired - Lifetime JP2730787B2 (ja) | 1989-02-14 | 1990-02-13 | 電源回路 |
Country Status (14)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4965506A (ja) |
| EP (1) | EP0383383B1 (ja) |
| JP (1) | JP2730787B2 (ja) |
| KR (1) | KR0166361B1 (ja) |
| CN (1) | CN1024974C (ja) |
| AR (1) | AR246823A1 (ja) |
| AT (1) | ATE106630T1 (ja) |
| BR (1) | BR9000623A (ja) |
| CA (1) | CA2009738A1 (ja) |
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| DE (1) | DE69009218T2 (ja) |
| ES (1) | ES2056361T3 (ja) |
| HK (1) | HK44696A (ja) |
| SU (1) | SU1729305A3 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4122544C1 (ja) * | 1991-07-08 | 1992-07-16 | Braun Ag, 6000 Frankfurt, De | |
| DE4212041A1 (de) * | 1992-04-10 | 1993-10-14 | Braun Ag | Elektronisches Schaltnetzteil |
| DE4241065C1 (de) * | 1992-12-05 | 1994-03-31 | Braun Ag | Elektronisches Schaltnetzteil zur Speisung eines Akkumulators |
| US5610804A (en) * | 1994-06-20 | 1997-03-11 | Tdk Corporation | Power supply with dual energy transfer circuits for power factor correction |
| JPH10513636A (ja) * | 1995-11-27 | 1998-12-22 | フィリップス エレクトロニクス ネムローゼ フェンノートシャップ | 電源回路 |
| EP0806076B1 (en) * | 1995-11-27 | 1999-05-12 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Power-supply circuit |
| WO1997020380A1 (en) * | 1995-11-27 | 1997-06-05 | Philips Electronics N.V. | Power-supply circuit |
| DE19609140A1 (de) * | 1996-03-08 | 1997-09-18 | Nokia Mobile Phones Ltd | Ladeschaltung |
| FR2786338B1 (fr) * | 1998-11-24 | 2001-02-09 | St Microelectronics Sa | Alimentation continue haute et basse tension |
| US6492792B1 (en) | 2002-05-26 | 2002-12-10 | Motorola, Inc | Battery trickle charging circuit |
| WO2005122372A1 (en) * | 2004-06-07 | 2005-12-22 | Salcomp Oyj | Method and circuit arrangement for optimising maximum current limitation in the primary switch of a switched-mode power supply, and a power supply |
| CN101202542B (zh) * | 2006-12-15 | 2010-08-25 | 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 | 红外节能电路 |
| CN101669271B (zh) * | 2007-04-27 | 2013-04-10 | 皇家飞利浦电子股份有限公司 | 自激振荡开关电路以及包括这种开关电路的驱动器电路 |
| US9071073B2 (en) * | 2007-10-04 | 2015-06-30 | The Gillette Company | Household device continuous battery charger utilizing a constant voltage regulator |
| CN103779906B (zh) * | 2014-01-24 | 2017-02-01 | 无锡中感微电子股份有限公司 | 充电管理装置和系统 |
| CN106130526B (zh) * | 2016-08-31 | 2022-12-30 | 北京集创北方科技股份有限公司 | 供电信号产生装置及其控制方法 |
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|---|---|---|---|---|
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| US4376263A (en) * | 1980-11-06 | 1983-03-08 | Braun Aktiengesellschaft | Battery charging circuit |
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| NL8500154A (nl) * | 1985-01-22 | 1986-08-18 | Koninkl Philips Electronics Nv | Zelf-oscillerende voedingsschakeling. |
| NL8503479A (nl) * | 1985-12-18 | 1987-07-16 | Philips Nv | Voedingsschakeling. |
| DE3618221C1 (de) * | 1986-05-30 | 1993-02-11 | Braun Ag | Schaltnetzteil mit einem primaer getakteten Gleichspannungswandler |
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1996
- 1996-03-14 HK HK44696A patent/HK44696A/xx not_active IP Right Cessation
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