JP2001511340A - 電圧及び電流制限手段付きスイッチトモード電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 スイッチトモード電源はスイッチングトランジスタ(6)に対しデューティサイクルコントローラ(18)を使用する。一次巻線を流れる一次電流をスイッチングトランジスタ(6)と直列の検知抵抗(8)により検知する。検知抵抗(8)の両端間の電圧を微分し(30,32)、基準電圧(38)と比較し(36)、積分する(40)。積分した信号によりスイッチングトランジスタ(6)のオフ期間を長くして、スイッチングトランジスタ(6)のオン期間の開始時における一次電流のピーク値を制限する。オン期間の終了時における一次電流のピーク値は検知抵抗(8)の両端間の電圧を検知する(20)ことによって制限する。一次電流のこの複合制限によれば、スイッチトモード電源の出力電流を明確に制限することができる。

Description

【発明の詳細な説明】 電圧及び電流制限手段付きスイッチトモード電源 本願発明は、入力電圧を受信するよう接続された可制御スイッチング素子と誘 導素子の直列回路と、前記可制御スイッチング素子をオン期間中導通させて前記 オン期間の開始時の最小値から前記オン期間の終了時の最大値に増大する電流を 前記直列回路を経て流れさせるとともに、前記可制御スイッチング素子をオフ期 間中非導通にさせる手段とを具えるスイッチト電源に関するものである。 このようなスイッチトモード電源は国際特許出願ＷＯ９７／３０５７４から既 知である。この既知の電源では、誘導素子が変成器の一次巻線であり、可制御ス イッチング素子がスイッチングトランジスタである。変成器は更に二次巻線を有 し、この二次巻線が出力電流を整流ダイオードを経て充電すべき電池及び、又は 他の負荷に供給する。この既知の負荷に関連する問題は給電すべき負荷が短絡し た場合の出力電流の制限である。短絡は負荷又は充電すべき電池に欠陥がある場 合に起り得る。電池を充電のためにスタンド又はホルダ内に配置したシェーバ、 歯ブラシ、真空掃除機、電話機等のような充電式電気装置においても、電源の接 点ピンをうっかり導電性の物体と接触させてしまうことがあり得るので短絡の惧 れがある。電源を充電式装置に充電電流を供給する幹線電圧アダプタ又は電力プ ラグ内に組み込む場合にも同じことが起り得る。アダプタのコンセントをうっか り短絡させてしまうことがあり得る。 既知の電源にも使用されている慣例の電流制限方法は一次電流の最大値Ipmax を制限するものである。この目的のために、一次電流を測定し、一次電流が所定 値を超えると同時にスイッチングトランジスタをターンオフさせる。しかし、こ の場合にはスイッチトモード電源が連続導通モードで動作を開始するとき、即ち 出力電流が零に減少する 前にスイッチングトランジスタが再びターンオンするとき、平均出力電流が更に 上昇し得る。この場合には一次電流がオン期間の開始時における最小値Ipminか らオフ期間の終了時における最大値Ipmaxまで増大する。給電すべき負荷が短絡 されると、平均出力電流はｎ^*(Ipmax+Ipmin)/２にほぼ等しくなり、ここでｎは 変成比である。出力が短絡されると、出力電流値はオフ期間中に殆ど減少し得な い。この場合にはオン期間中に直ちに最大値Ipmaxに達し、その結果として出力 電流はほぼｎ^*Ipmaxに上昇する。 本発明の目的は、改善された短絡動作を有するスイッチトモード電源を提供す ることにある。この目的のために、頭書に記載したタイプのスイッチトモード電 源において、当該スイッチトモード電源は、更に、電流の最小値を制限する手段 を含むことを特徴とする。最小値Ipminを制限することにより、平均出力電流を ｎ^*Ipmaxより小さい値に制限することができる。 一次電流の最小値を制限するために、本発明スイッチトモード電源の一実施例 では、前記電流制限手段が、オン期間の開始時における電流の最小値の尺度であ る振幅を有する測定信号を発生させる手段と、この測定信号を基準信号と比較す る手段と、この比較結果に応答してオン期間とオフ期間との比を変化させる手段 とを含むことを特徴とする。 オン期間の開始時、即ち一次電流が最小値Ipminを有するとき、測定信号を基 準値と比較する。比較結果に基づいて、オン期間とオフ期間との比を、例えば最 小値Ipminが所定の最大値を超えないようにオフ期間を長くすることにより変化 させる。この結果として、負荷が短絡しても出力電流は一定に維持される。 最小値Ipminの大きさは可制御スイッチング素子と直列の検知抵抗とこの検知 抵抗の両端間の電圧を微分する微分回路とによって測定することができる。オン 期間の開始時における微分信号の前縁の振幅は最小値Ipminの大きさの尺度であ る。比較器によってこの振幅を基 準信号と比較し、次いで平均化することができる。得られた平均比較信号が、例 えばオフ期間を制御し、平均比較信号が増大するときオフ期間を長くする。この 場合、スイッチングトモード電源は微分信号の前縁の振幅、従って最小値Ipmin の大きさをいてインピーダンスに維持するように動作する。 比較器はスイッチトモード電源の出力電圧を制限するのに使用することもでき る。出力電圧が高すぎる場合には、比較器によりオフ期間を延長させ、その結果 として負荷に供給される電力、従って出力電圧を減少させることができる。出力 電圧は、オフ期間中に補助巻線の両端間又は誘導素子の両端間に発生する電圧ス テップを測定し、この電圧ステップを微分信号に加えることにより決定すること ができ、誘導素子の漏れ自己インダクタンスのために電圧ステップ上に重畳され る厄介な電圧サージはオン期間の終了時における微分信号の後縁により抑圧され る。 本発明スイッチトモード電源は、その短絡特性の結果として、再充電可能電池 (蓄電池)を用いる装置、特に電源を収納するとともに装置と接触するピンを有す るウォールマウント又はスタンドを有する装置に極めて好適である。本発明スイ ッチトモード電源は充電可能電池を具える又は具えない電気装置に低電圧を供給 する幹線電圧アダプタ又は電力プラグに使するにも適している。 本発明のこれらの特徴及び他の特徴は図面を参照して以下に詳細に説明する。 図面において、 図１は本発明スイッチトモード電源の第１実施例のブロック図であり、 図２は本発明スイッチトモード電源の不連続導通モード動作時における一次電 流の変化を示す図であり、 図３は本発明スイッチトモード電源の連続導通モード動作時における一次電流 の変化を示す図であり、 図４は本発明スイッチトモード電源の第２実施例のブロック図であ り、 図５は本発明スイッチトモード電源の第３実施例のブロック図であり、 図６は本発明スイッチトモード電源の第４実施例の回路図であり、 図７は本発明スイッチトモード電源の第５実施例の回路図であり、 図８は本発明スイッチト電源回路を含む電気シェーバを示し、 図９は本発明スイッチトモード電源を含む幹線電圧アダプタを示し、 図１０は蓄電池を含む電気シェーバと電池充電用に本発明スイッチトモード電 源を含むスタンドとの組合せを示す。 これらの図において、同一の機能又は目的を有する部分は同一の番号で示す。 図１は本発明スイッチトモード電源のブロック図を示す。誘導素子、本例では 変成器４の一次巻線２、を可制御スイッチング素子、本例ではスイッチングトラ ンジスタ６、及び検知抵抗８と直列に、例えば整流幹線電圧から得られる入力電 圧Vinを受信する電源端子１０及び接地端子１２との間に接続する。変成器４の 二次巻線１４は整流ダイオード１６を経て負荷に接続する。負荷は、一例として 、再充電可能電池(蓄電池)ＢとモータＭを示し、モータＭはスイッチＳＷを経て 電池Ｂと並列に配置することができる。このスイッチトモード電源、電池Ｂ、ス イッチＳＷ及びモータＭは幹線電圧から充電し得る蓄電池を有する電気装置、例 えばシェーバ、の一部分を構成することができる。スイッチトモード電源は電気 装置自体内、ウォールマウント又はスタンド内、又は電力プラグとも称されてい る幹線電圧アダプタ内に収容することができる。後者の２つの場合には、負荷は ２つの接点１５及び１６を経て整流ダイオード１６及び二次巻線１４に接続され る。２つの接点１５及び１６間にはキャパシタ１９を配置する。 スイッチングトランジスタ６は制御ユニット１８により制御される。制御ユニ ット１８はスイッチングトランジスタ６をオン期間t1に亘ってターンオンし、次 いでこのトランジスタをオフ期間t2に亘ってタ ーンオフし、これを繰り返す。オン期間t1の開始時に、スイッチングトランジス タ６がターンオンし、その結果として一次電流Ipが一次巻線２、スイッチングト ランジスタ６及び検知抵抗８を経て流れ始める。一次電流Ipは図２に示すように 所定の最大値Ipmaxに増大する。このとき整流ダイオード１６はカットオフする 。このとき検知抵抗８の両端間の電圧Vsも最大値に増大する。電圧Vsが制御ユニ ット１８の検知入力端子２０に供給され、電圧Vsが最大値を超えると同時に、制 御ユニット１８がスイッチングトランジスタ６をターンオフさせる。次いでター ンオフ期間t2が続き、この期間の長さはキャパシタ２２を電圧源２４から２つの 直列接続抵抗２６及び２８を経て所定の電圧に充電するのに要する時間により決 まる。キャパシタンス２２の端子電圧が所定のしきい値を超えるとき、制御ユニ ット１８がスイッチングトランジスタ６を再びターンオンさせるとともに、キャ パシタンス２２を放電させる。一次電流Ipの中断の結果として、二次巻線１４の 両端間の電圧の符号が逆転する。このとき整流ダイオード１６が導通し、減少す る二次電流を負荷を経て流し、この電流を図２に、一次側に変換された電流とし て示す。オフ期間t2の経過時に、新たなサイクルが開始する。 図１には示されてないが、負荷の両端間の電圧Voutはオン期間t1とオフ期間t2 との比を変化させることにより一定に維持することができる。負荷が増大すると もっと大きな電力が必要とされ、その結果としてオフ期間t2がますます短くなり 、スイッチトモード電源は図３に示すように二次巻線電流が零に減少する前に一 次電流Ipが既にスイッチオンする連続導通モードで動作し始める。この場合には 、一次電流Ipの初期値は零ではなく、スイッチングトランジスタ６のターンオン 時に最小値Ipminを有する。オン期間t1中に、一次電流Ipは最小値Ipminから最大 値Ipmaxに増大する。次のオフ期間t2中減少する二次電流が負荷を経て流れる。 負荷の短絡の場合、又は過負荷の場合には、電源回路及び、又は負 荷を破壊から保護するために二次電流を制限する必要がある。電源が連続導通モ ードで動作するときは、一次電流Ipを値Ipmaxに制限することによって平均二次 電流が高い値に上昇しないようにすることはできない。負荷が短絡されると、平 均二次電流は約ｎ^*(Ipmax+Ipmin)/２に等しくなり、ここでｎは一次巻線２と二 次巻線４との変成比である。短絡の場合には、二次電流はオフ期間t2中に殆ど減 少し得ず、次のオン期間t1において直ちに最大値Ipmaxに到達する。その結果と して、平均二次電流は約ｎ^*Ipmaxに上昇する。 本発明では、一次電流Ipの最大値Ipmaxを一定に維持するのにならず一次電流I pの最小値Ipminが所定値を超えるのを阻止することによって二次電流を制限する 。従って、短絡の場合に最小値IpminがIpmaxに上昇することはできず、平均二次 電流は安全値に制限される。最小値Ipminは、オン期間t1とオフ期間t2との比を 変化させて得られるIpminの値が所望値を超えないように制限することができる 。これは、例えばオフ期間t2を長くすることにより達成することができる。 最小値Ipminは検知抵抗８の両端間の電圧をノード３４で相互接続されたキャ パシタ３０及び抵抗３２を具える微分回路によって微分することにより測定する ことができる。図１において、信号Vsは連続導通モードにおける検知抵抗８の両 端間の電圧の変化を表わし、信号Vsdはノード３４における微分信号を表わす。 信号Vsdの前縁の振幅は値Ipminの尺度である。比較器３６によって信号Vsdを基 準電圧源３８により供給される基準電圧Vrefと比較する。比較器３６の出力信号 はキャパシタ４０により平均化され、抵抗２６及び２８間のノードに供給される 。従って、比較器３６の出力信号はキャパシタ２２の充電時間、従ってオフ期間 t2の長さに影響を与える。従って、このスイッチトモード電源は信号Vsdの前縁 の振幅を一定に維持するように動作する。この場合この電源は平均二次電流が制 限される電流源として機能する。 比較器36は負荷の両端間の出力電圧Voutを制限するのに使用する こともできる。出力電圧が高すぎる場合には、比較器36がオフ期間を長くし、そ の結果として負荷に供給される電力、従って出力電圧Voutを減少させることがで きる。図４は電圧Voutを補助巻線４２によって測定する実施例を示す。オフ期間 t2中に、補助巻線４２の両端間に出力電圧Voutの尺度である信号電圧Vaが現われ る。この信号電圧Vaはダイオード４４及び抵抗４６を経てノード３４に供給され 、比較器３６により基準電圧Vrefと比較される。変成器４の漏れインダクタンス がスイッチングトランジスタ６のターンオフ時に信号Vaに大きな電圧トランジェ ントを発生するが、このトランジェントはノード３４に現われる信号Vsdの負の 後縁により抑圧される。ダイオード４４はオン期間t1中ノード３４を補助巻線４ ２から絶縁するとともに整流ダイオード１６の電圧降下も補償するものである。 図５は電圧Voutを一次巻線２の両端から直接測定する変形例を示す。スイッチ ングトランジスタ６と一次巻線２との間のノードを抵抗４８を経てＰＮＰトラン ジスタ５０のエミッタに接続し、そのベースを電源端子１０と電圧源２４との間 に直列に配置された２つの抵抗５２及び５４間のノードに接続し、そのコレクタ をノード３４に接続する。このトランジスタ５０のエミッタは抵抗４９を経て電 圧源２４にも接続する。オフ期間t2においてスイッチングトランジスタ６と一次 巻線２との間のノードの電圧が電圧Vinより高くなる。抵抗５２及び５４を具え る分圧器及び抵抗４８及び４９を具える分圧器はトランジスタ５０のベース−エ ミッタ接合が導通状態になるように設計されている。トランジスタ５０のこの駆 動回路は入力電圧Vinと無関係に動作する。このとき電流がトランジスタ５０を 流れ、その大きさは主として抵抗４８の値により決まる。この電流は抵抗３２も 流れ、この抵抗が図４の信号Vaと同一の波形を有する信号電圧を発生する。本例 でも、トランジェント電圧が抵抗３２の両端間の信号Vsdの負の後縁により抑圧 される。 図４及び図５の電源回路は電流も電圧も制限する。電圧Voutは所 定値を決して超えない。更に、二次電流の平均値、従って負荷に供給される電流 も制限される。これは電源回路を電池充電器として極めて好適なものとする。 図６は図５のブロック図に従う電流及び電圧制限手段を具えるスイッチト電源 の詳細回路図である。交流幹線電圧又は適当な直流電圧が入力端子６０及び６２ に供給される。必要に応じ、交流幹線電圧は変成器(図示せず)を経て供給するこ とができる。交流幹線電圧はダイオードブリッジ６４により整流され、キャパシ タ６６及び６８とコイル７０により平滑濾波される。ダイオードブリッジの代わ りに単一の整流ダイオードを使用することもできる。オプショナル抵抗７２がダ イオードブリッジ６４を流れる電流を制限する。整流された入力電圧の負端子は 接地端子１２に接続される。正端子１０は変成器４の一次巻線２に接続される。 ツェナーダイオード７４とダイオード７６が一次巻線２と並列に配置され、一次 巻線２を流れる電流の遮断時に一次巻線２の両端間の電圧を制限する。一次巻線 ２の両端間の電圧の変化を抑えるためには、図示のツェナーダイオード７４とダ イオード７６の代わりに、キャパシタと抵抗の直列回路のような他の回路を使用 することもできる。 図５の電圧源２４はノード８２と接地端子１２との間に配置されたツェナーダ イオード７８及びキャパシタ８０により実現する。ノード８２は抵抗５２及び５ ４を経て正端子１０に接続する。 制御ユニット１８はスイッチングトランジスタ６をそのソース電極で駆動する ディスクリート単安定マルチバイブレータとして構成する。スイッチングトラン ジスタ６は、このトランジスタの発生し得るターンオフトランジェントを抑圧す るために、そのゲートが抵抗８４を経てノード８２に接続される。スイッチング トランジスタ６はそのソースがＰＮＰトランジスタ８６のエミッタに接続され、 このトランジスタ８６のコレクタは検知抵抗を経て接地端子１２に接続される。 検知抵抗は２つの抵抗８８及び９０に分割され、抵抗８８はトランジスタ ８６のコレクタに接続され、抵抗９０は接地端子１２に接続される。抵抗８８及 び９０はタップ点で相互接続される。ＮＰＮトランジスタ９２のエミッタがこの タップ点に接続され、そのコレクタがトランジスタ８６のベースに接続される。 単安定マルチバイブレータのタイミングは抵抗２６及び２８とタイミングキャパ シタ９４により決まる。抵抗２６及び２８はノード８２とトランジスタ９２のベ ースとの間に直列に接続され、タイミングキャパシタ９４はトランジスタ９２の ベースと、抵抗８８とトランジスタ８６のコレクタとの間のノードとの間に接続 される。ツェナーダイオード９６がトランジスタ９２のベースと接地端子１２と の間に接続される。トランジスタ９２のベース電圧が所定のしきい値を超える場 合にこのツェナーダイオード９６が降伏し、接地端子１２への低インピーダンス 電流路を形成する。抵抗９８がトランジスタ８６のベース−エミッタ接合と並列 に接続される。抵抗８８の両端間のキャパシタ１００は寄生振動を抑圧する。 図５の比較器３６はＮＰＮトランジスタ１０２を具え、そのベースはノード３ ４に、そのエミッタは接地端子１２に、そのコレクタは抵抗２６及び２８間のノ ードに接続され、このノードはトランジスタ１０２の出力信号を平均化するキャ パシタ４０にも接続される。トランジスタ１０２のベース−エミッタ接合電圧Vb eが基準電圧Vrefとして機能する。微分回路のキャパシタ３０が抵抗８８及び９ ０間のノードに接続される。 タイミングキャパシタ９４が抵抗２６及び２８を経て約＋０．６Ｖに正に充電 されると同時に、トランジスタ９２がターンオンする。トランジスタ９２は次い でトランジスタ８６及びスイッチングトランジスタ６を導通状態に駆動する。ス イッチングトランジスタ６及びトランジスタ８６を流れる増大する電流は抵抗８ ８の両端間に増大する電圧を発生し、この電圧がタイミングキャパシタ９４を経 てトランジスタ９２のベースに帰還される。タイミングキャパシタ９４は正帰還 を与え、タイミングキャパシタ９４を経てトランジスタ９２のベースに 電流が流れ始める。その結果として、タイミングキャパシタが負に充電される。 トランジスタ９２は、抵抗９０の両端間の電圧がツェナーダイオード９６のツェ ナー電圧に等しくなるまでオン状態のままとなる。この瞬時から、タイミングキ ャパシタ９４を流れる電流はトランジスタ９２のベースへ流れる代わりにツェナ ーダイオード９６を経て流れる。このときトランジスタ９２、従ってトランジス タ８６及びスイッチングトランジスタ６がターンオフする。スイッチングトラン ジスタ６がターンオフすると、抵抗８８及び９０の両端間の電圧は終了する。タ イミングキャパシタ９４は負に充電されているため、トランジスタ９２及び８６ 、従ってスイッチングトランジスタ６も、キャパシタ９４が抵抗２６及び２８を 経て正に充電されるまで非導通のままである。 ノード３４のピーク電圧がトランジスタ１０２のVbeより高い場合には、トラ ンジスタ１０２がターンオンし、キャパシタ４０の電圧を小さい値に引き下げ、 その結果としてタイミングキャパシタ９４を正に充電するのに要する時間が長く なる。従って、スイッチングトランジスタ６のターンオン時に一次電流Ipが所定 のしきい値を超える場合にはオフ期間が長くなる。 抵抗９８はトランジスタ８６のターンオン瞬時を良好に規定するように作用す る。トランジスタ９２のコレクタ電流はトランジスタ８６がターンオン可能にな る前に最初に抵抗９８の両端間にしきい値電圧を生起しなければならない。トラ ンジスタ５０、８６、９２及び１０２は必要に応じＭＯＳトランジスタとして構 成することもできる。 図７はパワーインテグレーションズ社から市販されているスイッチャＩＣタイ プＴＯＰ210を基礎とする実施例を示す。スイッチャＩＣ１０４は一次巻線２が 接続される端子ＤＲＮ(ドレイン)、検知抵抗８を経て接地端子12に接続される端 子ＳＲＣ(ソース)、及び抵抗１０６及びダイオード１０８を経て変成器４の補助 巻線１１０の第１端子に接続される端子ＣＴＬ(コントロール)を有し、補助巻線 の他方の端 子はスイッチャＩＣ１０４の端子ＳＲＣに接続される。スイッチャＩＣは出力電 圧を図４につき述べた実施例と同様に制御する。図４の信号電圧Vaに相当する電 圧が補助巻線１１０の両端間に現われる。この電圧が端子ＣＴＬ及びＳＲＣ間に 接続されたキャパシタ１１２に蓄積される。スイッチャＩＣ１０４は端子ＣＴＬ に供給される電流に応答してデューティサイクルを制御する。出力電圧の制御に 加えて、電流制限制御手段も設けられている。一次電流の微分が検知抵抗８及び 図４の実施例と同様の回路により実行される。図６と同様に、関連する積分キャ パシタを有する比較器はトランジスタ１０２とキャパシタ４０とを具える。キャ パシタ１１４とダイオード１１６の直列回路を補助巻線１１０と並列に配置する 。キャパシタ１１４とダイオード１１６との間のノードをダイオード１１８及び トランジスタ１２０のエミッタ−コレクタ通路を経て端子ＣＴＬに接続する。ト ランジスタ１２０のベースを抵抗１２２を経てキャパシタ４０に接続する。キャ パシタ１１４及びダイオード１１６及び１１８はトランジスタ１０２及び１２０ によりターンオンされる電荷転送装置を構成する。トランジスタ１２０がターン オンすると、余分の電流が端子ＣＴＬに供給され、その結果として出力電流が制 限される。 本発明の電源回路は幹線電圧から充電される蓄電池、例えばNiCd又はNiMH電池 、を有する電気装置に好適である。図８は、一例として、本発明電源回路ＰＳ、 蓄電池Ｂ及びモータＭを収容するハウジングＨを有する電気シェーバを示す。モ ータがスイッチＳＷにより駆動され、シェービングヘッドＳＨを駆動する。 図９は本発明電源回路ＰＳを含む幹線電圧アダプタ又は電力プラグＰＰを示す 。電力プラグＰＰは図８のシェーバと協働するようにでき、この場合にはシェー バに蓄電池Ｂを組み込むが電源回路ＰＳは組み込まない。 図１０はスタンドＳＴのコンパートメントＣＭ内に置かれたシェーバのハウジ ングとスタンドの組み合わせを示す。スタンドは本発明電 源回路ＰＳを収容し、この電源回路がシェーバのハウジングＨ内に収容された蓄 電池ＢをコンパートメントＣＭ内の接点(図示せず)を経て充電する。 電源回路は蓄電池を具える又は具えない他の電気装置、例えば電気歯ブラシ、 ドリル、真空掃除機等にも好適であること明かである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．入力電圧を受信するよう接続された可制御スイッチング素子と誘導素子の直 列回路と、前記可制御スイッチング素子をオン期間中導通させて前記オン期間の 開始時における最小値から前記オン期間の終了時における最大値に増大する電流 を前記直列回路を経て流れさせるとともに、前記可制御スイッチング素子をオフ 期間中非導通にさせる手段とを具えるスイッチト電源において、当該スイッチト モード電源は、更に、電流の最小値を制限する手段を含むことを特徴とするスイ ッチトモード電源。 ２．前記電流制限手段が、オン期間の開始時における電流の最小値の尺度である 振幅を有する測定信号を発生させる手段と、該測定信号を基準信号と比較する手 段と、その比較結果に応答してオン期間とオフ期間との比を変化させる手段とを 含むことを特徴とする請求項１記載のスイッチトモード電源。 ３．前記測定信号発生手段が、前記可制御スイッチング素子と直列の検知抵抗と 、該検知抵抗の両端間の信号電圧の微分により前記測定信号を供給する微分回路 とを含むことを特徴とする請求項２記載のスイッチトモード電源。 ４．前記比較手段が、基準電圧を受信する入力端子及び測定信号を受信する入力 端子と、比較信号を出力する出力端子とを有する比較器と、比較信号を平均化し 、平均比較信号を供給する手段とを含むことを特徴とする請求項２又は３記載の スイッチトモード電源。 ５．前記オン期間とオフ期間との比を変化させる手段が、前記平均比較信号に応 答してオフ期間を長くすることを特徴とする請求項４記載のスイッチトモード電 源。 ６．当該スイッチトモード電源が、更に、給電すべき負荷の両端間の電圧の尺度 である他の測定信号を発生する手段と、該他の測定信号を最初に述べた測定信号 に加算する手段とを含むことを特徴とする 請求項３、４又は５記載のスイッチトモード電源。 ７．前記他の測定信号発生手段が前記誘導素子２に磁気的に結合された補助巻線 を具え、前記加算手段が前記補助巻線の両端間の電圧をオフ期間中に最初に述べ た測定信号に結合するダイオードを具えることを特徴とする請求項６記載のスイ ッチトモード電源。 ８．前記他の測定信号発生手段が前記誘導素子具え、前記加算手段が、基準端子 と前記誘導素子及び前記可制御スイッチング素子間のノードとの間に接続された 第１分圧器と、入力電圧を受信する端子と基準端子との間に接続された第２分圧 器と、第１主電極が第１分圧器のタップ点に接続され、第２主電極が前記微分回 路の出力端子に結合され、制御電極が第２分圧器のタップ点に接続されたトラン ジスタとを具えることを特徴とする請求項６記載のスイッチトモード電源。 ９．蓄電池と、電気負荷と、負荷を蓄電池に接続するスイッチと、少なくとも蓄 電池及び、又は負荷に電力を供給する請求項１−８の何れかに記載されたスイッ チトモード電源とを具える電気シェーバ。 １０．蓄電池と、電気負荷と、負荷を蓄電池に接続するスイッチを含むシェーバ と、少なくとも蓄電池及び負荷の両方又は何れか一方に電力を供給する請求項１ −８の何れかに記載されたスイッチトモード電源を含むスタンドとを具える電気 シェービングシステム。