JPS6033709A - 発振装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビ、ラジオ、ステレオチューナおよびパー
ソナル無線の送信機や受信機、その他通信機全般に用い
ることができる発振装置に関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、テレビやラジオの放送電波や通信機の通信電波が
増加しており、局部発振部において希望する周波数の信
号を発生させる発振装置の性能においては高い同調精度
、安定性および０頓性の要求が高１っている。一方、そ
れら受信機、送信機やＪＩｎ信機０製造コストの低減も
大きな課題であり特に合理化が困難な高周波部の周波数
選択回路について抜本的な技術開発が必要とされている
Ｏ以下図面を参照にしながら従来の発振装置について説
明するＯ第１図は従来の発振装置の回路図であり１は同
調コイル、２はトリュキャノくシタ、３は電圧可変キャ
ノ々シタンスダイオードでありそれぞれによって同調回
路４を構成していた。電圧可変キャパシタンスダイオー
ド３には交流（ｉ号ＩＳ１．ｉ市川の抵抗５を介して直
流電源６の電圧かポテンシオメータ７によって可変分圧
された電圧が供給されていた。そして同調回路４の同調
コイル１の一部分と帰還増１　訂Ｂが接続されて信号を
発振しポテンシオメータ７の制御によって発振周波数を
制御していた。

更に第２図は第１図における同調回路４に対する従来の
部品構成図であり９は同調コイル、１゜はトリマキャパ
シタ、１１は電圧可変キャパシタンスダイオードであり
それぞれは回路導体１２および１３で接続されていた。

しかしながら、上記のような構成においては■　インダ
クタ部品およびキャパシタ部品は他の高周波部品と比較
してザイズが大きく、特に高さ寸法が機器の小型化と薄
型化を阻害している。

■　インダクタ部品は機械的振動によってそのインダク
タンスがずれ易く、捷だフェライトコアの温度依存性が
大きいのでインダクタンスが不安定であり同調周波数の
変動が大きい。

■　インダクタ部品とキャパシタ部品はそれぞれ別個部
品として存在し、導体の引き回し回路で接続されている
ためリードインダクタンスやストレーキャパシタが多く
発生して回路動作が不安定である。

■　独立した最小単位機能の個別部品の集合回路である
ため部品点数の削減や製造の合理化に限界がある。

更に ■　電圧可変キャパシタンスダイオードに対する制御電
圧が不安定であり、したがって同調精度が著しく劣化す
る０ ■　制御系の構成技術として産業界の大勢傾向であるデ
ィジタル化とＬＳＩ化に対応することができず、発振装
置およびそれを用いる機器の高度な多機能制御を実現す
ることができない。

等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキャノ（シタ部品を一
体化構成した同調回路プロ・ツクを実現すると共にディ
ジタル信号によって一体化構成した同調回路ブロックを
含む発振器の発振周波数を制御可能にすることにあり、
それによって同調回路ブロックの形態を超薄型で小型化
し、更に機械的振動に対しても安定で、発振周波数の同
調精度を向」二さぜ、発振周波数の温度依存性が小さく
、接続リードの悪影響をなくして高周波的に安定で、ま
た部品点数を削減して製造工程の合理化を可能にするこ
とである。

発明の構成 本発明の発振装置は誘電体を介してもしくは誘電体の表
面で対向設置される電極それぞれのアース端子を互いに
逆方向側となるように設定して上記それぞれの電極のう
ち任意の片方電極のオープン端子に電圧可変リアクタン
ス素子を接続し、可変分周器を含むＰＬＬ回路で構成さ
れる制御部の同調制御出力電圧を上記電圧可変リアクタ
ンス素子に供給すると共に上記それぞれの電極の所要部
と上記制御部の発振素子とを接続し、上記可変分周器の
分周比を周波数設定コードで制御するように構成したも
のであり、これにより対向する電極において一方の電極
が分布インダクタとして作用し、寸だこの電極と他方の
電極が対向することによって先端オープンの分布定数回
路を形成し、それによって発生ずる負リアクタンスによ
る分布キャパシタンスを実現し、上記の分布インダクタ
と並列に作用させることを基本とする同調回路であり、
この同調回路に接続する電圧可変リアクタンス素子の制
ｍ電圧としてＰ　Ｌ　Ｌｌ路の同調制御出力電圧を印加
することによって発振制御信号であるディジタルコード
を設定して発振周波数を可変制御するように作用させる
ものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しながら説明す
る。

第３図は本発明の実施例における発振装置の構成回路図
を示すものである。１４は分布インダクタとして作用す
る伝送路電極であり、１６は伝送路電極１４に対し誘電
体（図示せず）を介して対向設置され分布キャパシタを
発生させる伝送路電極である。それぞれの伝送路電極１
４と１６のア／′ 一スは互いに逆方向側に設定きれることによってインダ
クタとキャパシタの並列回路１６を形成する６、伝送路
電極１６のオープン端子１７には電圧可変キャバンタン
スダイオード１８が接続されて同調ｉ＋３１９を構成す
る。電圧可変キャパシタンスダイオード１８には交流信
号阻止用の抵抗２０を介してＰ　Ｌ　ＬＭ回路１のロー
パスフィルタ２２の出力電圧が供給される。一方間調器
１９におけるインダクタとキャパシタの並列回路１６の
伝送路電極１６のオープン端子１７は帰還増１］器２３
に接ｈ′１−されて発振回路を形成し、帰還増ｒｌＪ器
２３の発振信号出力一部はＰＬＬ回路２１の固定分周器
２４に供給されて分周され、その分周出力は更に＋、ｉ
Ｊ変分周器２５に供給されてディジタル同調制御信号の
入力端子２６に入力されるディジタルコードに従って可
変分周される。その分周出力は水晶発４ｆ４ｉｉ２７の
発振出力と位相比較器２８で位相比較され、その位相比
較検出信号はローパスフィルタ２２ンこ供給される。

第４図は本発明の他の実施例における発振装置の構成回
路図を示すものである。１９は前記第３図で説明した同
調器であり、２１は同じ（ＰＬＬ回路であり、２３は同
じく帰還増１］器である。一方可変分周器２５のディジ
タル同調制御信号の入力節１１了２６にはラッチもしく
はＲＡＭもしくはＲＯＭ　Ｊ：りなるディジタル信号処
理器２９の出力が供給される。このディジタル信号処理
器２９は入力端子３０に入力される同調制御用のディジ
タル信号コードを記憶したり別のディジタル信号コード
に変換するように作用する。

第５図は本発明の他の実施例における発振装置の構成回
路図を示すものである。同調器１９、ＰＬＬ回路２１、
帰還増ｆｉｌ　ｉ５２３およびディジタル信号処理器２
９は前記第４図において説明したものと同じである。一
方ディジタル信号処理訂２９の入力端子３ｏにはコード
変換器３１の出力が供給される。このコード変換器３１
は入力端子３２に入力される同調制御用のシリアル形式
ディジタル信号コードをパラレル形式ディジタル信号コ
ードに変換するように作用する。

第６図ないし第１３図は前記第３図ないし第６図で説明
したインダクタとキャパシタの並列回路１５の実施例を
示すものである。第６図においてａは表面図、ｂは側面
図、Ｃは裏面図を示す。

（以下第７図ないし第１３図において同様）第６図にお
いて１００は誘？ＩＬ体基板であり、１０１と１０２は
分布定数回路を形成して分布インダクタと分布キャパシ
タを実現する電極である。電極１０１と１０２のアース
端子の設定は第６図に示すように対向する電極相互にお
いて任意の逆方向１１川となるＪ：うにする。

（以下第７図ないし第１３図において同様）第６図ａに
示すＡ側、Ｂと第３図Ｃに示すＡ佃、Ｂがそ１１ぞれ対
応する。（以下第７図ないし第１３図において同様） 第７図においては誘電体舌板１０３を介して１個所の屈
曲部を有する電極１０４と１０５がそれぞれ対向設置さ
れている。

第８図においては誘電体基板１０６を介して複数個所の
屈曲部を有する電極１０７と１０８がそれぞれ対向設置
されている。

第９図においては誘Ｌノ７体基板１０９を介してメアン
ダ形状の電極１１０と１１１がそれぞれ対向設置されて
いる。

第１０図においては読電体基４１！７１１２を介してス
パイラル形状の電極１１３と１１４がそれぞれ対向設置
されている。

第１１図においては誘電体基板１１５の表面に電極１（
６と１１７がそれぞれ側方対向して設置されている。

第１２図においては誘電体基板１１８の内部に電極１１
９と１２０がそれぞれ対向設置されている０ 第１３図においては誘電体基板１２１の内部に電極１２
２が設置され、誘電体基板１２１０表面に電極１２３が
設置さ才１それぞれの電極１２２と１２３が対向してい
る。

以−Ｌ第６図ないし第１３図の実施例において対向設置
される電極それぞれは同一形状の全面完全対向としだが
、任意の片方電極が他方電極と比較して等測長さが異な
っていても、また相方電極が部分的に対向するようにし
ても実現できる。寸だ第１１図ないし第１３図における
実施例に用いる電極それぞれの形状は第７図ないし第１
０図に示す実施例で示したものを用いても実現すること
ができる。

次Ｖここの同調器の動作原理を説明する。

第１４図（−）〜（９）は本発明の発振装置に用いる同
；ｉＩ！！Ｉ鼎における動作を説明するだめの等価回路
である。第１４図（ａ）において、電気長ｌを有し、互
いにアース端子を逆方向側に設定したそれぞれの伝送路
電極２７０，２７１によって形成される伝送路に対して
、電圧ｅを発生ずる信号源２７２が伝送路電極２７０に
接ワ′ｔ′、されて信号を供給するものとする。そして
、それによって伝送路電極２７０の先端におけるオープ
ン端子には進行波電圧ＱＡが励起されるものとする〇一
方、伝送路電極２７１は」二記の伝送路電極２７０に近
接して対向設置もしくは並設されているので、相互誘導
作用によって電圧が誘起される。その伝送路電極２７１
の先端におけるオープン端子に誘起される進行波電圧を
ｅＢ　とする。

ここで伝送路電極２７０および２７１においてはそれぞ
れのアース端子が逆方向側に設定されているので、誘起
される進行波電圧ｅＢは励起する進行波電圧ｅＡに対し
て逆位相となる。そして、それぞれの進行波電圧ｅＡお
よびｅＢは伝送路の先端がオープン状態であるので、伝
送終電′Ｊｌｒｉ２７０および２７１より成る伝送路に
おいて電圧定在波を形成することになる。ここで伝送路
電極２７Ｑにおける電圧定在波の分布様態を示す電圧分
布係数をＫで表わすものとすると、伝送路電極２７１に
おける′電圧分布係数は（１−Ｋ　）で表ゎずことかで
きる。

そこで次に、伝送終電イタ２７０および２７１において
任、伍の対向する部分において発生する電位差■を請求
めると Ｖ　＝　Ｋｅｐ、（Ｉ　Ｋ　）　＠　Ｂ　”’　”’（
’）で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送路
電極２γ０および２７１が同じ電気長ｌであるとすると ｅＢ−−ｅｐ、　・・・・・・（２） となり、それによって第１式における電位差■はＶ　＝
　ＫｅＡ＋　（１−Ｋ　）　”Ａ−ｅＡ　・・・・・・
（３） と４：る１、すなわち伝送路電極２７０と２７１がそノ
１．それ対向する全ての部分において電位差■を発生さ
ぜることかできる。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電ｌ夕＋１
Ｊ　Ｗを有するものとしく電極の厚みは薄いものとする
）、さらに誘電率ε８を有する誘電体を介して間隔ｄに
対向されているものどする。この場庁における伝送路の
単位長当りに形成するキャパシタンスＣＯは Ｗ　−Ｖ　Ｗ　−ｅ　Ａ Ｑ−ε　ε−−−二ε　ε□　・・・・・・（四〇！１
　ｄ　０８　ｄ であり、故に Ｃｏ−ε。ε８１　・・・・・・（６）となる。

従って、第１４ｉＪ（ａ）　Ｙ（示す伝送路は、第１４
図（ｂ）に示ず」：うな単位長謔１りにおいて第６式で
末剤るＣ　の分布キャパシタ２了３を含んだ伝送路と７
．１：る。１ブこ、それぞれの伝送路′Ｃに極２７０と
イ云送路′電極２７１における電圧定在波分布（もしく
　ｋＪ：ＴＬ流定在波分布）は、」記において述へ／こ
ようしこ互いに逆位相関係にあ２．ので、この伝送路は
等（ｄｌｉ的に平衡モードの伝送路として動作すること
（ｒｔなる。これによって第１４図（Ｃ）に示すような
、５Ｆ７電圧ｅ′を有する平衡信→）源２７４に４ニー
）て−′ト曹￥ｉモードで励起される伝送路電極２７６
　；Ｉ；−Ｊ：ひ２７６によって形成される平衡モード
伝送路と等イ曲（／ｒＣ／ｆ。

る。いうまでもなくその電気長もｉ舅も１４１凶（ａ）
ｖ′Ｃおいて示したもとの電気長ｌと同じである。さら
（ｌこ、この平衡モード伝送路は第１４図（ｄ）に示１
−ように、伝送路の分布インダクク成分および伝３’Ｊ
ｉ　ｊ烙のＪｉｍ　ｄｔ＋形状により発生する集中イン
タ゛クタ成分それぞ扛による総合的な分布インダクタ２
７７および２７８と分布キャパシタ２７３よりなる分布
定数（１路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ２７３の形成における伝送路
の電気長ｌとの関係について説明する。

第１６図（ａ）に示すよう７ヱ平衡モード伝送路におけ
る単位長当りの特性インピーダンスＺｏ　’ｄ、、Ｆａ
ｉｔｓ図（ｂ）に示す等画回路で表わすことができる。

その特性インピーダンスＺ。は一般的に と７．＋：ろ、１ここで伝送路が無損失の場合はと７に
る。本発明の同調器における実施例の多くはこの仮定を
適用することができ、かつ説明の簡略化のため以下第８
式に示す特性インピーダンスＺ。

を用いる。第８式におけるキャパシタンスＣ６は第６式
においてめた伝送路における単位当りのキャパシタンス
Ｃ０と同じものである。すなわち伝（Ａ路における単位
長当りの特性インピーダンスまたキャパシタＣ８に関与
する誘電体の誘電率ε５゜伝送路電極の（ｌ］　Ｗおよ
びそれぞれの（’ｉｘ送路′Ｆ匠４永の設置間隔ｄの関
数でもある０ 以りのように、伝送路における単位長当りの１斤性イン
ピーダンスが２０で、その電気長力；ｌであり、かつ先
端がオープン状態である伝］呆路のａ子にづｉ５生ずる
等価リアクタンス又は ・・・・・・く９） Ｘ＝−Ｚｏｃｏｔｏ で表わすことができる。１ことで であり、特に の場合Ｖこおいて等価ＩＪ　’ｆクタンスＸはｘ＜、ｏ
　・・・・・・（１２） となる３、すなわち伝送路の端子における等（ｉｌｌｉ
　！Ｊアｈ力・ノブＩｒ）キＪｗ／’シティブリアクタ
７７と７．ｃ！Ｎ仔る１、したかって伝送路の電気長ｌ
によってθが第１１人に該尚する場合、すなわち例えば
電気長ｌをλ／４以下に設定することによりキャパシタ
を形成することができる。そして、その形成できるキャ
パシタのキャパシタンスＣは で表わされるように、θの変化によって、すなわち伝送
路の電気長ｅの設定によって任意のキャパシタンスＣを
実現することができる。

以ＪＺ第９式〜第１３式において説明した伝送路の動作
様態について図に表わしたものが第１６図である。第１
６図では、先端がオープン状態の伝送路において、その
電気長ｌの変化に従って端子Ｖζ発生する等ｆｉＴＩｉ
　！ＪアククンスＸが変化する様子を表わしている。第
１６図から明らかなように、伝送路の電気長ｌがλ／４
以下もしくはλ／２〜４λ／３などにおけるような場合
には負の端子リアクタンスを形成することが可ｆｉ：ｉ
であり、すなわち等価的にキャパシタを形成することが
できる。さらに、負の端子リアクタンス不発生させる条
件ＶＣおいて、伝送路の電気長ｌを任意に設定すること
によって、キャパシタンスＣを任意の値に実現すること
か可能である。

この」＝うにして形成されるキャノくシタＣは、第１４
図（ｅ）において示すｑ−中定数キャノくシタ２７９と
して等価的に置換すン、ことができる。そして、伝送路
に存在する分布インダクタ成分および伝送路の屈曲形成
によってツ１：生ずる集中インタ゛クタ成分そｌ’Ｌそ
れの総合によって形成されるインタ゛クタは、集中定数
インダクタ２８０として等価的に置換することができる
。そして、仮想的な平衡信号源２７４およびそれぞれの
伝送路におけるアースを、もとの第１４図（ｄ）におい
て示しだ状態と等（１１１ｉ的と同じになるように胎゛
換すれば、第１４図（ｆ）に示すようになる。この第１
４図（ｆ）においてアース端子を共通化して表わすと、
明らかに最終的には第１４図（ｑ）において示すように
、集中定数キャパシタ２７９および集中定数インダクタ
２８０より成る並列共１最回路と等価になり、同調器を
実現することができる。

以上においてＲ）？、明した構成と動作により、本発明
の同調器を実現するものであるが、本発明の同調器にお
ける構成とそれに係る動作原理は従来の同、ｉ＋、’Ｊ
　器におけるものとは全く異なるものである。

そこで、本発明による同調器が従来の同調器もしく＋ｄ
本発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても
他の構成にしだものそれぞれと比較して全く異なるもの
であることを証明するため、従来の同調器もしくは他の
伝送路構成による同調べｇにおける構成および動作を次
に説明して対比する。

そ７Ｌｌ’Ｃよって本発明による同調器との差異を明確
にすると共に、本発明における同調器の新規性を明らか
にする。

第１７図に１、伝送路電極として例えｄ：本発明におけ
る同調器に用いるものと同様なもので形成しても、アー
ス端子が互いに同方向側に設定されている点が異なる場
合の動作を示すものである。第１７図（−）において伝
送路電極２８１および２８２よりなる先端オープンの伝
送路が、電圧ｅを発生する信号源２８３によってドライ
ブされているものとする。それに」：って伝送路電極２
８１の先端におけるオープン端子には定在波電圧ｅＡが
励起され、それと対向設置もしくは並設される伝送路電
極２８２の先端におけるオープン端子には定在波電圧ｅ
Ｂが誘起されるものとする。ここで、それぞれの伝送路
電極２８１および２８２のアース端子は互いに同方向側
に設定されているので、それぞれの定在波電圧ｅＡどｅ
Ｂは互いに同位相となる。従かって、伝送路電極２８１
および２８２におけるそれぞれの電圧分布係数は同Ｌ７
Ｋを有することＫなる。それによって伝送路電極がズ・
」向する任意の部分における電位差■は ｖ−ＫｅＡ−ＫｅＢ　・・・・・・（１４）となる。こ
こで、それぞれの伝送路電極２８１および２８２の電気
長が同じ長さであるとするとｅＡ＝ｅＢ　−−−−−−
（１５） となり、それによって第１４式における電位差■は Ｖ　＝　ＫｅＡ−ＫｅＡ＝Ｏ＋・印＋　（１６）となる
。すなわち伝送路のいずれの部分においても電位差が発
生しないことになる。第１７図（−）における信号源２
８３を伝送路端に置換設定したものが第１７図（ｂ）で
あり、電圧ｅ′を発生する不平衡信号源２８４を設置し
たことと等価になる。そしてこの等何回路においては互
いに電位差を有しない乎行伝送路が存在するのみである
０つ甘９これは第１７図（Ｃ）に示すように、等価的に
単なる一本の伝送路電極２８５が存在する場合と同一で
あることは明らかである。そして、信号源２８３および
アース端子を第１７図（ｄ）に示し／ζようにもとの回
路に等個置換することにより第１７図（ｄ）に示すよう
になる。つまり伝送路の分布インダクタ成分および伝送
路の屈曲形状により発生する集中インダクタ成分それぞ
れ」：り成る等価的な集中定数インダクタ２８６のみを
形成するだけである。以」二より明らかなように、イン
ダクタと並列にキャパシタを形成することができないの
で、目的とする＼１し列共振回路の同Ｎｔ３　器は実β
ｊ、することができない。

第１８図は、片側の伝送路電極として例えば本発明の同
調器におけるものと同じもので形成した一般的なマイク
ロストリップラインであるが、その伝送路電極と対向す
る電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場合
の動作を示すものである。第１８図（ｄ）において伝送
路電極２８７が充分に広いアース電極２８８と対向し、
電圧ｅを発生する信号源２８９によってドライブされ、
伝送路の先端におけるメニーブノ端子に定在波１４ｊ、
圧ｅＡが励起さノ１．るものとし、その電圧分布係数を
Ｋとする。一方、アース電極２８３には仮想的に電圧分
布係数Ｋを有する定在波電圧ｅＢが発生するものと仮定
すると、伝送路電極２８７とアース電極２８８が対向す
る任意の部分における電位差■はｖ−ＫｅＡ−ＫｅＢ　
・・・　（１７）で表わされる。しかし、アース電極２
８８における定在波電圧ｅＢは一様にアース電位（零電
位）であり ｅＢ二〇　・・・・・・（１８） となる。従ってアース電極２８８には電圧分布係数も存
在しない３、その結果、電位差Ｖは■＝ＫｅＡ　・・・
・・・（１９） どなる０、これによって、伝送路電極２８７とアース電
４１１ｉ２８８の間に分イ１ｊキャパシタを形成すると
とシ」、１り能である。しかしながら、伝送路電極２８
７はアース電極２８１３と近接して対向しているだめ、
相！ｆ誘導作用によって伝送終電］・広２８７における
画先端がほとんどンヨート状態になったものと等価にな
る。その／こめ伝送路電極２８７におけるインダクタ成
分のＱ性能を著しく劣化させることになる。すなわち、
このマイクロストリップラインＱ；１：第１８図（ｂ）
　ｖｃ示ずように等価損失抵抗２９０を含む集中定数イ
ンダクタ２９１および集中定数キャパシタ２９２それぞ
れより成る並列共振回路を形成する。ことで等価損失抵
抗２９０は実際にＶｌｌ二相ツノきな抵抗値を有するも
のになるため、共振回路における損失が非常に大きくな
る。従って、■−−１−自ＩＩＩＩＨ１ｌ／１ｕ−ｒ＋
ｒｌ−ノー、ｒ／＋１Ａ７１．４ｂＪψＡｌ−、’ビ１
ｒｙｌｔＬ下冨Ｊ−ものしか実現できず、実際的には実
用に適するものではない。

第１９図は従来において最も多く使用されているλ／４
共振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件
および伝送路の長さの設定と、更にアースの設定におけ
るそれぞれの点で本発明の同調器と全く異なることを示
すものである。第２０図において平衡モード伝送路電極
２９３および２９４は、その電気長ｌが共振周波数にお
けるλ／４に等しく設定さ１１、かつ先端がショートさ
れでいる。そして電圧ｅを発生する平衡信号源２９５に
よって、それぞれの伝送路電極か平衡モードでドライブ
されているものとする。アース端子は平衡信号源２９６
の中性点に設定され、詩に伝送路電極におけるいずれか
の端子にアースを設定するものではないＯこの場合にお
ける伝送路の端子に発生する等測的シ端子リアクタンス
Ｘは、伝送路の特性インピーダンスをＺ。とするとＸ　
＝　Ｚｏｔ、ａｎθ　−＝−（２０）となる。ここで特
性インピーダンスＺ０は第８式に卦いて示したものと同
じものであり、また０にろいても第１０式において示し
たものと同じものである１、この共１；ＩＡ　’ｄ”；
では伝送路の電気長ｌをｅ二λ／４　・・・・・・（２
１） としているので θ：π／２　・・・・・・（２２） である６、従って第２０式における端子リアクタンスＸ
し：］ ｘ　＝　Ｚｏ＋計−＝、、＋　・・・・・・（２３）と
なり、等測的に並列共振特性を得ることがてきＺ〕もの
である。しかしながら、とのλ／４共振器における構成
を本発明の同調器における構成と比較すると、寸ず伝送
路の端子条件についてみると本発明の同調器においては
オーブン状態であるのＶＣ対して、従来のλ／４共振器
においてはショート状態であり、従って端子条件におい
て全く異なる構成であることが明らかである。更に伝送
路の′！ＩＬ気１〈ｌの設定についてみると、本発明の
同調器においては同調周波数のλ／４以下に設定するも
のであり実際的には２７１６８度の非常に短いものに設
定して構成するものであるか、従来のノ／４共１辰器に
おいては厳密に共振周波数のλ／４に設定するものであ
り、従−）て伝送路の電気長ｌの設定において根本的に
異なる構成であることも明らかである。丑だ、構成にお
ける伝送路の電気長ｌの異いに起因して、両者において
同一の同調周波数もしくは共振周波数に設計しても、本
発明の同調器においてｉ−１：／ｊ・型化Ｊ−ることか
できるが、λ／４共振器においては非常ｅ（二長い伝送
路を設ける必波があり大型化する不都合があった。従来
のλ／４共振器を小型化する目的で誘電率の非常に大き
な誘電体を介在させて伝送路の長さを短縮化したものも
みられるが、それに用いる誘電率の高い誘１Ｌ体は一般
に誘電体損失［，１０δが非常に大きく、従って共振器
としてのＱ性能が著しく低下する不都合があった。更に
、誘電≧（−の高い誘電体における誘電率のＩ’！Ｉ＋
’１度依存性は一般に大きく、従って共振周波数の安定
性を確保することが困難である不都合もあった。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を明らかに
するために、従来の同調器における性能と比較し／ζ実
験！ｊｊ、果を示して説明する。第２０図は同調周波数
の温度依存性を測定した実験結果を表すグラフである。

そして第２１図は共振Ｑの温度依育特性をｉｌｌ＋定し
た実験結果を表すグラフである。第２０図および第２１
図において、特性（Ａ）は本発明（ＩＣおける同調器の
温度依存性であり、誘電体としてアルミナセラミック材
もしくは樹脂系プリント回路基板を使用し／こ場合の実
験結果である〇一方、！１テ性（］３１シよ第２図にお
いて示すような、従来Ｖζおいて最も多く用いられてい
た同調ｉ５におけるｆｕ度依存特性である。これらの実
験結果から、本発明の同調器においては一般的な誘電体
を用いで構成したものでもその同調周波数は極めて安定
であり、更に共振Ｑが高く、かっ完走であることが明ら
かである。一方、従来の同調器においては、インダクタ
を構成するフェライト材のコアにおける透磁率μとＱの
根本的な不安定性、およびコイル部分の膨張と収縮にｆ
Ａイン汐゛り〃ンス箇亦イトがそ７ＬそＩＬ原因して、
同調周波数と共振Ｑの安定性を頷１呆することか困英１
１であった。それによって、他の６情度補償部品もしく
は他の自動安定化補償回路を伺加して不安定性を補って
いた。

以」−のように構成された本実施例の発振装置に用いる
同調器について以下その動作を説明する。

第１４図に同調器の動（’＋等価回路を示す。第２″−
図（−）において誘電体（図示せず）を介して対向設置
される電極１２４と１２５のアースは互い＋Ｃ逆方向１
１１１１　Ｋ設定されると共に電極１２４のオープン端
子１２６には電圧可変キャパシタンス素子１２７が接続
されるようにして基本回路を形成する。今ここでオープ
ン端子１２６に交流信号を印加すると電極１２４と電極
１２５のアース端子が互いに逆方向に設定されているた
めそれぞれの電極１２４と１２５にドライブさノ′する
交流電流は互いに逆位相となり、これによって電極１２
４と１２５の間には分布キャパシタンスを発生させるこ
とができる。この様子を示したのが第２２図（ｂ）であ
り分布キャパシタ１２８が形成されると共に第２２図（
、）に示す電極１２５のインダクテイブ成分が打消され
てアース而１２９と等価になる０電極１２４に―、分布
インダクタンスが存在して第２２図（Ｃ）に示すように
分布インダクタ１３０を形成すると共に分布キャパシタ
１２８とりこより分布定数回路を構成する。これを集中
定数回路に等価変換するとインダクタ１３１とキャパシ
タ１３２および電圧可変キャパシタンス素子１２７それ
ぞれの並列共振回路を構成するようになる。そして電圧
可変キャパシタンス素子１２７の制御端子１３３に印加
する同調ｆｌｉｌ）御屯圧を変化させることによってこ
の同調器の同調周波飲を可変制御することができる。

以上のように構１％された同調器を含む本発明の実施例
（１（おける発振装置の動作について第６図に示すもの
を代表して以下に説明する。入力端子３２しこイｊ（給
さオしるシリアル形式ディジタル信号コートぐこよる同
調制御信号はコード変換詣３１によってパラレル形式デ
ィジタル信号コードに変換されてディジタル信号処理滞
２９に入力される。このディジタル信号コート２９とし
てラッチを用いた場合はそれに入力されるディジクル信
号コードはそのままで一時記憶さ才１．．．ＲＡＭもし
くはＲＯＭを用いた場合はあらかじめ書込まれを記憶内
容に従ってディジタル信号コードは任意に変換される０
、そのいずれかによって処理されたディジタル１菖号コ
ードは可変分周滞２５に供給されてそのティ／タル信号
コードに応じた分周比を設定する。これによって同調器
１９と帰還増巾詳２３お」：びＰＬＬ回路２１がロック
される周波数に発振信号か設定される。このようにして
入力１喘子３２（ｌこ入力されるシリアル形式ディジク
ル信号コートを任意に設定することにより、それに対応
させて同調器１９の同調周波数すなわち発振周波数を可
変設定することができる。第３図に示す実施例における
発振装置はｉｊＪ変分周器２５の入力端子２６に直接パ
ンシル形式ディジタル信号コードを供給ノーるものであ
り、１だ第４図匡示す実施例における発振装置はディジ
タル信号処理器２９の入力端子３０に直接パラレル形式
ディジタル信号コードを供給するものである。このよう
に第３図ない、し第５図に示ず実施例の発振装置はいず
れもディジタル信号コートによって発振周波数を可変設
定するように動作するものである。ここで第３図ないし
第６図に示す実施例の発振装置における同調５１９の伝
送路型Ｊｉｍ　１４の所要部分をカット（図示せず）す
ることによってインダクタとキャパシタの並列回路１６
ｖＬＣｏｄ生ずる分布キャパシタのキャパシタンスを可
変設定することが可能であり同調周波数帯をｆモ、はに
設定することかできる。

−１−記そ肛ぞれの実施例における発振装置の同調ｚ：
（の１ｊ・１成（ｌこおいてに１、電圧可変キャパシタ
ンス素子を′１［ｂ極の先端オーブイ端子に接続したが
、電極の江１（１、の部位端子に接続して所安目的は達
成することができる。なお上記それぞれの実施例におけ
る同調器の電極としては金属導体、印刷導体、もしく　
＆：ｌ：薄膜導体を使用することができ、寸だ誘電体Ｊ
店Ａ反としてはアルミナセラミンク、プラスチック、テ
フロン、ガラス、マイカ■−を使用することができる。

以上の説明から明らかなように、本発明は薄い誘電体層
を介した対向電極によって同調部を形成すると共ＶＣ電
圧可変リアクタンス素子の制御電圧をディジタル信号コ
ードによって可変するように構成しているので ■　簡単な構成で同調器のインダクタンスとキ４・パシ
タ部品を一体化構成することができる。。

■　超薄型で小型の同調器を実現することができる０ ■　同調器のインダクタとキ六・・り・／夕かり−１・
゛レスで接Ｈ１，されるのでリードインダククやストレ
ーキャパシタの影響がなく、従って発振装置の動作が極
めて安定になり同調精度が向上する。

■　同調器の部品点数を削減することか可能であり、製
造の合理化やコストダウンが実現できる。

更に ■　ディジクル信号コードによる同調制御方式と安定な
Ｐ　Ｌ　Ｌ回路の周波数ロック機能によって非常に安定
な同調制御電圧を得ることか可能であり−Ｈ＋Ｊｊ−Ｉ
ｆｆ）−？ｌＨｍｉｋ４ｉｎ’ｐ−／−ｍしＩｌ／ｒ４
；＋畜−１−〜二羽−；２艷、？Ｊ−４＋’、てきる。

■　コンピュータ応用の多機能ディジタル制御系に接続
することが可能であり、発振装置およびそれを用いる機
器の高度な多機能制御化を実現することができる。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の発振装置の回路図、第２図は従来の発振
装置に用いる同調器の構成斜視図、第３図ないし第５図
は本発明の実施例における発振装置の構成回路図、第６
図ないし第１３図は本発明の実施例における発振装置に
用いる同調器の構成図でありそれぞれにおいて０は表面
図、（ｂ）は側面図、（Ｃ）は裏面図、第１４図（ａ）
〜（ｑ）、第１６図（ａ）。 （ｂ）、ε１も１６図は回向調滞の動作原理を示す説明
図、第１７図（−）　〜（＝１）、第１８図（ａ）　？
　（ｂ）、第１９図は従来の同調器における動作原理を
示す説明図、第２０図、第２１図は本発明と従来の同調
器の温度変化に対する同調周波数と共振Ｑの特性図、第
２２図は本発明の実施例における発振装置に用いる同調
器の動作原理説明図で、（する０ １４　、１６　、１０１　、１０２　、１０４，１０５
゜１０７　、１０８　、１１０　、１１１　、１１３，
１１４゜１１６．１１７，１１９，１２０，１２２，１
２３゜１２４．１２５・・・・・・電極、１８　、１２
７・・　電圧可変キャパシタンス素子、２１・・・・・
・ＰＬ［、回路、２３・・・・・・帰還増巾器、２２・
山・・ローパスフィルタ、２４・・・・・固定分周器、
２５・・・・・・可変分周器、２８・・・・・位相比較
器、２７・・・・・水晶発振器、２９・・・・・ディジ
タル信号処理器、３１・・・・・コード変換滞。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 第２図 Ｉ乙 第３図 第４図 Ｑ５　５　図 第６図 （ａ）（ｂ）（の 第７図 （ａ）　（ｂ）　（の 第８図 （α）　（ｂ）　（Ｃ＞ 第９図 （ａ）　（ｂ）　（の 第１０１３ （ＣＬ）　（ｂ）　（Ｃ） 第１２図 （ａ）（ｂ）　’　（Ｃ） 第１３図 第１４図 ゝ２７９ 第１５０ 夷１６じ４ □伝送路、’を気長ｌ 第１７＠ 第１８０ ｍ　ｌ　９　ｎ （／−Ｋ）　どＹ４ 第２０図 湯崖（°Ｃ） 第２１図 温度（°の 第２２図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （・１）誘電体を介して対向設置するかもしくは誘電体
   の表面で並設する電極それぞれのアースに接続する端子
   を互いに逆方向側となるように設定し、上記それぞれの
   電極のうち任意の片方電極のオープン端子に電圧可変リ
   アクタンス素子を接続すると共に可変分周器を含むＰＬ
   Ｌ回路で構成される制御部の同調制御出力電圧を上記電
   圧可変リアクタンス素子に供給し、上記可変分周器の分
   周比を周波数設定コードによって制御することを特徴と
   する発振装置。 に２）　制ｍ１部として可変分周器のコード設定端子に
   ラブチを設置し／ζ特許請求の範囲第１項記載の発振装
   置。 （（ロ）制御部として可変分周器のコード設定端子にＲ
   ＡＭもしくはＲＯＭを設置した特許請求の範囲、窮１項
   記載の発振装置。 （４）更に制御部としてシリアル入力コードをパラ装置
   。 （時　電極として少なくとも一個所以上の任意の屈曲角
   もしくは屈曲率および任意の屈曲方向を示す屈曲部を有
   するものを用いた特許請求の範囲第１項ないし第４項の
   いずれかに記載の発振装置。 （＠　電極としてスパイラル形状を有するものを用いた
   肋許請求の範囲第１項ないし第４項のいずれかに記載の
   発振装置。 （′７）　一方の電極における長さを他方の電極におけ
   る長さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の部分でス
   ゛・」向設置もしくは並設させた特許請求の範囲第１項
   ないし第６項のいずれかに記載の発振装置。 （８）誘電体の内部においてそれぞｊｌの電極もしくは
   任意の片側の電極における部分もしくは全部を設置した
   特許請求の範囲第１項ないし第７項のいずれかに記載の
   発振装置。 （９）　円筒形状もしくは角筒形状の誘電体における内
   周部および／もしくは外周部においてそれぞれの電極を
   設置した特許請求の範囲第１項ないし第８項のいずれか
   に記載の発振装置。 （１０）電極それぞれにおいてアースに接続されるＤ：
   ！、ｉ子を、アースと接続ぜずに共通端子とした特許請
   求の範囲第１項ないし第９項のいずれかに記載の発振装
   置〇 （１１）電圧可変リアクタンス素子を接続しない他方の
   電極における所要部分を任意に切開して可変発（１２）
   非接触切開手段により電極を任意に切開する特許請求の
   範囲第１１項記載の発振装置。 （１３）電圧可変リアクタンス素子を接続しない他方の
   電極における所要部位をアースに接続する端子に設定し
   て可変発振周波数範囲を任意に設定制御する特許請求の
   範囲第１項ないし第１２項のいずれかに記載の発振装置
   。