JPS60153214A - デジタル型波形成形フイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、文字放送などに好適なデジタル型波形成形フ
ィルタに関する。更に詳述すれば、本発明は、例えば文
字放送送出器または測定用文字信号発生器における文字
信号送出スペクトルを高粘度、高安定かつ安価にて発生
させる場合などに好適なデジタル型波形成形フィルタに
関するものである。

近年、文字放送に関する研究が数多く行われている。か
かる文字放送において、文字信号は２　ｍＮＲＺ信号と
してテレビジョンの映像信号（７）ＶＢＬｉ、ｍ多重し
て伝送されるので、テレビジョン伝送系の特性の影響を
受けることになる。

上述した２値ＮＲＺ信号の信号品質評価パラメータとし
てアイ開口率およびアイ開口面積率が知られている。こ
こで、アイ開口率とは、パルス伝送信号のクロック周波
数に同期させて文字信号のパルス波形を数多く重ねたと
きにおけるｒｌＪ　レベルの定常値と「０」レベルの定
常値とのレベル差に対する、「１」レベルの最小値の波
形とｒＱＪレヘルの最大値の波形のレベル差の割合をい
い、第１図において直線ａｂの長さに対する直線ｅｆの
長さの比をさす。また、アイ開口面積率とは、アイ開口
面積の完全矩形パルス矩形面積に対する比をいい、第１
図において斜線部面積の矩形ａｂｅｄの面積に対する比
をさす。

そして、これらアイ開口率およびアイ開口面積率が共に
大きいことは、望ましい伝送系を示すことになる。かか
る観点からテレビ伝送系の特性を考慮した結果、第２図
に示すようなアイ開口率が９５％以上あり、かつアイ開
口面積率が最大値をとる６０％コサイン・ロールオフ特
性か文字信号送出スペクトルとして採用されている。文
字放送送出機または測定用文字信号発生器においては、
かかる特性を実現するために、従来から次に示す手段が
採られている。

従来から知られている第１の手段は、８３図に示すよう
に文字信号発生器１から２値ＮＲＺ信号による文字信号
３を発生させ、これをＬＣ型波形成形フィルタ２に導入
して６０％コサインφロールオフ特性の文字信号４を得
るものであった。

かかる手段では、回路構成上、近イリ的にしか６０％コ
サイン・ロールオフ特性を得ることができない。また、
温度特性の影響、フィルタ入力の２　（ｉａＮＲＺ信号
が正確に５０％デユーティ比にならないことなどの各点
を考慮すると、かかる方法では良好な精度および安定性
が得にくく、殊に伝送系によるスペクトルへの影響を調
べるための一基憎スベクトル発生回路としては不適であ
った。

従来から知られている第２の手段は、第４図に示すよう
に、文字信号発生器１から発生された２埴ＮＲＺ信号３
をシフトレジスタ５に導入し、シフトレジスタ５の各タ
ップ出力を）威哀器６を介してゲイン調整し、これを加
算器７によりアナログ的に加算し、もって波形成形をな
すものであった。

すなわち、いわゆるトランスバーサルフィルタと呼ばれ
る構成をとるものである。

上述した第２の手段によって波形成形をなし得る理由に
ついて、以下に説明していく。

まず、フィルタのインパルス応答について看及する。一
般にフィルタのインパルス応答とは、第５図に示すよう
にフィルタＦＬに眼位インパルスＵＰを入力したときの
フィルタ出力と定義される。ここで、入力信号ｘ　（ｔ
）は第６図に示すように連続したインパルス列と考えら
れる。すなわち、時刻ｔにおけるインパルスは、ｘ（ｔ
）なる大きさをもっているものと考えられる。従って、
出力信号）（ｔ）はこの連続したインパルス列の応答８
Ａ〜９Ｄの和と考えられる。例えば、第６図において、
入力信号ｘ（ｔ）をフィルタＦＬに入力させた場合、時
刻ｔｏにおける出力＞（ｔｏ）は、 時刻ｔ２におけるＸ（ｔ２）の大きさを持つインパルス
の応答の時刻ｔｏにおけるレベルである１ 同じく時刻ｔ、　＋ｔＯおよび１−、での応答であるす
。

ｃ、ｄなど、 過去から未来までの応答の和である。このようにして得
られる出力＞（ｔ）は次式で表される。

ここで、ｈ　（ｔ）はフィルタＦＬのインパルス応答で
ある。

上式を周波数領域で表すと、 Ｙ（ω）−Ｈ（ω）・　×（ω）　・・・（２）なる式
で表されることが知られている。

ここで、　Ｙ（ω）は）（ｔ）の周波数領域での表現、
Ｈ（ω）はｈ　（ｔ）の周波数領域での表現、Ｘ（ω）
はｘ　（ｔ）の周波数領域での表現である。

さて、入力信号が２値ＮＲＺ信号であるものとすると、
文字多重信号の送出スｄクトルは第７図に示すように、
２値ＮＲＺ信号の孤立“１“′パルスｘ（ｔ）に対し、
６０％コサイン−ロールオフΦスペクトル特性を有する
信号）（ｔ）となるものであり、（２）式より Ｈ（ω）−Ｙ（ω）／Ｘ（ω）　・・・（３）となるＨ
（ω）（第７図のＨ（ω）参照）を持つフィルタを構成
すればよいことになる。

次に、（１）式をｘ（ｔ）　、　＞（ｔ）、ｈ（ｔ）　
ｉ；＝関する時間間隔Ｔごとの標本値列Ｘ　（ｎＴ）、
　＞　（ｎ７）。

ｈ（ｎＴ）［以下これをＸ　（ｎ）、　＞　（ｎ）、　
ｈ　（ｎ）で表す］を用いて表現してみる。第８図は、
第６図に示す信号を標本値列ｘ　（ｎ）、　＞　（ｎ）
　、ｈ（ｎ）を用いて表現したものである。すなわち、
サンプリング時点ｎにおける出力）（ｎ）は、 ｎ＋８の時点での入力（ｉｆ　ｘ　（ｎ＋８）の応答で
あるａと、 ｘ　（ｎ＋５）　、　ｘ　（ｎ）およびｘ　（ｎ　−７
）の応答であるす、ｃおよびｄなど 過去から未来までの応答の和となり、次式により表現さ
れる。

」一式は、連続信号のフィルタ出力を表す（１）式に対
応している。そして、　Ｙ（ω）の帯域をω１として（
第７図参照）Ｔ≦π／ω１なる条件を満たせば、標本値
系列＞（ｎ）から連続信号）（ｔ）を復元し得ることが
標本化定理として知られている。そこで、この条件をみ
たす時間間隔Ｔにより第７図示のｘ（ｔ）’［２値ＮＲ
Ｚ信号コおよびｈ　（ｔ）［フィルタのインパルス応答
］を標本化しく第９図参照）　、　（４）式を適用すれ
ば、６０％コサイン・ロールオフ命スペクトル信号）（
ｔ）の標本値系列＞（ｒｌ）（第９図参照）がめられる
ことになる。

更に、このｈ　（ｎ）はｎが犬きくなるにつれてその値
が小ざくなるので、かかる性質を利用して（４）式を次
式のように近似する。

上式は第１Ｏ図に示される回路、すなわち第４図示の回
路の一部をデジタル化した回路によって実現される。こ
こで、１０は１クロック遅延素子、１１はＢｅみ出しク
ロック、１２は乗算器、１３はＤ／Ａコンバータである
。そして、入力ｘ　（ｎ）として２値ＮＲＺ信号が用い
られているので、１゛′または０”°の値しかとり得な
い。従って、ｌクロツタ遅延素子１０をシフトレジスタ
に置き換えることができる。また、　Ｉｌ／Ａコンバー
タ１３およ・びローパスフィルタ８は出力の標本値系列
＞（ｎ）から連続信゛号＞（ｔ）全復元する回路である
。このように第１゜図においては、乗算器１２．加算器
７およびＤ／Ａコンバータ１３を用いているが、これら
の部分をアナログ回路で構成した回路が既述の第４図に
相当する。換言すれば、第４図に示す；成衰器６は、シ
フトレジスタ５の出力を抵抗分配する機能を果すもので
あり、第１Ｏ図における乗算器１２の役割を果たしてい
る。また、第１Ｏ図示の係数ｈ　（ｎ）の値は、第４図
示の減衰器６の抵抗値を調整して与えられることに相当
する。

しかし、これまで述べてきた第２の手段は、減衰器の温
度特性、アナログ加算精度により誤差が生じ、しかも、
６０％コサイン・ロールオフ特性を得るためには減衰器
の調整が容易でなく、よって再現性および保守性が悪い
という欠点がみられる。

従来から知られている第３の手段は、第１０図示の回路
を全てデジタル回路により構成したものであり、第１１
図に示すように、シフトレジスタ５の各タップ出力１５
　［ｘ　（ｎ十Ｎ）　〜ｘ　（ｎ　−Ｎ）］　と各タッ
プ係数信号１４　［ｈ　（−Ｎ）〜ｈ（Ｎ）　］　とを
それぞれデジタル乗算器１６により乗算し、その結果を
デジタル加算器１７を用いてデジタル的に加算し、次い
でＤ／Ａコンバータ１３．ローパスフィルタ８を介スこ
とにより、θＯ％コサイン＃ロールオフ。スペクトル信
号４を得るものである。

この第３の手段は、第２の手段に比べて高精度、高安定
な出力が得られるものの、乗算器および加算器が多数必
要とされるためローコスト化。

小型化を図ることが困難であった。

本発明の目的は、上述の点に担み、簡略な構成にもｊｌ
ｙらず良好な特性をギするようにしたデジタル型波形成
形フィルタを櫂供することにある。

かかる目的を達成するために、本発明では２値信号を入
力とする遅延素子と、少なくとも１個の記憶素子と、Ｄ
／Ａコンバータと、ローパスフィルタとを備え、その遅
延素子におけるタップ出力の５”ントハターンに対応す
る記憶素子のアドレスに、そのビットパターンに対応す
るフィルタ出力値を記憶させ入力２値信号に応じて記憶
素子から入力２値信号に対応したフィルタ出方値を選釈
して出力し、波形成形を行うよう構成する。

以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第１２図は、本発明を適用したデジタル型波形成形フィ
ルタの第１実施例を示す。ここで１８は読み出し専用メ
モリＲＯＭを示し、その他の番号１，３，５゜１１．１
５．＋３．８．４は既に述べたとおりである。

従来から知られている第３の手段として述べた第１１図
において、破線で囲まれた部分は既述のよを具体的に回
路化したものである。ここで、入力ｘ　（ｎ＋Ｎ）　−
ｘ　（ｎ　−Ｎ）は、”１”または°′Ｏ°°の値をと
り（入力信ＭＸ（ｔ）が２（ｉＱＮＲＺ信号であるため
）、インパルス応答ｈ（−Ｎ）〜ｈ（Ｎ）は（３）式で
計算したＨ（ω）を特開軸で表現しく第７図のｈ（ｔ）
参照）、それをＴ間隔で標本化したもの（第９図ｈ　（
ｎ）参照）であるから、予め計算を行ってそれぞれ所定
の定数値とすることができる。これを考慮すれば、（５
）式は ｘ　（ｎ＋Ｎ）　、　ｘ　（ｎ＋Ｎ−１）　、　・＝　
、　ｘ　（ｎ−Ｎ）のビットパターンにより）（ｎ）が
一義的に決定されることを表していることになる。そこ
で、第１２図に示すようにＲＯ旧８を使用し、 ｘ　（ｎ＋Ｎ）　、　ｘ　（ｎ＋Ｎ−１）　、−・・、
　ｘ　（ｎ−Ｎ）のビットパターンで示されるアドレス
に対し。

（５）式に基ついて計算した＞（ｎ）の値を予め書き込
んでおくことにより、第１１図と等価な機能を果たす回
路が得られる。しかも、これにより必要とすべき素子数
は激減するという効果をもたらす。

ちなみに、第１１図示の破線で囲まれた部分については
、乗算器か２Ｎ＋１個、加算器は２Ｎ個、合せて４Ｎ＋
１個の素子が必要であるが１本実施例の如き回路構成と
した場合には、ＲＯＭが１個で済むことになる。

次に、第１２図示の本実施例において、ＲＯＭｌ８が必
要とする記憶容量を考察する。アドレスバスは２Ｎ＋１
木であるので、■アドレスあたりＭバイト２に寸１ 構成とした場合には、このＲＯＭ＋８は２．ＸＭパイト
の記憶容量と必要とする。従って、希望の波形を成形す
るためにタップ数を大きくしなければならない場合には
、非常に大きな容−賃なＲＯＭが必要となる。

そこで、次に記憶容量を減らすだめの改良について述べ
る。

既述の（５）式は、例えば次のように分解することがで
きる。

十Ｎ ＝看（ル）十人Ｃ弗つ −Ｌ式によれば、＞（ｎ）は ｘ　（ｎ十Ｎ）　、　ｘ　（ｎ＋Ｎ−１）　、　ｘ　（
ｎ）なるヒ゛・ントパターンにより一義的に決定される
＞＋（ｎ）と、ｘ　（ｎ−１）　、　ｘ　（ｎ−２）　
、　−−−、ｘ　（ｎ−Ｎ）なるビットパターンにより
一義的に決定される＞２（ｎ）との和であるということ
を意味している。そこで、第１３図に示すようにＲＯＭ
を２つに分け、一方のＲＯＭについては、 ｘ　（ｎ＋Ｎ）　、ｘ　（ｎ＋Ｎ−］）　、　・−、ｘ
　（ｎ）のビットパターンで示されるアドレスに対して
＞＋（ｎ）を記憶させておき、もう一方のＲＯＭについ
ては Ｘ　（ｎ−１）　、　ｘ　（ｎ−２）　、　−・−、ｘ
　（ｎ−Ｎ）で示されるアドレスに対して＞２（ｎ）を
記憶させ、加算器１７によりこれら読み出し出力を加算
することにより第１２図と等価な機能が実現される。

かくして、第１３図は本発明の第２実施例を示すものと
いえる。

第１３図示の回路は、第１２図示の回路に比べてＲＯＭ
数は２倍に増すが、同様に１アドレスあたりＭバイト構
成と仮定した場合、必要とすべき記憶＠都は、 ）１を出力するＲＯＭ　ニアドレスバスはＮｉ１木なの
Ｎ十人 で、２　ＸＭバイト ）２を出力するＲＯＭ　ニアドレスバスはＮ　禾す（７
）で、２　ＸＭバイト となる。

従ッテ、合計２”’　Ｘ　Ｍ　＋　２ＭＸ　Ｍ　＝　２
ｆｉｌ（２＋Ｉ）　Ｘ　Ｍ＝２“Ｘ３Ｘ’Ｍバイトアン
奈む、と、ユなる。

さらに（５）式は、 １ｆ（Ｉｔ）−ん（−Ｎ）刈１７Ｌ−ｆＭ）−ｆん（−
Ｍｆ／）ＸＣ＜−ｈＷ−＋）′） の意味であるから、各項を任意に組み合せ、Ｌ個の部分
和として）（ｎ）を表現すると、となる。ここで、ｍｌ
はそれぞれの部分和を構成する項の数を表わす。

そこで、それぞれの部分和をＲＯＭ化し、もって第１４
図示の回路構成とすれば、第１２図および第１３図に示
した回路と等価になる。かくして、第１４図は本発明の
第３実施例を示すことになる。

本実施例では、必要とすべきＲＯＭ　Ｌ個、加算器（Ｌ
−１）＜ＴＩＡであり、第１２図示の第１実施例に比べ
（２Ｌ−２）個だけ素子数を多く必要とするが、ＲＯ）
ｌに必要とすべき記憶容量は ２“’ＸＭ千２°’ＸＭ＋・・・＋２””ＸＭワくイト
となる。よって、Ｌおよびｍｌ’−ｍＬの値を適格に選
択することにより、素子数を余分に増すことなく、ＲＯ
Ｍの記憶容量が非常に小さくて済む回路を構成できる。

次に、２値ＮＲＺ信号と標本化の周波数（第９図におい
て、１／Ｔのこと）との関係について説明する。第９図
に示した標本化周波数（１／Ｔ）は、既述の枠木化定理
を満足させるために、２値ＮＲＺ信号のクロック周波数
の３倍となるよう仮定して表示した例である。従って、
２値ＮＲＺ信号を標本化した場合には、２値ＮＲＺ信号
の°°１”および０″にそれぞれ対応して、ｘ　（ｎ）
はｌ゛が３つ。

”　ｏ　”が３つ連続した値を持つことになる（第９図
のｘ　（ｎ）参照）。換言すれば、第１２図〜第１４図
に示した各実施例におけるシフトレジスタ５においては
、１°“または０゛が３個ずつ組になってシフトしてい
ることになる。この様子を示した波形図が第１５図であ
る。

第１５図は、フィルタに２値ＮＲＺ信号を入力した場合
のフィルタ出力の信号波形を、第８図の形式にノルづい
て表現した説明図である。すなわち、２伯ＮＲＺ信号の
パルス列を波形成形するためには、孤立パルス°′ｌ゛
のフィルタ応答である６０％コサイン・ロールオフ・ス
ペグトルを持つ信号（第１５図の１８〜２３参照）を２
値ＮＲＺ信号のパルス列”ｌ”　、”Ｏ’“に従って重
ね合せ、標本化定理を満足する時間間隔で出力すればよ
いことを本図が示している。例えば、第１５図に示すよ
うに、５つの２値ＮＲＺ信号の重ね合せを考えてみる。

すると、本図より明らかな如く、時刻１ｏ、１．および
ｔ２における各々の出力は なる式で表わされる。ここで、＞ｏ、’＞１および）２
はそれぞれ時刻　ｔ。、ｔｌ　および　ｔ２における波
形成形出力であり、また、５ｔ−９５は２値ＮＲＺ信号
の′１”’、”ｏｏｏに対応して°゛１゛または０°’
ｃｒ＋値をとる。ａ−２〜ａ２．ｂ−ｚ〜’１２　＋Ｃ
−、Ｌ〜　ｃ２はそれぞれ時刻ｔｏ、ｔｌおよび　ｔ２
における、第１５図示の信号１９〜２３の値である。

なお、第１５図から、かかる本実施例は既述の標本化定
理を満足していることか明らかである。

第１６図は、本発明の第４実施例を示すものであり、上
述のマトリクス演算を実現すべく構成したものである。

本図において、既に述べた如く、■は文字信号発生器、
５はシフトレジスタ、８１〜Ｓ５はシフトレジスタの各
ビット出力、１８はＲＯＭ　、　＋３はＤ／Ａコンバー
ク、８はローパスフィルタ、４は６０％コサイン・ロー
ルオフ・スペクトル信号を示している。

また、２４は１／３分周カウンタであり、その１７３分
周パルス２５はシフトレジスタ５をシフトするためのシ
フトパルスとして、また２木のカウンタ出力Ａ０〜Ａ１
はＲＯ旧８のアドレスを指定するために用いる。そして
、文字発生器ｌから送出される２値ＮＲＺ信号の発生周
期をＩ／ｆｃ秒とした場合には、１／３カウンタ２４に
導入する入力パルス２７の周波数が３ｆｃになり且つこ
れらの両信号が同期して送出されるよう予め構成してお
く。従って、ＲＯＭ１Ｂへのアドレス指定は周波数３ｆ
ｃをもって行われるに対し、シフトレジスタ５への２値
ＮＲＺ信号の取り込みは周波数ｆｃをもって行われる。

ここで、ＲＯＭｌ８には、シフトレジスタ５の蓄）ｈデ
ータ（Ｓｌ−Ｓ５）および１／３カウンタ出力Ａ、　、
Ａ、によって形成されるビットパターンに対応する各ア
ドレスに対して、それぞれ（８）式記載の＞ｏ、＞１お
よび＞２の値を記憶させておく。

よッテ、ＲＯＭ１８からは１／３カウンタ出力Ａｏ　、
Ａｔのアドレス変化に応じて、）。、＞１および）２が
逐次読み出されることになる（読み出し周期は１／３ｆ
ｃ　）。その後、シフトレジスタ５に新たナル２偵ＮＲ
Ｚ信号が１ビ・ントだけ取り込まれ、再び新たな＞ｏ、
＞＋および＞２が逐次読み出される。

以下、同様な動作が繰返される。かかる動作を第１実施
例（第１２図参照）の動作と対比した場合には、時刻ｔ
０．ｔ１およびｔ２において＞ｏ、’Ｊｒ１および＞２
を第１２図示のＲＯＭ１８からそ凡ぞれ読み出すことに
対応している。

第１７図は、本発明の第５実施例を示す。本実施例にお
いては、ＲＯ旧８を３つに分割し、８１〜Ｓ５のビット
パターンに対応するアドレスに対して出力）。、＞１お
よび＞２をそれぞれ別々のＲＯＭに記憶させておき、デ
ータセレクタ２６を用いて＞０゜＞１および＞２を順次
出力する。ここで、出力の切り替えは、読み出しクロッ
ク１１に同期して行われる。

次に、第５実施例（第１７図参照）において必要とされ
るＲＯＭ容量と、第１￥施例（第１２図参照）および第
２実施例（第１３図参照）にお、いて必要とされるＲＯ
Ｍ容量とを比較してみる。いま説明の便宜上、第１２図
示の総タップ数（すなわち、シフトしジスタの出力水ａ
）をＪ、１アトレースにつきＭバイトのＲＯＭを使用す
るものと仮定すると、第５実施例（第１７図参照）の場
合： Ｍｌ実施例と同程度の精度を得るために必要なシフトレ
ジスタのタップ数は、第１実施例におけるシフトレジス
タのタップ数の１／３で済む（第１５図参照）。従って
、Ｎ／３木のアドレスバスを持つ３ ＲＯＭを３個必要とし、３つ合せて２　Ｘ３ＸＭバイト
が必要となる。

第１実施例（第１２図参照）の場合ニ アドレスバスは３本必要であり、ＲＯＭの記憶容量ゴ は２　ＸＭ／＜イトとなる。

第２実施例（第１３図参照）の場合ニ アドレスバスＪ／２本のＲＯＭが２個必要となるの７．
２つ合ヤーＣ２≠Ｘ２ＸＭバイトが必要となる。

以上より明らかな如く、第５実施例において必要とされ
るＲＯＭ容量は、Ｊが太きなるにつれ、第１実施例およ
び第２実施例と比較して格段に少なくて済むことがわか
る。第４実施例（第１８図参照）についても同様である
。換言すれば、素子数、コスト、必要なＲＯＭ容量など
を考慮した場合には、第４および第５実施例が他の実−
施例と比較してより優れた回路となっている。

さらに、上述したＲＯＭをＲＡＭに置き換え、もって蓄
積データを随時書き換えることにより、さまざまなスペ
クトルを持つ波形の成形を容易に行うことができる。

最後に、本発明の効果について述べる。

まず、第１実施例（第１２図参照）では、シフトレジス
タの出力ビツトパターンにより規定されるアドレスに対
し、対応する出方）（ｎ）の値を記憶させたＲＯＭを使
用することにより、従来がら知られている回路に比べて
波形成形部を簡素、安価にすることができる。

次に、第２実施例（第１３図参照）および第３実施例（
第１４図参照）では、ＲＯＭを分割することにより、簡
略な波形成形部の構成を維持したまま、より小容量のＲ
ＯＭを用いた構成が可能となる。

さらに、孤立パルス°゛ｌパの出力である６０％コサイ
ン舎ロールオフ・スペクトル信号の重ね合せにより波形
成形をなし得るという点に着目して、第４実施例（第１
６図参照）および第５実施例（第１７図参照）を構成し
た。かかる実施例は、第１〜第３実施例と比較して素子
数、コス）、ＲＯＭ容量など総合的な観点からよりすぐ
れている。

このように、本発明によれば、デジタル型波形成形フィ
ルタの構成をより簡易化することができるという効果が
得られる。

また、本発明に係るデジタル型波形成形フィルタによれ
ば、安定性および文字信号送出スペクトル等の精度につ
いて、ＬＣ型波形成形フィルタやアナログ型トランスへ
−サルフィルタに比べて格段に向上した特性を得ること
ができる。

なお、簡易な回路によりデジタルデータを任意のスペク
トルを持つ波形に成形することができるという本発明の
特性を利用して、本発明を種々なデジタルデータ伝送分
野に応用することが可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図はアイ開口率を説明する線図、 第２図はアイ開口率とアイ開口面積率との関係を示す線
図、 第３図および第４図は従来技術による波形成形手段を示
すブロック図、 第５図ないし第９図は波形成形の原理を説明する線図、 第１０図および第１１図は従来技術による別の波形成形
手段を示すブロック図、 第１２図は本発明の第１実施例を示すブロック図、 第１３図は本発明の第２実施例を示すブロック図、 第１４図は本発明の第３実施例を示すブロック図、 第１５図は本発明の詳細な説明する線図、第１６図は本
発明の第４￥施例を示すブロック図、 第１７図は未発明の第５実施例を示すブロック図である
。 ■・・・文字信号発生器、 ２・・・波形成形フィルタ、 ３・・・２値ＮＲＺ信号、 ４・・・６０％コサインＱロールオフΦスペクトル信号
、 ５・・・シフトレジスタ、 ６・・・；戚衰器、 ７・・・加算器、 ８・・・ローパスフィルタ、 ８Ａ〜８Ｄ・・・インパルス応答波形、１０・・・１ク
ロツク遅延素子、 １１・・・読み出しクロック、 １２・・・乗算器、 １３・・・Ｄ／Ａコンバータ、 １４・・・タップ係数信号［左よりｈ（−Ｎ）。 ｈ　（−Ｎ十１）、・・・　、ｈ　（Ｎ）　］　、１５
・・・タップ出力［左よりｘ　（ｎ＋Ｎ）　。 ｘ　（ｎ＋Ｎ−１）　、　・−、ｘ　（ｎ−Ｎ）１．１
６・・・デジタル乗算器、 １７・・・デジタル加算器、 １日・・・ＲＯＭ、 １９〜２３・・・６０％コサイン・ロールオフ・スペク
トル信号、 ２４・・弓／３分周カウンタ、 ２５・・弓／３分周パルス、 ２６・・・データセレクタ。 特許出願人　日　本放送協会 第１図 −２−１０１２ 時間ｔ／Ｔ 第２図 ０．３　０，４０，５０，６０．７　Ｑ８　０，９　１
．０千１’ＪＨ糸抜 第３図 ２ 第４図 ／　８４ 第１１図 第１２図 １ 第１４図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）２値信号を人力とする遅延素子と、少なくとも１個
   の記・［０素子と、Ｄ／Ａコンバータと、ローパスフィ
   ルタとを（＋ｉｆｉえ、その遅延素子におけるクンブ出
   力のビットパターンに対応する前記記憶素子のアドレス
   に、そのビ・ントパターンに対応するフィルタ出力値を
   記憶させ入力２値信号に応じて前記記憶素子から前記入
   力２値信号に対応した前記フィルタ出力値を撰択して出
   力し、波形成形を行うようにしたことを４’＋徴とする
   デジタル型波形成形フィルタ。 ？）特許請求の範囲第１項記載のデジタル型波形成形フ
   ィルタ１こおいて、前記入力２値信号のクロック周期Ｔ
   により前記遅延素子を遅延させ、前記遅延素子における
   タップ出力のビットパターンに対応する前記記＋ｆ！素
   子のアドレスに、そのピッＩ・パターンに対応したフィ
   ルタ出力値を複数個記憶させ、前記人力２仙信号に対応
   した前記フィルｉ出力値を前記記憶素子から、時間間隔
   Ｔにつきネ（数個順次に読み出すことにより、波形成形
   を行うようにしたことを特徴とするデジタル型波形成形
   フィルタ。 ３）特許請求の範囲第１Ｊｎ記載のデジタル型波形成形
   フィルタにおいて、１個の記憶素子を設け、前記入力２
   伯イＧ号におけるクロック周期Ｔの２倍以−にのクロッ
   ク周期Ｔ′によりｒｉｉｉ記遅延素子を遅延させ、前記
   遅延素子におけるタップ出力のビットパターンに対応す
   る前記記憶素子のアドレスに、そのピッＩ・パターンに
   対応したフィルタ出力値を１個記憶させ、入力２仙信号
   に対応した前記フィルタ出力値を前記記憶素子から前記
   クロック周期Ｔ′で読み出すことにより波形成形を行う
   ようにしたことを特徴と干るデジタル型波形成形フィル
   タ。 ４）特許請求の範囲第３項記載のデジタル型波形成形フ
   ィルタにおいて、少なくとも２個以上の記憶素子と１個
   以上の加算器とを備え、前記遅延素子のタップ出力を複
   数個に分割し、それぞれのビ・ントパターンに対応した
   フィルタ出力値をそれぞれの記憶素子に記憶させ、前記
   入力２値＜＝号に対応したそれぞれの記憶素子からの前
   記フィルタ出力値を加算することにより波形成形を行ｉ
   Ｋうにしたことを特徴とするデジタル型波形成形フィル
   タ。 （以下、余白）