JPS60147793A - 楽音信号発生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 この発明は楽音信号発生装置に関し、特に、複数の異な
る楽音波形を順次切換えて発生するこ吉によりスペクト
ル成分が時間的に変化する楽音信号を発生するようにし
た楽音信号発生装置に関する。

従来技術 特開昭５８−９５７９０号公報においては、波形メモリ
に記憶した複数の異なる楽音波形を順次切換えて読み出
すことによりスペクトル成分が時間的に変化する楽音信
号を発生し得る楽音信号発生装置が開示されている。そ
こにおいて、波形メモリから読み出すべき楽音波形の切
換えは、同じ楽音波形を所定周期数だけ繰返し読み出し
た時に行われるようになっている。また、楽音波形の切
換時に、先行する楽音波形からその次の楽音波形に滑ら
かに移行させるために、両波形の同じサンプル点同士で
時間的に変化する補間が行われるようになっているが、
その補間は同じ楽音波形が繰返し読み出される所定周期
数の間で行われるようになっている。

以上のような従来技術においては、楽音波形の切換わり
間隔が常に所定の周期数に固定されるため、発生すべき
楽音の周波数に応じて楽音波形の切換わり間隔が変動し
、かつこれζ′こ伴ない補間に要する時間も変動してし
まう、という欠点があった。

すなわち、高い周波数の楽音はど楽音波形が速く切換わ
ってしまい、スペクトル成分の時変動効果が音高によっ
て不均一になってしまうという問題が生じる。また、高
い周波数の楽音はど波形切換わり等の補間が素速く行わ
れてしまうことになり、滑らかに波形を移行させるとい
う効果が薄らいでしまう。

発明の目的 この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、発生すべ
き楽音の周波数に影響されることなく楽音波形の切換え
を制御し、上述の欠点を除去した楽音信号発生装置を提
供しようとするものである。

発明の概要 この発明によれば、楽音の発音開始から終了までの間で
離散的にサンプリングした複数の異なる楽音波形を複数
のサンプル点に夫々分割し、各サンプル点に対応する波
形データを記憶した波形記憶手段と、発生すべき楽音周
波数に応じて前記波形記憶手段から所定の楽音波形の波
形データを繰返し読み出す読出し手段と、前記波形記憶
手段から読み出すべき楽音波形を時間的に切換えて指定
する波形指定手段と、読み出すべき楽音波形を切換える
とき、先行した楽音波形からその次の楽音波形に滑らか
に移行させるよう両楽音波形を重みづけする補間手段と
を具えた楽音信号発生装置において、前記補間手段にお
ける重みづけの時間変化を設定するための時間関数を発
生する計数手段と、この計数手段の出力に応じて前記波
形指定手段における波形切換えを制御する切換え制御手
段とを設けたことを特徴とする。計数手段は、発生すべ
き楽音周波数とは無関係に前記時間関数を発生する。補
間手段では、この時間関数に従って重みづけの時間変化
が設定される。切換え制御手段では、前記計数手段の出
力すなわち前記時間関数に応じて所定の時点で波形切換
えを制御する。波形指定手段では切換え制御手段め制御
に従って楽音波形の指定を切換える。こうして、楽音波
形の切換えと補間が、楽音周波数とは無関係の独自の時
間関数に従って制御されることになり、音高の変化に左
右されないスペクトル成分の時変動効果が得られると共
に、どの音域でも滑らかな補間（波形移行）が保証され
る。しかし、この発明は、上記時間関数の設定に当って
、音高要素を多少なりとも考慮に入れることを必らずし
も排除するものではないのは勿論である。

ところで、この発明は、離散的にサンプリングした複数
の異なる楽音波形を記憶した波形記憶手段から該楽音波
形を読み出すことにより補間対象たる楽音波形を形成す
る方式のものに限らず、パラメータを用いた酢定み一溝
記才；て楽音波形を形成する方式のものにおいても有利
に適用することができる。そのようなパラメータＭによ
る楽音波形形成方式の一例として高調波合成方式を挙げ
ることができる。この高調波合成方式において楽音信号
のスペクトルを時間的に変化させるには、従来は、各高
調波の相対振幅を設定する高調波係数の組を多数組準備
しておき、この係数組を時間的に切換えて楽音波形形成
演算で利用するように　−していた。そのため高調波係
数を記憶する記憶装置の容量が大型化すると共に楽音波
形の滑らかな時間変化も得にくかった。そこで、この発
明における楽音波形形成手段としてパラメータＭ一方式
のものを適用すれば、高調波合成演算あるいはその他の
パラメータ賢＃方式のものにおいてこの発□明に従う補
間による楽音波形の時間変化が実現されることになり、
顕著な効果を奏する。

すなわち、この発明によれば、前述の波形記憶手段と読
出し手段に代えて、　°− 所定舊通ｌ■六ヒエ丑鮫パラメータによって決定される
形状の楽音波形を形成すると共に位相データによって指
定された位相に対応して前記楽音波形の形成を行う楽音
波形形成手段と、楽音の発音開始から終了までの間で離
散的にサンプリングした複数の異なる楽音波形に関して
、各楽音波形の形状を決定する前記パラメータを夫々記
憶したパラメータ記憶手段と、発生すべき楽音の周波数
に応じて変化する前記位相データを発生し、前記楽音波
形形成手段に与える位相データ発生手段とを用いること
ができる。この場合、前述の波形指定手段では、前記楽
音波形形成手段で形成すべき楽音波形を時間的に切換え
て指定し、指定した楽音波形に対応する前記パラメータ
を前記パラメータ記憶手段から読み出して前記楽音波形
形成手段に与えるようにする。

実施例 以下糸付図面を参照してこの発明の一実施例を詳細に説
明しよう。

まず、以下で説明する実施例において採用する楽音信号
発生原理について第１図を参照して説明する。第１図（
ａ）には、波形メモリにおいて予め準備しておくべき楽
音波形の概略が便宜上振幅エンベロープのみによって示
されている。発音開始から所定期間の部分（アタック部
）の楽音波形は複雑に変化するので、１周期波形の繰返
し読み出しによっては良質なアタック部波形の模倣が困
難である。そこでこのアタック部の楽音波形は、連続す
る複数周期波形をそのままサンプリングし、波形メモリ
に記憶しておくものとする。アタック部以後の全発音期
間に関しては、その間で複数の異なる楽音波形（周期を
離散的にサンプリングし、夫々を波形メモリに記憶して
おく。第１図（ａ）では、そのように離散的にサンプリ
ングした各１周期波形を５ＥＧ１〜５ＥＧ５で示してお
り、これらを便宜上セグメント−波形と呼ぶことにする
。

上述のように波形を記憶した波形メモリからの基本的な
波形読み出し法は、まず、アタック部の全波形を連続的
に読み出し、次に後述するような波形切換え指令に従う
成るタイミングでセグメント波形５ＥＧ１〜Ｓ、ＥＧ、
５を順番に選択し、選択されたセクメント波形１周期を
繰返し読み出す。

例えば、アタック部波形の読み出し終了後筒１のセグメ
ント波形５ＥＧ１を成る時間だけ繰返し読み出し、次い
で第２のセグメント波形５ＥＧ２に切換えてこれを繰返
し読み出し、以後セグメント波形を順次切換える。

セグメント波形の切換え時において、先行する波形から
その次の波形に滑らかに移行させるために補間技術が用
いられる。その場合、上述のような基本的な読み出し法
に加えて、少くとも補間を行うべき区間において先行す
るセグメント波形とその次のセグメント波形を共に読み
出し、両者を適宜の補間関数に従って夫々重みづけする
。−例として、セグメント波形の切換わり間隔全域が補
間区間に相当しており、第１のセグメント波形５ＥＧ１
を読み出すときは第２のセグメント波形５ＥＧ２も一緒
に読み出し、その次の切換わり時では第２及び第３のセ
グメント波形５ＥＧ２，５ＥＧ６を共に読み出し、以下
同様に順次切換えながら隣合うセグメント波形を一緒に
読み出す。

第１図（ｂ）には、補間関数の一例が示されている。

実線が第４系列用の補間関数ＩＰＦｊを示し、破線が第
２系列用の補間関数ＩＰＦ２を示す。第１系列とは、上
述のように補間のために読み出される２つのセグメント
波形の一方に対応するものであり、第２系列とは他方に
対応するものである。

この補間関数ＩＰＦｌ　、ＩＰＦ２は各系列の波形振幅
の重みづけ量を示しており、最小値は零（その波形を出
さないことを示す）である。補間を行わないアクツク部
においては、第１系列の補間関数ＩＰＦｌを最大値に維
持し、第２系列の補間関数ＩＰＦ２を最小値に維持する
。アタック部の終了後、セグメント波形８ＥＧ１〜５Ｅ
Ｇ５の補間を行うべき期間において各補間関数ＩＰＦ１
　、ＩＰＦ２は夫々所定の特性で時間的に変化する。両
袖間関数ＩＰＦ１　、ＩＰＦ２は互に逆特性で変化し、
一方の系列の重みづけが漸減するとき他方が漸増するよ
うになっており、これにより滑らかな波形の移行が達成
される。第１図（ｂ）では補間関数ＩＰＦ１　、ＩＰ’
Ｆ２は直線補間特性を示しているが、これに限らないの
は勿論である。

ｔｌ　＊　ｔ２　＋　’３　ｒ　ｔ４は夫々別個の補間
区間を示しており、補間区間が切換わる毎に各系列の補
間関数ＩＰＦｌ　、ＩＰＦ２の傾きが交互に切換わるよ
うになっている。補間区間１．においては、セグメント
波形５ＥＧ１から５ＥＧ２に滑らかに移行させる補間が
行われる。この場合、セグメント波形５ＥＧ１が第１系
列において繰返し読み出され、セグメント波形５ＥＧ２
が第２系列において繰返し読み出される。そして、第１
系列の補間量補間関数ＩＰＦ１によって第１系列で繰返
し読み出されたセグメント波形５ＥＧ１の複数周期波形
信号が重みづけ（振幅制御）され、また、補間関数ＩＰ
Ｆ２によって第２系列で繰返し読み出されたセグメント
波形５ＥＧ２の複数周期波形信号が重みづけされる。こ
のように逆特性で重みづけされた両系列の波形信号を混
合することにより、セグメント波形８ＨＧ１からセグメ
ント波形５ＥＧ２へと波形が滑らかに時間変化する楽音
信号が得られる。

次の補間区間ｔ２では、セグメント波形５ＥＧ２から８
ＥＧ３に滑らかに移行する補間が行わ・れる。この場合
、前回に引き続き第２系列においてセグメント波形５Ｅ
Ｇ２が繰返し読み出され、一方、第１系列ではセグメン
ト波形が５ＥＧ１から８ＥＧ３に切換わってこれが繰返
し読み出される。

そして、補間関数ＩＰＦ１　、ＩＰＦ２の傾きが前回と
は逆方向に夫々切換わる。

他の補間区間ｔ３　＋　’４も上述と同様に一方の系列
のセグメント波形が切換わると共に補間関数ＩＰＦ１　
、ＩＰＦ２の傾きが逆方向に切換わる。第１図（ｂ）に
は各補間区間ｔ、〜ｔ４において各系列で使用されるセ
グメント波形８Ｅ０１〜８ＨＧ５の番号が併記されてい
る。

第２図には、この発明に係る楽音信号発生装置を適用し
た電子楽器の一実施例が示されている。

この電子楽器においては、第１図を参照して上述したよ
うな楽音信号発生原理に従って楽音信号を発生する。

第２図において、鍵盤１０は発生すべき楽音の音高を指
定するための多数の鍵を具えている。キーアサイナ１１
は各鍵の押圧又は離鍵を検出し、押圧鍵を複数の楽音発
生チャンネルの何れかに割当てる処理を行う。−例とし
て同時最大発音可能数は１２音であり、キーアサイナ１
１では１２個のチャンネルの倒れかに押圧鍵を割当てる
。各チャンネルに割当てられた鍵を特定するキーコード
ＫＣ１その鍵の抑圧が持続しているか否かを示すキーオ
ン信号Ｋ　ＯＮ、及びその鍵の抑圧開始時に瞬間的に発
生されるキーオンパルスｉ（ＯＮ　Ｐが所定の時分割タ
イミングに従って各チャンネル毎に時分割でキーアサイ
ナ１１から出力される。

時分割チャンネルタイミングの一例を示すと第３図のよ
うである。各チャンネルタイミング１〜クロツクパルス
φ２の２倍の周波数のクロックパルスφ１に同期して各
チャンネルタイミングのタイムスロットを２分して２つ
のサブチャンネルタイミング１，２が形成される。この
サブチャンネルタイミング１，２は前述の補間における
第１系列と第２系列に対応するものである。すなわちこ
の実施例では、１つのチャンネルのタイムスロットを２
分して補間用の第１系列（サブチャンネル１）及び第２
系列（サブチャンネル２）のセグメント波形を時分割で
読み出すようにしている。Ｃ）１１〜ＣＨ１２はチャン
ネルタイミング信号であり、各チャンネルタイミング１
〜１２に対応して発生する。各クロックパルスφ１．φ
２及び信号ＣＨ１〜Ｃｌ−１１２はタイミング信号発生
器１２から発生され、第２図に示す電子楽器内の所定の
回路に夫々供給される。

位相発生器１６は、波形メモリ１４から読み出すべき楽
音波形を指定し、この楽音波形を発生すべき楽音周波数
に応じて読み出すためのものであデータＭＡＤＲを各チ
ャンネル１〜１２の各４ノーブヂヤンネル１，２毎に合
計２４タイムスロフトで時分割的に発生する。この発明
の構成との対応を示せば、発生すべき楽音周波数に応じ
て波形記憶手段から１周期の波形データを繰返し読み出
す読み出し手段と、波形記憶手段から読み出すべき楽音
波形を時間的に切換えて指定する波形指定手段とがこの
位相発生器１６に含まれている。位相発生器１６にはキ
ーアサイナ１１からキーコードＫ　Ｃ、キーオンパルス
Ｋ　ＯＮ　Ｉ）　、キーオン信号Ｋ　ＯＮが与えられて
おり、これらによって発生ずべき楽音周波数及び発音開
始タイミンクが指定される。

波形メモリ１４は、前述のアタック部全波形と複数のセ
グメント波形を各音色に対応して複数組記憶している。

詳しくは、周知のように、各波形を複数のサンプル点に
夫々分割し、各サンプル点に対応する波形データ（例え
ば当該サンプル点の波形振幅データ）を夫々記憶してい
る。この波形メモリ１４におけるメモリマツプの一例を
略示すると第４−図のようである。音色Ａに関しては、
アドレスＡ。からＡ１−１のアドレス範囲でアクツク部
全波形の波形データが記憶され、アドレスＡ。

からＡ２−１のアドレス範囲で第１のセグメント波形５
ＥＧ１の１周期分の波形データが記憶され、以下、所定
のアドレス範囲で各セグメント波形５ＥＧ２．５ＥＧ３
・・・が順次記憶されている。他の音色Ｂ、Ｃ・・・に
関しても同様である。図中に記したＡ。、Ａ、　、　Ａ
２．、・、　Ｂｏ、１３．　、Ｂ２．、、　。

Ｃｏ、Ｃ，、Ｃ２・・・は各アドレス範囲のスタートア
ドレスてあり、Ａｏ、　Ｂｏ、　Ｃｏ・・・はアタック
部のスフ−１−アドレス、Ａ１．１３．　、　Ｃ，・・
・は第１のセグメント波形５ＥＧ１のスタートアドレス
、Ａ２．々２．Ｃ２・・・は第２のセグメント波形５Ｅ
Ｇ２のスタートアドレスである。−例として１周期波形
を２５６の→ノーンプル点でサンプリンタし、また、ア
タック部全波形の最大周期数を２５６周期としている。

尚、図示の通り、アタック部全波形の周期数は音色によ
って異っている。尚、１周期内の各サンプル点（合計２
５６）は子爪８ビットの２進コードで表現できる。そこ
で、この１周期内の各サンプル点はアドレスデータＭＡ
ＤｆＬの最下位８ヒツトによって特定されるようになっ
ており、各スタートアドレスＡ、、Ａ２・・・１．Ｂ、
、Ｂ２・・・、Ｃ，Ｃ２・・・はその最下位８ビツトが
オール°′０°゛であり、その上位ビットが各セグメン
Ｉ・波形を指定するのに有効な値を持っている。

第２図に戻り、音色選択回路１５は音色選択情報ＴＣを
出力し、位相発生器１６及び波形メモリ１４、クロスフ
ェード制御回路１６、エンベロープ発生器１７に与える
。クロスフェード制御回路１６は、同じ発音チャンネル
に関する２つの系列（ザブチャンネル）の楽音波形信号
を逆特性で夫々重みつけするための補間関数を発生ずる
ためのものである。この発明の構成との対応を示せは、
読み出すべき楽音波形を切換えるとき、先行した楽音波
形からその次の楽音波形に滑らかに移行させるよう両波
形を重みづけするための補間手段の一部（特にその補間
関数を発生するための手段）と、補間手段における重み
づけの時間変化を設定するための時間関数を発生する計
数手段と、この計数手段の出力に応じて波形指定手段に
おける波形切換えを制御する切換え制御手段に相当する
ものがクロスフェード制御回路１６に含まれている。

アタック部全波形の読み出しが完了したことを示すアタ
ックエンド信号ＡＴＥＮＤと、アタック部の読み出しを
行っていないことを示す反転アク　□ツク信号ＡＴが位
相発生器１６からクロスフニー１−制御回路１６に与え
られる。クロスフェード制御回路１６では、これらの信
号に基きアクツク部の波形読み出しが完了したことを確
認すると、所定の補間関数の発生を開始する。補間関数
はクロスフェードカーブデータＣＦとして回路１６から
出力され、重みづけ演算用の乗算器１８に与えられる。

また、波形切換え指令信号Ｗ　Ｃｉ（Ｇが回路１６から
出力され、位相発生器１６に与えられる。

重みづけ演算用の乗算器１８と、その出力を遅延回路１
９でクロックパルスφ１の１周期分遅延した信号と遅延
していない信号とを加算する加算器２０は補間手段の一
部を成すものである。波形メモリ１４からは各チャンネ
ル毎の各サブチャンネルタイミングに対応して時分割で
楽音波形データが読み出され、クロスフェード制御回路
１６からは同様に各チャンネル毎の各サブチャンネルタ
イミンクに同期して時分割でクロスフェードカーブデー
タＣＦが読み出される。従って、乗算器１８では、各チ
ャンネル毎の各サブチャンネルに対応して時分割的に読
み出された楽音波形が、各々に対応するクロスフェード
カーブデータＣＦ（すなわち補間関数）に従って夫々重
みづけされる。１つの楽音発生チャンネルに関する２つ
のサブチャンネルの重みづけされた楽音波形データが加
算器２０で加算される。すなわち、第１のサブチャンネ
ルの楽音波形信号が遅れて遅延回路１９から加算器２０
に入力されるとき、同じチャンネルの第２のサブチャン
ネルの楽音波形データが加算器２０の他の入力に加わる
ようになっている。こうして、１つのチャンネルのタイ
ムスロット（クロックパルスφ２の１周期に対応するタ
イムスロソｌ−）の後半で、そのチャンネルに関する重
みつけ済みの２つの楽音波形データが混合される。

エンベロープ発生器１７は、キーアサイナ１１から与え
られたキーオン信号ＫＯＮとキーオンパルスＫＯＮＰに
応じて各チャンネル毎に振幅エンベロープ波形信号を時
分割で発生する。このエンベロープ波形は押鍵中は一定
レベルを維持し、離鍵に応じてディケイエンベロープ特
性を示すものである。波形メモリ１４に記憶されたアタ
ック部全波形はアタックエンベロープ特性が予め付与さ
れたものであるため、アタックエンベロープ％性はエン
ベロープ発生器１７によって付与する必要がないのであ
る。加算器２０とエンベロープ発生器１７の出力が乗算
器２１に入力され、各チャンネルの楽音波形データに対
してその押鍵及び離鍵に対応する振幅エンベロープが時
分割で付与される。

乗算器２１の出力は各チャンネルに対応して並列的に設
けられたラッチ回路２２−１乃至２２−１２のデータ入
力に与えられる。各ラッチ回路ｎ−１乃至２２−１２の
ラッチ制御人力りには、各々に対応するチャンネルタイ
ミング信号ＣＨ１〜ＣＨ１２とクロックパルスφ２の反
転信号φ２とのアンド論理をとったアンド回路２６−１
乃至２３−１２の出力が夫々与えられる。こうして、各
チャンネルの時分割タイムスロットの後半のタイムスロ
ットで乗算器２１の出力が対応するラッチ回路２２−１
乃至２２−１２にラッチされる。

前述の通り、加算器２０では各チャンネルタイミング１
〜１２の後半のタイムスロット（サブチャンネル２のタ
イミング）でそのチャンネルに関する重みづけ済みの２
つの楽音波形データの加算を行うので、その加算結果に
対応するデータが各ランチ回路２２−１乃至２２−１２
にラッチされる。

こうして各チャンネルの楽音波形データの時分割が解除
される。

ランチ回路２２−１乃至２２−１２の出力はラッチ回路
２４−１乃至２４−１２に入力される。

各ラッチ回路２４−１乃至２４−１２のランチ制御人力
りには位相発生器１６から出力されたピッチ同期パルス
ｌ）　Ｓ　Ｐ　１〜ＰＳＰ１２が与えられる。

ピッチ同期パルスＰ　Ｓ−Ｐ　１〜ＰＳＰ１２は、各チ
ャンネルに割当てられた楽音の周波数に同期したパルス
であり、これに従って楽音波形ュータをラッチすること
により非調和なりロック成分を除去するようにしている
。各ラッチ回路２４−１乃至２４−１２の出力は加算器
２５に与えられて合算された後、ディジタル／アナログ
変換器２６でアナログ信号に変換され、サウンドシステ
ム２７に至る。

次に第２図各部の詳細につき説明する。

第５図は位相発生器１６の一例を示すもので、符号２８
によって示す部分が、１周期の波形データを繰返し読み
出すための読出し手段に相当する。

キーアサイナ１１から時分割的に与えられた各チャンネ
ルのキーコードＫＣがラッチ回路２９−１乃至２９−１
２に入力され、チャンネルタイミング信号ＣＨＩ〜Ｃｌ
４１２に従って各チャンネルに対応するラッチ回路２９
−１乃至２９−１２に夫々ラッチされる。各チャンネル
別に独立に設けられた可変発振器３０−１乃至３０−１
２は、各々に対応するラッチ回路２９−１乃至２９−１
２から与えられたキーコードＫＣに応じて各チャンネル
に割当てられた押圧鍵の楽音周波数に対応するノートク
ロックパルスＮ’０１〜ＮＣＩ　２を発生する。ノード
クロックパルスＮＣ１〜ＮＣ１２は時分割制御回路６１
に与えられ、チャンネルタイミング信号ＣＨ１〜ＣＨ１
２に従って時分割的にサンプリングされ、多重化され、
ライン６２を介して時分割多重出力が取り出される。

時分割制御回路６１の一例は第６図のようであり、１２
個のＲ８フリップフロップ６６−１乃至５３−１２のセ
ント入力Ｓに各チャンネルのノートクロックパルスＮＣ
１〜ＮＣ１２が夫々入力される。アンド回路６４−１乃
至３４−１２にはフリップ７０ツブ６６−１乃至５５−
１２の出力Ｑとチャンネルタイミング信号ＣｌＴ１〜Ｃ
ｌ１１２が夫々入力され、その出力がオア回路６５０で
多重化されてライン３２に導かれると共に、対応するフ
リップフロップ６６−１乃至６５−１２のリセット人力
Ｒに戻される。また、フリップフロップ３６−１乃至３
３−１２の出力Ｑはピッチ同期パルスＰＳＰ１〜ＰＳＰ
１２として出力され、前述の通り第２図のラッチ回路２
４−１乃至２４−１２に与えられる。フリップフロップ
３６−１乃至６６−１２はセット人力Ｓの信号の立上り
でセットされ、リセット人力Ｒの信号の立下りでリセッ
トされるものとする。第７図は第６図各部の入出力信号
の一例を示したものである。同図から明らかなように、
各チャンネルに割当てられたｈのノートクロックパルス
ＮＣ１〜ＮＣ１２はチャンネルタイミングに非同期であ
り、このパルスＮＣ１〜ＮＣ１２の立上りでフリップフ
ロップ６６−１乃至６３−１２をセットして、対応する
アンド回路６４−１乃至３４−１２を可能化し、その後
最初のチャンネルタイミング信号ＣＨ１〜ＣＨ１２に対
応して該アンド回路６４−１乃至３４−１２からパルス
を出力し、この出力パルスの立下りでフリップフロップ
６６−１乃至３５−１２をリセットする。そうすると、
ノートクロックパルスＮＣ１〜ＮＣ１２と同周波数でチ
ャンネルタイミング信号ＣＩ　１〜Ｃｌ１１２に同期し
た新たなノーＩ・クロックパルスが各アンド回路６４−
１乃至６４−１２から得られる。こうして、各チャンネ
ルに割当てた錐の楽音周波数に対応する（その整数倍周
波数）のノートクロックパルスが該当チャンネルの時分
割タイミングに一致してライン６２に出力される。

第５図に戻り、ライン６２に与えられた各チャンネルの
ノートクロックパルスは加算器６５、ゲート６６、シフ
トレジスタ６７から成るカウンタ６Ｂに入力され、その
パルス数が各チャンネル別に時分割でカウントされる。

シフトレジスタ６７は２４ステージ／８ビツトであり、
サブチャンネルタイミングに同期するクロックパルスφ
、によってシフト制御される。シフトレジスタ６７の出
力は加算器６５に与えられ、ライン６２のノートクロッ
クパルスと加算される。その加算出力がゲート６６を介
してシフトレジスタ６７にストアされる。シフトレジス
タ６７の２４ステージは１２チヤンネルの各々の２サブ
チヤンネルに対応しており、１チャンネル分のカウント
値が２ステージ（２サブチヤンネルに対応）に夫々スト
アされる。

ゲート６６はキーオンパルスＫ　ＯＮ　Ｉ）によって発
音開始直前に瞬時に閉じられ、シフトレジスタ６７にお
ける対応する２ステ一ジ分の記憶をクリアする。

シフトレジスタ６７は１ステージにつき８ビツトの容量
を持つので、カウンタ６８はモジュロ２６６のカウント
を２４チャンネル分（実際は１２チヤンネル分）につき
時分割で行・う。ゲート６６の出力がカウンタ６８のカ
ウント出力として喉り出され、アドレスデータＭＡＤＲ
の最下位８ビツトとして波形メモリ１４に与えられる。

このカウンタ６８のカウント出力により２５６サンプル
点から成る１周期波形の各サンプル点を順次読み出すこ
とができる。カウントはノートクロックパルスＮＣ１〜
ＮＣ１２に従って行われるので、上記読み出しは発生す
べき楽音周波数に対応して行イつれることになる。

波形メモリ１４を読み出すためのアドレスデータＭＡＤ
几はＮ＋８ビツト（但しＮ〉８）であり、上述のように
最下位８ビツトによって波形１周期内の順次サンプル点
を指定し、上位Ｎビットによって１周期分の波形を指定
する。

この波形指定用の上位Ｎビットのアドレスデータは、波
形指定手段に相当するスタートアドレス発生回路４０か
ら加算器４１を経由して与えられる。スタートアドレス
発生回路４０は、前述のアタック部全波形のスタートア
ドレスＡ。、ＢｏｗＣｏ・・・と各セグメント波形のス
タートアドレスＡ８．Ａ２・・・を発生するものである
。アタック部全波形内の個々の１周期波形を指定するた
めにアタック部周期数カウンタ６９が設けられており、
このカウンタ６９の出力とアタック部のスタートアドレ
スＡ。、Ｂｏ、Ｃｏ・・・とを加算合成してアタック部
全波形内の個々の１周期波形の絶対アドレスを特定する
ために加算器４１が設けられている。

アタック部周期数カウンタ６９のハード構成は前述のカ
ウンタ６８と同様であり、加算器４６、ゲート４４、シ
フトレジスタ４５を含んでいる。

このカウンタ６９は、加算器６５の最上位ビットからの
キャリイアウド信号ＣＲＹを各チャンネル別に時分割で
カウントする。このキャリイアウド信号ＣＩ（、Ｙはカ
ウンタ６８の成るチャンネルでノートクロックパルスを
２５６カウントする毎に（つまり波形１周期を読み出す
毎に）発生ずるもので、これをカウントすることにより
アタック部の周期数をカウントすることができる。

カウンタ６９の出力はゲート４２に加わり、後述するア
タック信号ＡＴによりアタック部全波形読み出し中のみ
該ゲート４２が開かれ、加、算器４１に該カウンタ出力
が与えられる。加算器４１の他の入力にはスタートアド
レス発生回路４０から発生されたＮビットのスタートア
ドレスデータのうち最下位８ビツトが入力される。Ｎビ
ットのスタートアドレスデータのうち加算器４１には入
力されなかった最上位Ｎ−８ビツトのデータの下位に加
算器４１の８ビツト出力データが位置し、両データによ
ってアドレスデータＭＡＤＲの最上位Ｎビットが構成さ
れる。カウンタ６９のカウント値はアタック部全波形の
最初の周期から数えた周期数を示しており、一方、スタ
ートアドレスＡ。。

Ｂｏ、Ｃｏ・・・は波形メモリ１４における該アタック
部全波形の最初の絶対アドレスを示している。

従って両者を加算することによりアタック部全波形の各
周期毎の最初の絶対アドレスを特定する（すなわち間々
の１周期波形を指定する）ことができる。

アタックエンド検出回路４６はカウンタ６８から与えら
れるギヤリイアウト信号ＣＩＬ　Ｙをカウンタ出力、ア
タック部全波形の読み出しが完了したか否かを調べるも
のであり、第８図にその一例が示されている。

一■８図において、アタック部周期敢メモリ４７はアタ
ック部全波形の周期数を各音色毎に記憶したもので、音
色選択情報ＴＣに応じて周期数データＡＴＮが読み出さ
れる。引算３４８、ゲート４９、セレクタ５０．２４ス
テージ／８ビツトのシフトレジスタ５１から成るカウン
タ５２は、アタック部波形を１周期読み出す毎に周期数
のダウンカウントを行うもので、各チャンネル別に時分
割で該ダウンカウントを行う。セレクタ５０は、キーオ
ンパルスＫＯＮＰが発生したときメモリ４７から読み出
された周期数データＡＴＮをＢ入力を介して選択し、シ
フトレジスタ５１に取込む。それ以外のときはシフトレ
ジスタ５１の最終ステージから引算器４８を介してセレ
クタ５０の八人力に加わるデータが選択され、シフトレ
ジスタ５１に与　。

えられる。、第５図の加算器６５から出力されたキャリ
イアウド信号ＣＲ，Ｙがゲート４９に入力される。ゲー
ト４９はアタック信号ＡＴによってアクツク中可能化さ
れ、キャリイアウド信号ＣＲＹを引算−５４８に与える
。引算器４８では、キャリイアウド信号ＣＩ（、Ｙが与
えられたときシフトレジスタ５１の出力データから１減
算する。こうして。

始めはアタック部全波形の周期数を示すデータがシフト
レジスタ５１に入り、以後アタック部波形を１周期読み
出す毎に該データが１減算され、最終的にアタック部全
波形の読み出しが完了したとき該データがオール１．０
　”となる。

カウンタ・５２の出力はセレクタ５０から取り出され、
オール″０”検出回路５２０に与えられる。

オール°”０″検出路５２０はセレクタ５０から与えら
れたカウント出力データがオールｕＯ″か否かを検出し
、オール゛′０″のとき信号゛１′″を出力する。この
検出回路５２０の出力信号は反転アタック信号ＡＴとし
て出力され、それをインバータ５６で反転した信号がア
クツク信号ＡＴとして出力される。従って、アタック中
はアタック信号ＡＴが１″′、反転アタック信号ＡＴが
°゛０″であるが、アタックが終了するさ、反転してＡ
′ｖがＩＩ　Ｏ＃、ＡＴがｔｔｌ　ｐ＋となる。遅延回
路５４はクロックパルスφ２の１２倍の周期のクロック
パルスφ２×１２によって時分割チャンネルタイミング
１サイクル分の信号遅延を設定するものであり、アタッ
ク信号ＡＴを遅延してアンド回路ｂ５に与える。

アンド回路５５の他の入力には反転アタック信号ＡＴが
辱えられており、信号ＡＴがパ０”から′１″に切換わ
ったときそのチャンネルに対応する１タイムスロツト（
サブチャンネル２タイムスロフト分）の間アンド回路５
５の出力が１″となり、それがアタックエンド信号ＡＴ
ＥＮＤとして出力される。尚、アタックが終了するとア
タック信号ＡＴの６０″によりゲート４９が閉じ、それ
以上のダウンカウントは行われなくなる。従ってカウン
タ５２のカウント値はアタック時以外ではオール″０”
を維持する。第８図の動作例を１つのチャンネルに関し
て示すと第１１図（ａ）のようになる。

第５図に戻ると、スタートアドレス発生回路４０は音色
選択情報ＴＣに応じてスタートアドレスの一組を選択し
、キーオンパルスＫ　ＯＮ　Ｐに応じてアタック部のス
タートアドレスを発生し、波形切換え指令信号Ｗ　ＣＩ
−Ｉ　Ｑに応じて各セグメント波形のスタートアドレス
を順次切換えて発生するものである。このスタートアド
レス発生回路４０の一例は第９図に示されている。

第９図において、スタートアドレスメモリ５６には各音
色Ａ、Ｂ、Ｃ・・・に対応して複数組のスタートアドレ
スＡ。、Ａ、、、Ａ２−−−　、Ｂｏ、Ｂ、。

Ｂ２　・・・、Ｃｏ、Ｃ１，Ｃ２・・・を夫々予め記憶
したものであり、音色選択情報ＴＣに１芯じて一組のス
タートアドレス（例えば音色Ａの場合はＡ。。

Ａ　Ａ２　・・・）が選択される。２４ステージのｌ シフトレジスタ５７、セレクタ５８．５９，６０、加算
器６１、ゲート６２を含むループはカウンタを構成して
おり、このループ内のゲート６２から取り出されたカウ
ント値がスタートアドレスメモリ５６のアドレス入力に
与えられる。スタートアドレスメモリ５６は選択された
一組のスタートアドレスメモリ（例えばＡ。、Ａ、、Ａ
２　・・・）をアドレス入力に与えられたカウント値に
従って順次読み出す。すなわち、ゲート６２から与えら
れるカウント値が「０」のときはアタック部のスタート
アドレスＡ。を読み出し、「１」のときは第１のセグメ
ント波形５ＥＧＩのスタートアドレスＡ。

を読み出し、「２」のときは第２のセグメント波形５Ｅ
Ｇ２のスタートアドレスＡ２を読み出す。

こうして、スタートアドレスメモリ５６から読み出した
スタートアドレスデータによって波形メモ１Ｊ１４（％
２図）から読み出すべき波形を指定する。

ゲート６２はキーオンパルスＩ（ＯＮＰの反転信号Ｋ　
ＯＮ　Ｐによって可能化されるもので、キーオンパルス
ＫＯＮＰが発生したチャンネルでゲート６２が閉じ、該
チャンネルに対応するシフトレジスタ５７の記憶内容が
クリアされる。シフトレジスタ５７の最終ステージの出
力はセレクタ５８のＣ入力に与えられると共に遅延回路
６３．６４を夫々経由してセレクタ５８のＡ入力及びＢ
入力に与えられる。遅延回路６６はクロックパルスφ１
の２３周期分に相当する周期のクロックパルスφ１×２
３によって遅延制御され、遅延回路６４はクロックパル
スφ１によって遅延制御される。

セレクタ５８のＡ選択人力ＳＡにはタロツクパルスφ２
と波形切換え指令信号Ｗ　ＣＨＱのアンド論理をとった
アンド回路６ｂの出力が与えられる。

Ｂ選択入力ＳＢにはクロックパルスφ２の反転信号と信
号Ｗ　Ｃｌ（Ｇのアンド論理をとったアンド回路６６の
出力が与えられる。Ｃ選択入力ＳＣには信号ＷＣＨＧを
インバータ６７で反転した信号が与えられる。

セレクタ５８の出力はセレクタ５９の八人力に与えられ
る。セレクタ５９のＢ入力には数値「１」が、Ｃ入力に
は数値「２」が夫々与えられる。セレクタｂ９のＡ選択
人力ＳＡにはアクツクエンド信号Ａ’ｌｌ”ＥＮＤをイ
ンバータ６８で反転した信号が与えら３″′Ｌ、Ｂ選択
入力ＳＢにはクロックパルスφ２と信号ＡＴＥＮＤのア
ンド論理をとったアンド回路６９の出力が与えられ、Ｃ
選択人力ＳＣにはクロックパルスφ２の反転信号と信号
ＡＴＥＮＤのアンド論理をとったアンド回路７０の出力
が与えられる。

セレクタ５９の出力は加算器６１に与えられる。

加算器６１の他の入力１．ｒは波形切換え指令信号Ｗ　
Ｃｌ−Ｉ　Ｇが与えられており、咳指令信号ＷＣＩＩＧ
がｕ１″になる毎にセレクタ５９の出力データに１が加
算される。加算器６１の出力はセレクタ６０のＢ入力に
与えられる。セレクタ６０の八人力にはシーケンス戻り
先メモリ７１の出力が与えられる。また、加算器６１の
出力は最終セグメント検出回路６１Ａに与えられており
、この検出回路６１Ａの出力信号がセレクタ６０のＡ選
択入力ＳＡに与えられ、その出力信号をインパーク７２
で反転した信号がＢ選択人力Ｓ、Ｂに与えられる。

セレクタ６０の出力はゲ゛−トロ２を介してシフトレジ
スタ５７に与えられる。

シフトレジスタ５７が２４ステージであり、動作クロッ
クパルスがφ１であるため、カウント動作は各チャンネ
ル１〜１２毎の各サブチャンネル別に合計２４タイムス
ロツトで時分割的に行われる。

以下では１つのチャンネルに関してカウント動作を説明
する。まず、前述の通り、キーオンパルスＫＯＮＰが発
生したときゲート６２が閉じられ、当該チャンネルに対
応するシフトレジスタ５７の２つのステージの内容がオ
ール″０′″にクリアされる。後述のようにアタック中
は波形切換え指令信号Ｗ　ＣＨＧは発生されず、従って
、セレクタ５８は常にＣ入力を選択する。また、アタッ
ク中はアタックエンド信号ＡＴＥＮＤは０″′であり、
セ１／クタ５９はＡ入力を選択する。さらに、最終順位
のセグメント波形の読み出しが完了するまでは最終セグ
メント検出回路６１Ａの出力信号は”０″であり、セレ
クタ６０はＢ入力を選択する。従って、クリアされたシ
フトレジスタ５７の内容がセレクタ５８のＣ入力、５９
の八人力、加算器６１゜セレクタ６０のＢ入力、ゲート
６２を介してチャンネルタイミング１サイクルの時間遅
れで同じチャンネルタイミングに同期して循環する。従
ってゲート６２からスタートアドレスメモリ５６に与え
られるカウント値は「０」を維持し、これに化ジチアタ
ック部のスタートアドレス（例えばＡ。）を示すデータ
が読み出される。

アタックが終了するき、前述の通り第８図のアタックエ
ンド検出回路４６からアタックエンド信号ＡＴＥＮＤが
当該チャンネルタイミンク（２サブチャンネル分のタイ
ムスロ・７・ト）で１度だけ発生する。これによりアン
ド回路６９，７０が可能化され、前半のタイムスロット
（すなわちクロックパルスφ２が“１＃となるサブチャ
ンネル１のタイミング）でセレクタ５９のＢ入力が選択
され、数値データ「１」がシフトレジスタ５７にストア
される。更に後半のタイムスロット（すなゎぢクロック
パルスφ、がＩＩ　ＯＩＩとなるサブチャンネル２のタ
イミング）でセレクタ５９のＣ人力が選択され、数値デ
ータ「２」がシフトレジスタ５７にストアされる。

こうして、アタック終装置、最初はサブチャンネル１に
対応して数値「１」がセットされ、サブチャンネル２に
対応して数値「２」がセットされる。これにより、スタ
ートアドレスメモリｂ６からは、サブチャンネル１に対
応して箒１のセグメント波形５ＥＧ１のスタートアドレ
ス（例えばＡ。

）を示すデータが読み出され、サブチャンネル２に対応
して第２のセグメント波形Ｓ　Ｅ　Ｇ　２のスタートア
ドレス（例えばＡ、’２　）を示すデータが読み出され
る。次に波形切、喚え指令信号＋□Ｖ　ＣＨＧが与えら
れるまでこの状態が維持される。尚、ゲート６２から出
力される１チャンネル分（２つのサブチャンネル分）の
カウント値の変化の一例が第１１図（ｂ）に示されてい
る。

波形切換え指令信号ＷＣＨＧは、後述するように１つの
チャンネルに関する２つのサブチャンネルの一方に対応
して交互に切換わって発生するようになっている。第１
１図（ｂ）に示すように最初はサブチャンネル１に対応
して発生し、次にサブチャンネル２に対応して発生し、
以後交互に切換ゎって発生する。従って、第９図の回路
では波形切換え指令信号Ｗ　Ｃｌ−Ｉ　Ｑに応答するカ
ウント動作は２つのサブチャンネルのどちらか一方に関
して行われる。

切換え指令信号Ｗ　ＣＨＧが前半のチャンネルタイムス
ロツＩ・つまりサブチャンネル１に対応して発生したと
き、クロックパルスφ２の１”　に対応してアンド回路
６５が可能化されるが、アンド回路６６は可能化されな
い。従ってその場合は、セレクタ５８の八人力を介して
遅延回路６６の出力が選択され、このデータに対して加
算器６１で信号Ｗ　ＣＨＧによって１が加算される。遅
延回路６６はサブチャンネルタイミングにして２３タイ
ムスロツト前のデータを出力してＳす、これは同じチャ
ンネルに関する前サイクルのサブチャンネル２のカウン
トデータである。このサブチャンネル２のカウント値に
１加算したものがサブチャンネル１の新たなカウント値
となる。この場合、サブチャンネル２はサブチャンネル
１のカウント値よりも１大きく、従って、サブチャンネ
ル１のカウント値は実質的に２加算されたのと同じこと
になる。例えば、前述のようにサブチャンネル１のカウ
ント値が「１」で、サブチャンネル２のカウント値が「
２」のとき、最初の波形切換え指令信号Ｗ　ＣＨＧがサ
ブチャンネル１に対応して与えられると、サブチャンネ
ル１のタイミングで前サイクルのザブチャンネル２のカ
ウント値「２」（つまり遅延回路６６の出力）に対して
１が加算され、サブチャンネル１のカウント値は「３」
に変イっる。

この場合サブチャンネル２のタイミングではセレクタ５
８のＣ入力を介してシフトレジスタ５７の出力がそのま
ま選択され、カウント値の増加は行われない。従って、
サブチャンネル２のカウント値は「２」のままである。

こうして、最初の波形切換え指令信号Ｗ　ＣＩ−Ｉ　Ｇ
によってサブチャンネル１の読み出しア＋゛レスが変化
し、第３のセグメント波形８ＥＧ３のスタートアドレス
（例えばＡｓ）を示すデータがメモリ５６から読み出さ
れる。一方、サブチャンネル２の読み出しアドレスは変
化せず、第２のセグメント波形５ＥＧ２のスタートアド
レスデータが依然として読み出される。

波形切換え指令信号ＷＣＨＧがサブチャンネル２に対応
して発生したときは、上述とは逆にアンド回路６６が可
能化され、遅延回路６４の出力がセレクタ５８のＢ入力
を介して選択され、このデータに信号Ｗ　ＣＨＧによっ
て加算器６１で１が加算される。遅延回路６４は１タイ
ムスロット前のサブチャンネル、つまり同じチャンネル
のサブチャンネル１のカウント値を出力しており、この
カウント値に１加算したものがサブチャンネル２の新た
なカウント値となる。この場合、サブチャンネル１のカ
ウント値はサブチャンネル２のカウント値よりも１大キ
く、従って、サブチャンネル２のカウント値は実質的に
２加算されたのと同じことになる。例えば、前述のよう
にサブチャンネル１のカウント値が「３」でサブチャン
ネル２のカウント値が「２」のときに信号Ｗ　ＣＩ−Ｉ
　Ｇがサブチャンネル２に対応して発生すると、サブチ
ャンネル１のカウント値「３」はそのままで、サブチャ
ンネル２のカウント値が「４」に変わる。

以上のように、サブチャンネル１．２の一方に対応して
波形切換え指令信号Ｗ　ＣＨＧが交互に発生する毎に、
対応するサブチャンネルのカウント値が２づつ増加し、
これに対応して各サブチャンネルで指定されるセグメン
ト波形の順位は「１」とｒ２Ｊ、ｒ３Ｊとｒ２Ｊ、ｒ３
Ｊと「４」。

「５」と「４」、というように２つおきに交互に切換わ
る。このような２つおきの交互の波形切換列 え制御によって第１図０）に示したような両系統（サブ
チャンネル１，２）に対するセグメント波形の割振りが
実現される。

波形切換え指令信号ＷＣＨＧが所定数与えられて加算器
６１の出力が最終順位のセグメント波形を指定する値を
越えると最終セグメント検出回路６１Ａの出力信号がパ
１″′になる。なお、この検出回路６１Ａは、例えば、
波形メモリ１４に各音色毎にそれぞれ記憶される複数の
セグメント波形のうち最終順位のセグメント波形を指定
する数値を各音色毎にそれぞれ記憶し、音色選択情報Ｔ
Ｃによって読み出しが行なわれるメモリキ、このメモリ
から読み出された数値データと加算器６１の出力データ
とを比較して［出力データの値〉数値データの値」のと
きパ１＃信号を出力する比較器とによって構成される。

検出回路６１の出力信号が１″になると、セレクタ６０
はＡ入力選択に切換わる８これにより、シーケンス戻り
先メモリ７１から読ろ出された戻り先順位データがセレ
クタ６０で選択され、シフトレジスタ５７にストアされ
る。

シーケンス戻り先メモリ７１には、最終順位のセグメン
ト波形を読み出した後にどの順位のセグメント波形に戻
って読み出すべきかを指示する戻り先順位データが各音
色毎にサブチャンネル１，２についてそれぞれ記憶され
ており、音色選択情報ＴＣ及びクロックパルスφ２に応
じて所定の戻り先順位データが読み出される。最終順位
のセグメント波形を読み出した後も発音が持続している
場合は、戻り先順位データに対応する順位のセグメント
波形に戻って読み出しが持続されるようにする目的で、
シーケンス戻り先メモリ７１が設けられている。この場
合、シーケンス戻り先メモリ１に記憶される戻り先順位
データとしては、波形メモリ１４に記憶されるシーケン
ス波形５ＥＧＩ　。

５ＥＧ２・・・の総数が偶数である音色に関してはサブ
チャンネル１に対応して実際に戻って読み出すセグメン
ト波形５ＥＧｉの順位を示す数値１が、またサブチャン
ネル２に対応して該セグメント波形５ＥＧｉの次のセグ
メント波形Ｓｌｌ：Ｇｉ−）−１の順位を示す数値ｉ＋
１がそれぞれ記憶される。

一方、上記シーケンス波形の総数が奇数の音色に関して
は上記の場合とは逆にサブチャンネル２に対応して数値
ｉが、またサブチャンネル１に対応して数値ｉ＋１がそ
れぞれ記憶される。

例えば、音色Ａが選択され、この音色Ａに関するセグメ
ント波形の総数が「６」であるとし、戻り先のセグメン
ト波形の順位が「３」の場合、サブチャンネル１のカウ
ント値は「０」→「１」→「３」→「５」→「３」→「
５」→「３」→「５」・・・・と変化し、一方サブチヤ
ンネル２のカウント値は「０」→「２」→「４」→「６
」→「２」→「６」→「２」→「６」・・・・と変化す
る。これにより、サブチャンネル１に関してはセグメン
ト波形５Ｅｏｔ　、ｓｗｏ３’、５ＥＧ５が順次指定さ
れた後毛グメント波形５ＥＧ３．５ＥＧ５が繰返し指定
され、一方サブチヤンネル２に関してはセグメント波形
５ＥＧ２．５ＥＧ４．５ＥＧ６が順次指定された後セグ
メント波形５ＥＧ４．５ＥＧ６が繰返し指定されること
になる。

次に第１０図を参照してクロスフェード制御回路１６に
ついて説明する。

計数手段７３は重みづけの時間変化を設定するための時
間関数を発生するためのものであり、第１のカウンタ７
３Ａと第２のカウンタ７３１３とを含んでいる。両カウ
ンタ７３Ａ、７６Ｂは、加算器７４Ａ、７４Ｂ、ゲート
７５Ａ、７５Ｂ、クロックパルスφ２によって制御され
る１２ステージのシフトレジスタ７６Ａ、７６Ｂを夫々
含んでおり、シフトレジスタ７６Ａ、７６Ｂの出力が加
算器７４Ａ、７４Ｂ、ゲート７５Ａ、７５Ｂを介して循
環し、各チャンネル別に時分割で計数動作を行うことが
可能５である。第１のカウンタ７６Ａはセグメント波形
の切換え回数をカウントするためのものである。変化レ
ートメモリ７７は上記切換え回数に応じた変化レーＩ・
データを各音色に対応して予め記憶したものであり、音
色選択情報′ｒＣに応じて変化レートデータの一組が選
択され、選択されたデータの中から第１のカウンタ７３
Ａでカウントした切換え回数に応じて１つの変化レート
データＤＴが読み出される。なお、ゲー１−７５Ａの出
力が第１のカウンタ７３Ａのカウント出力として取り出
され、メモリ７７に入力される。第１のカウンタ７５Ａ
と変化レートメモリ７７が計数レート制御手段に相当す
る。

第２のカウンタ７３Ｂは、第１の所定値（例えば０）か
ら第２の所定値（例えば最大値）までのカウントを前記
メモリ７７から読み出された変化レートデータＤＴに応
じたレートで行うものである。変化レートデータＤＴが
加算器７４Ｂに入力されており、第２のカウンタ７３Ｂ
ではこのデータＤＴを所定時間間隔でアキュムレートす
る。ゲート７５Ｂは反転アタック信号ＡＴによってアタ
ック時以外において可能化される。従って、アタック中
はカウンタ７６Ｂのカウント内容は０″にクリアされて
おり、アク・ンクが終了するとデータＤＴのカウントを
開始する。

第２のカウンタ７６Ｂの力１クント出力はゲ゛−ドア５
Ｂから取り出され、排他オア回路から成る関数変換回路
７８に入力される。この！Ａ敢変換回路７８は、ｎビッ
トのカウント出力のうち下位のｎ−１ビツトを別々に排
他オア回路に入力し、最上位ビットＭＳＢを各排他オア
回路に共通に入力腰Ｍ８Ｂがｔｔ　Ｏｎ＋のとき下位１
１−１ビ・ストをそのまま通過するが、１″′のときは
下位ｎ−１ビツトを反転して出力する。こうして、最小
値０から最大値２ｎまで増加するカウント値を２１１−
１の位置で折返し、０から２ｎ−１まで増加し、次いで
２　から０まで減少する三角波状の関数に変換する。

関数変換回路７８の出力は第２系列（サブチャンネル２
）用の基本の補間関数Ｉ　Ｐ　ｌ”　２として利用され
る。反転回路７９はこの補間関数Ｉ　Ｐ　Ｐ　２の各ビ
ットを夫々反転して逆特性の関数を形成するもので、こ
の逆特性の関数を第１系列（サブチャンネル１）用の基
本の補間関数ＩＰＦ１とする。

これらの補間関数ＩＰＦ１．ＩＰＩ”２の一例が第１１
図（Ｃ）に示されている。尚、アタック中は第２のカウ
ンタ７３Ｂの出力が全ビット”０″であることにより関
数変換回路７８の出力が全ピッド０”となり、第２系列
の補間関数ＩＰＦ２の値が最小値（０）を維持し、第１
系列の補面関数ｉ　Ｐ　ｌ”　１の値が最大値を維持す
る。

セレクタ８０は、各補間関数ＩＰＦ１　、ＩＰＦ２を各
サブチャンネル１，２のタイミングに対応して時分割多
重化するためのものであり、Ａ入力にＩ　Ｐ　１”　２
が加わり、Ｂ入力にＩＰＦ’１が加わりクロックパルス
φ２がｕｌ”のとき（サブチャンネル１のタイムスロッ
トのとき）Ｂ入力のＩＰＦｌを選択し、φ２が”０”の
とき（サブチャンネル２のタイムスロットのとき）へ入
力の１ＰＦ２を選択する。

切換制御手段８１は計数手段７６の出力に応じて波形指
定手段すなイつち第９図のスタートアドレス発生回路４
０における波形切換え動作を制御するものであり、セレ
クタ８０から出力された補間関数Ｉ　ＰＦ、１　、　Ｉ
　ＰＦ２の値が全ピッド０″であるか否かを検出するオ
ール０″検出回路８２と、この検出回路８２の出力と反
転アタック信号ＡＴとを入力したアンド回路８６とを含
んでいる。アンド回路８６は信号ＡＴによってアタック
時以外に可能化され、オール°′０＃検出回路８２の出
力信号ｔｔ　１　ｍ　を波形切換え指令信号ＷＣＨＧと
して出力する。２つのサブチャンネルの補間ｉＡＩ　赦
Ｉ　Ｐ　Ｆｌ、’ＩＰｌ；’２のうち負の傾きで時間的
に漸減する一方が全ビットｕＯ”になったとき、そのサ
ブチャンネルに対応するタイミングでオール“０＃検出
回路８２の出力が１”となり、これに対応して波形切換
え指令信号ＷＣＨＧが発生される。両サブチャンネルの
補間関数ＩＰＦ１．ＩＰＩｉ’２の傾きは１補間区間毎
に切換わるので、波形切換え指令信号Ｗ　Ｃｌ（Ｇは１
回の補間が終了する毎に一方のサブチャンネルに対応し
て交互に切換って発生する。第１１図（Ｃ）の補間関数
１ＰＦ１　、ＩＰＦ２に対応する波形切換え指令信号Ｗ
　ＣＨＧの発生例が第１１図（ｂ）に示されている。

セレクタ８０から時分割的に出力される補間量１ＩＰＦ
１．ＩＰＦ２は時間的にリニアな特性を示しているが、
補間関数記憶手段に相当するクロスフェードカーブメモ
リ８４はこの補間関数を任意の特性に変換するために設
けられたものである。

例えば４１２図（ａ）〜（ｄ）に実線で示すような各種
の補間特性カーブ（重みづけ曲腺）を各音色に対応して
メモリ８４に予め記憶しておき、このうち１つを音色選
択情報ＴＣ（又は専用スイッチ等による選択操作）に応
じて選択し、選択された補間特性カーブをセレクタ８０
からの補間量ａＩＰＦ１　。

ＩＰＦ２をアドレスとして読み出すようになっている。

前述の通り両サブチャンネルの補間関数１１１）Ｆｌ、
ＩＰＦ２（いわばこれは基本の補間関数である）は逆特
性であるため、メモリ８４の読み出し方向が両サブチャ
ンネル間では互に逆方向（一方が正方向のときは他方が
逆方向）となり、互に逆特性のカーブがメモリ８４から
時分割で読み出されることになる。例えば、一方のサブ
チャンネルに対応して第１２図（ａ）〜（ｄ）に実線で
示すような補間特性カーブが読み出されるとき、他方の
サブチャンネルに対応して同図に破線で示すような補間
特性カーブが読み出される。

上述のようにしてメモリ８４から時分割的に読み出され
た各チャンネル毎の各サブチャンネルに対応する補間特
性カーブデータはクロスフェードカーブデータＣＦとし
て第２図の乗算器１８に与えられ、その特性に応じて対
応するセグメント波形データを重みづけ（振幅制御）す
る。なお、関数１１）Ｆｌ、ＩＰＦ２はメモリ８４のア
ドレス信号として用いられるので、計数手段７６と関数
変換回路７８の部分は、メモリ８４のためのアドレス発
生手段に相当するものである。

このようにメモリ８４を用いたことにより補間特性を任
意の曲線に設定するこ吉ができる。また、任意の補間特
性カーブを互に逆方向に読み出すことにより２系列の補
間特性を得るようにしているため、任意の補間特性カー
ブの設定が可能でありながら、結果的に（２系列の補間
合成では）必らずシンメトリカルな補間が行われること
になり、偏りのない滑らかな補間が行える。因みに第１
２図に示された特性について説明すれば、（ａ）は補間
の中間点（楽音波形変化の中間点）で音量レベルが大き
くなるものであり、（ｂ）は初めは大きく波形が変化し
、途中は変化が緩やかであり、最後に再び大きく変化す
るものである。（Ｃ）は初めと終わりは波形変化が緩や
かであり、中間で大きく変化するものである。（ｄ）は
揺らぎながら波形が変化するものである。

第１０図に戻り、オール″０＃及びオール＠１＃検出回
路８５は波形切換えタイミングに同期して切換え同期信
号ＣＩ−Ｉ　Ｇ　８を出力するものであり、関数変換回
路７８の出力すなわち補間関数Ｉ　ｌ）　ｌｉ’　２を
入力し、その値が全ビット″０”又は全ピッド１＃であ
るかを検出する。第１１図＜ｃ＞から明らかなように、
三角波状に変化する補間関数ＩＰＦ’２の上の頂点にお
いてその値は全ビット１１″′であり、下の頂点におい
てその値は全ビット“０”であり、それは波形切換えタ
イミングづ才り波形切換え指令信号Ｗ　ＣＨＧのタイミ
ングに対応している。全ビット゛０”のとき又は全ピッ
ド１＃のときに対応して切換え同期信号ＣＨＧ　Ｓが１
′″となる。この信号Ｃｉ（Ｇ　Ｓは両サブチャンネル
のタイムスロットすなわちクロックパルスφ２の１周期
に相当する１チャンネル分のタイムスロットにおいて’
ｉ”となる。

この信号ＣＩ（Ｇ　８は遅延回路８６でクロックパルス
φ２Ｘ１２に従って時分割チャンネルタイミング１サイ
クル分だけ遅らされ、ゲート８７を介してカラＪり７３
Ａの加算器７４Ａに与えられる。

加算器７４Ａの出力はゲー）７５Ａを介して１２ステー
ジのシフトレジスタ７６Ａに与えられ１時分割チャンネ
ルタイミング１サイクル分だけ遅延されて加算器７４Ａ
の入力に戻される。ゲー）７５Ａはアタックエンド信号
Ａ′ｖＥＮＤを反転した信号によって制御されるもので
、アタックエンド信号ＡＴ１３ＮＤの発住時のみ瞬時に
閉じられ、対応するチャンネルに関するシフトレジスタ
７６Ａの記憶をクリアする。ゲー）７５Ａの出力は前述
の通り変化レートメモリ７７に与えられると共にオール
“１”検出回路８８に与えられる。オール＠１”検出回
路８８はカウンタ７３Ａのカウント値が全ビット″′１
″つまり最大値になったとき信号“１′″を出力する。

この出力をイイバータ８９で反転したものがゲート８７
の制御入力に与えられる。

カウンタ７３Ａのカウント１ｖｉはアタック中は最大値
を保持しており、ゲート８７は閉じられている。アタッ
クが終了してアタックエンド信号ＡＴＥＮＤによってカ
ウント値がクリアされると、オーール″′１＃検出回路
８８の出力が′０”となり、ゲート８７が開かれる。以
後、切換え同期信号Ｇ（Ｇ８が発生する毎にカウンタ７
３Ａのカウント値が増加し、波形切換え回数がカウント
される。そして、カウント値が最大値（オール“１″）
になるとゲート８７が閉じ、カウント動作が停止する。

なお、遅延回路８６は信号ＣＨＧＳがカウンタ７３Ａに
入力されるタイミングをシフトレジスタ７６Ａの入出力
間の時間遅れ分だけ遅延するために設けられたものであ
る。切換え同期信号Ｃｌ−Ｉ　Ｇ　Ｓとカウンタ７６Ａ
でカウント動作た切換え回数の一例を第１１図（Ｃ）に
示す。

変化レートメモリ７７は、前述の肖り、カウンタ７６Ａ
のカウント値に対応して所定の変化レートデータＤＴを
読み出す。この変化レートデータＤＴの値によって第２
のカウンタ７３Ｂのカウント値増加率が定まり、補間量
７ｉＩ　ＰＦ　１　、　ｊＰＦ２の傾きが決定され、従
って、１補間区間の時間的長さく第１図（ｂ）の１１．
ｔ２．ｔ３．ｔ４・・・）が決定される。メモリ７７で
は波形切奥え回数に応じて（すなわち各補間区間毎に）
任意に変化レートデータＤＴを設定することができるの
で、各補間区間の長さｔｌ、ｔｓｚｔ３．ｔ４・・・は
均一ではなく全く任意に設定できる。なお、第１のカウ
ンタ７６Ａが一旦最大値になると、以後それが維持され
るので、変化レートメモリ７７は最大値に対応する変化
レートデータＤＴを持続的に読み出すようになる。勿論
、第１のカウンタ７６Ａは他のカウンタと同様に各チャ
ンネル毎に時分割でカウント動作を行うので、上述の波
形切換え回数カウント及び変化レートデークＬ）Ｔの続
み出しは各チャンネル毎に時分割で行われる。変化レー
トメモリ７７における変化レートデータの記憶例を第１
表に示す。同辰に示された数値は変化レートデータＤＴ
の一例を１０進数で表わしたものである。第２表は第１
表の数値に対応して設定される各補間区間ｔ１〜【４・
・・の時間長を例示したもので、Ｔは所定の単位時間で
ある。

第２表　補間区間時間長 、。、、□−酎耐―□□軸参−轡吟□□−上述から明ら
かなように、クロスフェードカーブメモリ８４を利用す
ることによって任意の補間特性カーブとすることができ
ることのみならず、切換え回数をカウントする第１のカ
ウンタ７３．Ａさ変化レートメモリ７７との組合せによ
り個々の補間区間の時間長をも任意に設定することがで
きる。

第１０図における第１のカウンタ７６Ａと変化レートメ
モリ７７の部分すなわち計数レート制御手段は第１３図
のように変更することもできる。変化レーＩ−初期値メ
モリ９０は変化レー°トデータＤＴの初期値のみを各音
色毎に記憶しており、音色選択清報ＴＣに応じて所定の
変化レート初期値データを読み出す。セレクタ９１はア
タックエツト信号ＡＴＥＮＤによってアタック終了時の
み瞬時にメモリ９０からの初期値データを選択し、シフ
トレジスタ９２にストアする。シフトレジスタ９２は１
２ステージであり、各チャンネル分のデータのストアか
り能である。シフトレジスタ９２の最終ステージの出力
は変化レートデータＤＴとして出力されると共にシフト
回路９乙に加わり、アンド回路９４からの制御信号に応
じてビットシフトされ、セレクタ９１のへ入力を介して
循環する。

アンド回路９４には変化レートデータＤＴの最下位ビッ
トＬＳＢの反転信号と遅延回ｎｉｂ　８６　（第１０図
）で遅延された切換え同期信号Ｃ１ｌ　Ｇ　Ｓ　／が与
えられる。−例として、シフト回路９６はアンド回路９
４から信号”１″′が与えられたとき入力データの各ビ
ットを下位にｌビットシフトするものである。

データＤＴのＬＳＢが′０”のときはアンド回路９４が
可能化され、シフトレジスタ９２にストアした初期値デ
ータは切換え同期信号ＣＨＧＳ／が発生する毎に１ビツ
トずつ順次下位にシフトされる。このシフトは各チャン
ネル別に時分割で行われる。やがてＬＳＢが１”になる
と、アンド回路９４が不能化され、データＤＴはそのと
きの値を維持する。この場合の変化レートデータＤ　Ｔ
の一例を４３表に示す。

第１３図の場合は第１０図に比べて変化レートデータＤ
Ｔの変化が単調であるが、構成が簡単になる。

尚、第１０図及び第１３図の例では第２のカウンタ７６
Ｂのカウント値の竜上位ビットＭＳＢの値に応じて下位
ビットの反転を制御することによているため、カウンタ
７６Ｂのカウント値は必らず全ビソトパ０″′から増加
を開始して最終的にオーバーフローによって全ビット″
０″まで正確に戻ることが要求される。従って、変化ル
ートデータＤＴの値はｒｌＪ、ｒ２Ｊ、ｒ４Ｊ、ｒ８Ｊ
など２のべき東であることが要求される。これに対して
、変化レートデータＤＴの値を任意に設定できるように
するには、第２のカウンタ７３Ｂを第１４図のように変
更すればよい。

第１４図に示すカウンタ７２Ｂにおいては、加算器７４
Ｂとゲート７５１３との間にゲート９４が設けられてＧ
Ｘる。加算器７４Ｂの最上位ビットからのキャリイアウ
ド信号をインバータ９５で反転した信号が反転アタック
信号ＡＴと共にアンド回路９６に加わり、その出力によ
ってゲート７５Ｂが制御される。加算器７４Ｂの出力信
号のうち最上位ピッ１−ＭＳＢがゲー１−７５．、Ｂに
入力されると共に立上り微分回路９７に加わり、下位の
ｎ　＝　１ビツトがゲー１−９４に入力される。立上り
微分回ｌＩ！ｊ９７はＭＯＢが信号ｔｔ　Ｉ　ｎに立上
ったときクロックパルスφ２の１周１幅で信号“１″を
出力し。

この信号゛１″がインバータ９８で反転されてゲート９
４の開側ｊ入力に加わる。ゲート９４の出力（ｎ−１ビ
ット）と加算器７４ｆ３＋７）ｉＶｓＢ出力がｎビット
の信号としてゲー１−．．７！５Ｂに加わる。ゲート７
５Ｂの出力はシフトレジスタ７６８１こ加イ？ると共に
前述と同様に＋ａ　ａ　変換回路７８に与えられる。

アタック中は反転アタック信号ＡＴの０″によりアンド
回路９６が不能化され、ゲート７５Ｂが閉じ、カウンタ
７３Ｂのカウント値はオール“０”に維持される。アタ
ックが終了するとゲート７５Ｂが開き、また、通常はゲ
ート９４が開いているので、カウント動作が可能となり
、変化レートデータＤＴの値を所定時間間隔（チャンネ
ルタイミング１サイクル）で繰返し加算する。こうして
データｌ）Ｔの値に応じた印章のレートでカウント値が
増加する。加算結果の最上位ビットＭＳＢが°′Ｏ″か
らａｔ　１　＃に変化したとき、そのチャンネルタイミ
ングで立上り微分回−９７からパルスが出力され、ゲー
ト９４が一時的に閉じる。

カウント値の増加率は任意である（２のべき乗に限らな
い）ため加算結果のＭＳＢがＩＩ　Ｏ＃からＩＩ　１７
１に切換わったときその下位ｎ　−１ビツトが全ビット
“０″とは限らない。しかし、上述のようにゲート９４
が一時的に閉じることにより、加算結果の下位ｎ−１ビ
ツトが電制的に全ビット“０″に、クリアされ、ゲート
７５Ｂを介してシフトレジスタ７６Ｂに与えられるカウ
ント値はＭＳＢがＩＩ　Ｉ　ＩＩでその下位ｎ−１ビツ
トがオール＠０″となる。

加算結果の最上位ピッｌ−Ｍ　８　ＢがＩＩ　、Ｉ　Ｉ
Ｉから°′０″′に変化したとき、つまり、７ＪＯ算器
７４Ｂからキャリイアウド信号が出力されたとき、アン
ド回路９６が不能化され、ゲー１−７５Ｂが閉じる。

このときも、カウント値の増加率は任意であるため、〃
ａ算器７４＆の出力が全ビット″′Ｏ″とは限らない。

しかし、ゲート７５Ｂが一時的に閉じることにより、該
ゲート７５Ｂから出力されるカウント値は強制的に全ピ
ッド０＃となる。

これにより、関数変換回路７８の出力は、折返し点では
必らず全ピッ１−”ｏ”又は全ピッド１″となり、検出
回路８２．８５（第１０図）では支障なくオール゛０”
又はオール＠１″を検出し、波形切換え制御を支障なく
行うことができる。従って、第１４図の構成によれば、
変化レートデータＤＴを２のべき乗？こ限らず任意の値
に設定することができる。なお、その場合、セグメント
波形を丁度整数周期読み出したとき波形切換えが行われ
るようにするには、データＤＴの値を楽音周波数に関連
づけて決定するようにすればよい。

上述の実施例では計数手段７６における計数レートは、
所定時間間隔で適宜の値のデータＤＴを繰返しカウント
するこきにより、このデータＤＴの値によって決定され
るようになっている。しかし、これに限らず、データＤ
Ｔの値を一定にして計数時間間隔（カウントクロック）
を可変制卸する°、もしくはデータＤＴの値と計数時間
間隔の両方を可変制御することにより計数レートを決定
するようにしてもよい。

また、第９図の例ではスタートアドレス発生回路４０は
、成るサブチャンネルのカウント値（セグメント波形順
位データ）を２増加するために、他方のサブチャンネル
のカウント値を収り出してこれに１増加することにより
等測的に２増加したのと同じ計算を行っている。しかし
、これに限らず、スタートアドレス発生回路４０を第１
５図のように構成し、当該サブチャンネルのカウント値
に直接的に２加算するようにしてもよい。

第１５図において、第９図と同一符号は同一回路であり
、第９図の符号５８．６３〜６７に相当する回路が省略
され、シフトレジスタ５７の出力がセレクタ５９のへ入
力に直接入力されている点が異なっている。また、ゲー
ト９９が設けられており、波形切換え指令信号Ｗ　ＣＩ
−Ｉ　Ｇが与えられる毎に数値「２」のデータを該ゲー
ト９９を介して加算器６１に与えるようになっている。

従って、一方のサブチャンネルに対応して波形切換え指
令信号ＷＣ’Ｉ−ＩＧが発生されると、そのサブチャン
ネルのタイミングでシフトレジスタ５７から出力された
カウント値に数値「２」が加算され、実質的に第９図と
同等に動作する。

以上説明した実施例では請１図（明と示すように基本の
補間関数Ｉ　ＰＦ　Ｉ　Ｉ　、、ＰＦ　２　（メモリ８
４のアドレス信号）が三角波状に変化し、常時２つのセ
グメント波形が重みづけされるようになっているが、こ
れに限らず、波形切換イつりの過渡期でのみ２波形の重
みづけを行うようにしてもよい。

第１６図はその場合の基本の補間関数ＩＰｌ”１゜ＩＰ
Ｆ２（メモリ８４のアドレス信号）の−例を示したもの
で、例えばセグメント波形５ＥＧＩから５ＥＧ２に切換
わるときその過渡期Ｐ、において円関数１１）ＦＭ、Ｉ
ＰＦ２を交差させ、以後は５ＥＯ２のための補間関数Ｉ
　ｌ）　Ｆ　２を最大値に維持し、８ＥＧ１のための補
間関数ＩＰＦ１は最小値に維持する。５ｈｉＧ２から５
ＥＧ３に切換わる過渡期Ｐ２においても同様である。嫡
１６図のような制御を行うためには、第１０図の検出回
路８２゜８５が単にオール″０＃又はオール“１＃を検
出するのではなく、オール゛Ｏｎ又はオーツＩ／″′１
″から増加方向又は減少方向に変化したことを検出し、
これに基き波形切換え指令信号Ｗ　ＣＨＧあるいは切換
え同期信号ＣＨＧ　Ｓを発生するようにすればよい。

また、上記実施例では補間用の２系列（サブチャンネル
）が時分割処理されているが、これを並列処理するよう
にしてもよい。また、第２図では補間用に重みづけされ
た２系列の楽音波形信号を加算器２０でディジタル加算
した後り、／Ａ変換しているが、各系列独立にＤ／Ａｉ
換した後混合もしくは独立発音するようにしてもよい。

また、第２図の波形メモリ１４では波形各サンプル点の
振幅値データをそのまま記憶しているものとしているが
、これに限らず種々の記憶法を採用してよい。例えば、
各サンプル点間の振幅値の差分値を記憶しておき、これ
らを読み出した後累算することにより各サンプル点振幅
データを得る方法、或いは各サンプル点振幅値の実数を
仮数部と指数部に分けて記憶しておき、読み出した後の
演算処理によって各サンプル点振幅値の実数を得る方法
など、種々のものがある。

なお、上記実施例ではセグメント波形（ＳＥＧｌ、５Ｅ
Ｇ２．・・・）として波形１周期分をそのまま波形メモ
リ１４に記憶するようにしたが、これに限らず波形の半
周期だけを記憶してもよく、この場合には読み出された
半周期波形に対して正・負の極性を交互に付加して１周
期波形とすればよい。また、波形メモリ１４に記憶する
セグメンＩ・波形は１周期波形に限らず、複数周期（例
えば２周期）分の波形であってもよい。

上記実施例では、楽音信号のアタック部については、連
続する複数周期波形をそのまま波形メモリ１４に記憶し
ておき、これをそのまま読み出すことにより発生するよ
うにしたが、これに代えて、アタック部に関してもこの
発明にしたがって複数のセグメント波形を波形メモリ１
４に記憶しておき、これを順次切換えて読み出すととも
に、波形切換え時に上述した補間処理を行って楽音信号
を発生するようにしてもよいことは勿論である。

上記実施例ではこの発明による楽音信号発生装置を複音
電子楽器に用いた場合につき説明したが、単音電子楽器
にも用いることができるのは勿論であり、更には電子楽
器に限らず楽音を発生する装置全てに適用できる。

また、第１０図の例では最終的な補間関数つまりクロス
フェードカーブデータＣＦはメモリ８４から得るように
なっているが、メモリ８４を設けずに、ｌＰＥ１　、ｌ
ＰＥ２をそのまま乗算器１８（第２図）に重みづけ係数
として与える、もしくは、適宜の論理演算によってＩＰ
Ｆｌ、ｌＰＥ２を修正したものを乗算器１８に与えるよ
うにしてもよい。

なお、上記実施例においては各セグメント波形８ＥＧ１
．５ＥＧ２　、・・・の波形データは波形メモリ１４に
予め準備されており、これを読み出す゛ことにより各セ
グメント波形（ひいてはアタック部の波形）が発生され
るようになっている。しかし、これに限らず、高調波合
成方式やディジタルフィルタ方式などのよ・うにパラメ
ータ（高調反相対振幅係数やフィルタ係数）、に基き所
望の楽音波形を形成する楽音波形形成手段を用いて谷セ
グメント波形を発生ずるようにしてもよい。そのような
パラメータ方式の楽音波形形成手段を用いた場合におけ
るこの発明の一実施例を第１７図を参照して以下説明す
る。

第１７図において、第２図に示したものと同一符号が付
されたものは同一機能の回路又は装置であり、それらに
関する説明は省略する。

１周期位相データ発生回路１００は、楽音波形１周期内
の各位相（各サンプル点）を順次指定する位相データＡ
　Ｄ　Ｈを発生するためのものであり、第５図の読出し
手段２８と同一構成を用いることができる。

楽音波形形成回路１０１は、パラメータを用いた所定の
演算によって該パラメータによって決定される形状の楽
音波形を形成すると共に前記位相データ発生回路１００
から与えられた位相データＡＤＲによって指定された位
相（サンプル点）に対応してこの楽音波形の形成を行う
ものである。

この楽音波形形成回路１０１として１、例えば高調波合
成演算によって所望の楽音波形形成を行うものを用いる
ことができる。そのような高調波合成演算方式の楽音波
形形成回路は特公昭５２−１６３６３号公報（各高調波
信号を並列的に発生するタイプ）や特開昭４８−９０２
１７号公報（各高調波信号を時分割で発生するタイプ）
などで既に周知であるため、詳細は省略するが、概略を
示せば第１９図のようである。高調波合成演算方式の場
合、演算に用いるパラメータは、基本波を含む各高調波
の相対振幅係数から成る。第１９図の高調波発生回路１
０７では位相データＡ　Ｄ　Ｒに応じて各高調波信号（
基本波を含む）を発生し１乗算器１０８では各高調波信
号の相対振幅をそれに対応する相対振幅係数（パラメー
タ）によって夫々制御し、加算合成回路１０９ではそれ
らを加算合成することにより所望特性の楽音波形を得る
。

パラメータメモリ１０２は、楽音の発音開始から終了ま
での間で離散的にサンプリングした複数の異なる楽音波
形すなわちセグメント波形に関して、各セグメント波形
の特性（特に形状）を決定するパラメータを夫々記憶し
たものである。なお、この実施例ではアタック部と他の
部分を区別せずに、アタック部においても適宜セグメン
ト波形を離散的にサンプリングするものとする。こイｔ
らの各セグメント波形は前述と同様に符号８ＥＧに発生
順序を示す番号１，２．３・・・を付加して区別するも
のとする。パラメータメモリ１０２では第４表に示すよ
うに各セグメント波形８ＥＧ１．５ＥＧ２、・・・の順
位１，２．・・・に対応するパラメータａ、１　、ａ　
２　、、、、ｂ　１　、　ｂ　２　、、、、ｃｌ。

Ｃ２・・・を各音色Ａ、１３．Ｃ・・・毎に記・慮して
おり、音色選択情報ＴＣによって所定の音色に対応する
パラメータ群が選択され、選択されたパラメータ群のう
ちセグメント順位データ発生回路１０６から発生された
セグメント順位データに対応するパラメータが読み出さ
れて楽音波形形成回路１０１に与えられる。

なお、符号ａｌ、ａ２．−Ｌ、ｂｌ、ｂ２．、、。

ｃｌ、Ｃ２・・・で表わされた個々のパラメータは所望
のセグメント波形を形成するのに必要な複数のパラメー
タから成るパラメータの１組に対応している。例えば、
ａ２は音色Ａに関する２番目のセグメント波形８ＥＧ２
を形成するのに必要な１セグメント順位データ発生回路
１０３は、波形指定手段に相当するものであり、セグメ
ント波形の順位を指定するセグメント順位データをサブ
チャンネル１．２毎に時分割で出力し、前述の通りパラ
メータメモリ１０２に与える。この回路１０６の詳細例
を示すと第１８図のようであり、ここにおいて第１５図
に示された回路と同一符号５７゜６０．６１．６１Ａ、
７１．７２．９９が付された回路は同一機能を果すもの
であるためその詳細説明は省略する。セレクタ６０とシ
フトレジスタ５７との間に設けられたセレクタ１０４は
キーオンパルスＫ　Ｏｌ’Ｊ　Ｐが１”のとき（発音開
始時に）クロックパルスφ２の前半周間つまりサブチャ
ンネル１で数値「１」を選択し、その後半周期つまりサ
ブチャンネル２で数値「２１を選択する。キーオンパル
スＫ　ＯＮ　Ｐが＠０″のときはセレクタ６０の出力を
選択する。こうして、押鍵時に、サブチャンネル１に対
応して数値「１」、サブチャンネル２に対応して数値「
２」が初期設定され、以後、波形切換え指令信号Ｗ　Ｃ
ｌ−Ｉ　Ｃ１が与えられる毎に該信号Ｗ　ＣＨＧが与え
られたサブチャンネルに対応する数値が２づつ増ＪＪＯ
する。セレクタ１０４の出力はセグメント順位データと
してパラメータメモリ１０２に与えられる。従って、各
サブチャンネル１．２のセグメント順位は最初「１」。

「２」であり、以後、波形切換え指令信号ＷＣＨＯが与
えられる毎に、ｒ３Ｊ、ｒ２Ｊ→「３」。

「４」→ｒ５　Ｊ　、　ｒ４　Ｊ→ｒ５Ｊ、ｒ６Ｊ→・
・・吉交互に２づつ変化する。

クロスフェード制御回路１０５は第２図及び第１０図の
クロスフェード制御回路１６と基本的には同じものであ
る。異なる点は、このクロスフェード制御回路１０５で
は、アタック部でもセグメント波形の補間を行うように
しでいるため、発音開始時からすぐにクロスフェードカ
ーブデータＣＦを形成し出力するようにし°Ｃいる点で
ある。従って、この回路１０５の詳細は、第１０図にお
いてゲー１−７５Ａ、７５Ｂの制御入力にキーオンパル
スＫ　ＯＮ　ｌ）を反転した信号を加えてカウンタ７６
Ａ。

７５Ｂを発音開始時にクリアするように変更し、かつ、
切換え制御回路８１内のアンド回路８６を省略してオー
ル＠０″検出回路８２の出力信号をそのまま波形切換え
指令信号ＷＣ１＝ＩＧとするように変更したものに相当
する。

エンベロープ発生器１０６も基本的には第２図のエンベ
ロープ発生器１７と同じであるが、アタック特性を含む
エンベロープ波形信号を発生するようにした点が異なる
。

楽音波形形成回路１０１における演算方式としてディジ
タルフィルタ方式を用いる場合、この回路１０１は、第
２０図に示すように、位相データＡＤＲに応じて所定の
音源波形信号をディジタルで発生する音源波形発生回路
１１０と、この音源波形信号をフィルタ制御するディジ
タルフィルタ回路１１１とを含む。この場合、パラメー
タとしてフィルタ係数が用いられ、パラメータメモリ１
０２では各音色Ａ、Ｂ、Ｃ・・・母の各セクメント波形
８ＥＧ１．８ＥＧ２．５ＥＧ３・・・に対応するフィル
タ係数が記憶される。

楽音波形形成回路１０１は、上述の高稠波合成方式やデ
ィジタルフィルタ方式のほか、任意のパラメータ演算型
の楽音波形形成方式、例えば周波数変調演算（ＦＭ）方
式や振幅変調演算（ＡＭ）方式など、を利用して構成す
ることができるものであり、要は、形成される楽音波形
の形状がパラメータによって制御できるものであればよ
い。その場合、楽音波形形成回路１０１における楽音波
形形成方式に対応してパラメータメモｌ１ｌ−１０２に
記憶するパラメータの種類も変わるのは勿論である。

にアタック部全波形を適宜の手段で発生するようにして
もよい。アタック部全波形の発生のためには、例えばア
タック部全波形の１周期毎に所定のパラメータをパラメ
ータメモリ１０２に記憶しておき、楽音波形形成回路１
０１においてこの１周期毎のパラメータを用いてアタッ
ク部の各楽音波形を形成するようにするとよい。

尚、第２図の実施例に関連して説明した前述の変更と同
様の変更がｍ１７図の実施例においても適用し得るのは
勿論である。

」１盟！ 以上の通りこの発明によれば、補間関数を楽音波形周期
数に依存せずに独自の時間関数に従って発生し、かつこ
の時間関数に応じて波形切換えを制御するようにしたの
で、発晋すべき音高の変化に左右されない良質のスペク
トル時変動効果が得られると共に、高音域における補間
時間の圧縮も起きず、どの音域でも滑らかな補間（波形
移行）が保証される。

図面の簡単な説明　、。

第１図はこの発明の実施例における楽音信号発生原理を
説明するための略図、′ｉｊｇ２図はこの発明に係る楽
音信号発生装置を適用した電子楽器の一実施例を示す電
気的ブロック７、帛ａ図は同実施例で使用するクロック
パルス及ｂチャンネルタイミング信号の一例及び時分割
チャンネルタイミングの一例を示すタイミングチャート
、第４図は同実施例における波形メモリのメモ、す・マ
ツプの一例１を示す図、第５図は第２図の位相発生器の
一例を示す電気的ブロック図、第６図は第５図の時分割
制御回路の一例を示す電気的ブロック図、第７図は第６
図の各部信号の一例を示すタイミングチャート、第８図
は＠５図のアタックエンド検出回路の一例を示す電気的
ブロック図、ＷＪ９図は第５図のスタートアドレス発生
回路の一例を示す電気的ブロック図、第１０図は、Ｊ２
図のクロスフェード制御回路の一例を示す゛電気的ブロ
ック図、第１１図は第８図、第９図、第１θ図の各部信
号の一例を示すタイミングチャート、第１２図は第１θ
図のクロスフェードカーブメモリで予め準備しておく各
種補間関数（クロスフェードカーブ）の特性を略示する
図、第１３図は第１０図における第１のカウンタ及び変
化レートメモリの部分すなわち計数レート制御手段の変
更例を示す電気的ブロック図、第【４図は第１Ｏ図にお
ける第２のカウンタの部分の変更例を示す電気的ブロッ
ク図、第１５図は第９図に示したスタートアドレス発生
回路の変更例を示す電気的ブロック図、第１６図は嬉１
図（ｂ）とは別の補間方法を示す図、第１７図はこの発
明の別の実施例を示す電気的ブロック図、第１８図は第
１７図のセグメント順位データ発生回路の一例を示す電
気的ブロック図、第１９図は第１７図の楽音波形形成回
路を高調波合成方式によって構成した一例を略示するブ
ロック図、第２０図は同楽音波形形成回路をディジタル
フィルタ方式によって構成した一例を略示するブロック
図、である。

１０・・・鍛盤、１１・・・キーアサイナ、１３・・・
位相発生器、１４・・・波形メモリ、１６・・・クロス
フェード制御回路、１８，１９．２０・・・補間手段の
一部である重みづけ用の演算回路、２８・・・読み出し
手段、４０・・・波形指定手段に相当するスタートアド
レス発生回路、４６・・・アタックエンド検出回路。

７６・・・計数手段、７３Ａ・・・切換え回数カウント
用の第１のカウンタ、７３Ｂ・・・時間関数発生用の第
２のカウンタ、７７・・・変化レートメモリ、８１・・
・切換制御回路、７８・・・関数変換回路、７９・・・
逆特性の補間関数を作るための反転回路、８４・・・ク
ロスフェードカーブメモリ、１００・・・１周期位相デ
ータ発生回路、１０１・・・楽音波形形成回路、１０２
・・・パラメータメモリ、１０６・・・セグメント順位
データ発生回路。

出願人　日本楽器製造株式会社 代理人　飯　塚　義　仁 第４図 ６、第５因 第１３図 第１４図 第１５図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、楽音の発音開始から終了までの間で離散的にサンプ
   リングした複数の異なる楽音波形を複数のサンプル点に
   夫々分割し、各サンプル点に対応する波形データを記憶
   した波形記憶手段と、発生すべき楽音周波数に応じて前
   記波形記憶手段から所定の楽音波形の波形データを繰返
   し読み出す読出し手段と、 前記波形記憶手段から読み出すべき楽音波形を時間的に
   切換えて指定する波形指定手段と。 読み出すべき楽音波形を切換えるとき、先行した楽音波
   形からそめ次の楽音波形に滑らかに移行させるよう両楽
   音波形を重みづけする補間手段と。 前記補間手段における重みづけの時間変化を設定するた
   めの時間関数を発生する計数手段と、この計数手段の出
   力に応じて前記波形指定手段における波形切換えを制御
   する切換え制御手段とを具えた楽音信号発生装置。 ２、前記切換え制御手段は、前記計数手段から発生され
   た時間関数が所定の値に変化したことを検出し、この検
   出に基き波形切換え指令信号を前記波形指定手段に与え
   るものである特許請求の範囲第１項記載の楽音信号発生
   装置。 ３、前記計数手段は、前記切換え制御手段による波形切
   換え制御に同期して計数レートの切換えを制御する計数
   レート制御手段と、この計数レート制御手段によって制
   御された計数レートに従って計数動作を行ない、この計
   数値に応じて前記時間関数を発生する計数回路とを含む
   ものである特許請求の範囲第１項又は第２項記載の楽音
   信号発生装置。 ４、前記計数レート制御手段は、楽音波形の切換え回数
   をカウントし、このカウント数に応じた計数レートを指
   定するものであり、前記計数回路は、第１の所定値から
   第２の所定値までの計数を前記指定された計数レートに
   て行い、その計数値に対応して前記時間関数を出力する
   ものである特許請求の範囲第３項記載の楽音信号発生装
   置。 ５、前記計数レート制御手段は、前記切換え回数をカウ
   ントするためのカウンタと、このカランつてカラン１−
   シた前記切換え回数に応じて所定の数値データを読み出
   す変化レートメモリとを含み、この変化レートメモリか
   ら読み出した該数値データが前記計数回路において所定
   の時間間隔で繰返し計数されるようにした特許請求の範
   囲第４項記載の楽音信号発生装置。 ６、前記計数レート制御手段は、所定の初期数値データ
   を発生する第１の手段と、この初期数値データを前記波
   形切換え制御に同期して順次変更する第２の手段とを含
   み、前記計数回路はこの第２の手段の出力数値データを
   所定の時間間隔で燥返し計数するものである特許請求の
   範囲第３項記載の楽音信号発生装置。 ７、−′　−パ ラメークによって決定される形状の楽音波形を形成する
   と共に位相データによって指定された位相に対応して前
   記楽音波形の形成を行う楽音波形形成手段と、 楽音の発音開始から終了までの間で離散的にサンプリン
   グした複数の異なる楽音波形に関して、各楽音波形の形
   状を決定する前記パラメータを夫々記憶したパラメータ
   記憶手段と、 発生すべき楽音の周波数に応じて変化する前記位相デー
   タを発生し、前記楽音波形形成手段に与える位相データ
   発生手段と、 前記楽音波形形成手段で形成すべき楽音波形を時間的に
   切換えて指定し、指定した楽音波形に対応する前記パラ
   メータを前記パラメータ記憶手段から読み出して前記楽
   音波形形成手段に与える波形指定手段と。 形成すべき楽音波形を切換えるとき、先行した波形から
   その次の楽音波形に滑らかに移行させるよう両楽音波形
   を重みづけする補間手段と、前記補間手段における重み
   づけの時間変化を設定するための時間関数を発生する計
   数手段と、この計数手段の出力に応じて前記波形指定手
   段における波形切換えを制御する切換え制御手段とを具
   えた楽音信号発生装置。 ８、前記パラメータが、基本波を含む各高調波の相対振
   幅係数から成り、前記楽音波形形成手段は、前記位相デ
   ータに応じて発生した各高調波信号を対応する前記相対
   振幅係数で制御し合成することにより前記楽音波形を形
   成するものである特許請求の範囲第７項記載の楽音信号
   発生装置。 ９、前記パラメータが、ディジタルフィルタ係数から成
   り、前記楽音波形形成手段は、前記位相デ、−夕に応じ
   て所定の音源波形信号をディジタルで発生する手段と、
   前記パラメータとして与えられた前記ディジタルフィル
   タ係数に従ってフィルタ特性が設定され、この特性に従
   って前記音源波形信号を制御するディジタルフィルタ回
   路とを含むものである特許請求の範囲第７項記載の楽音
   信号発生装置。