JPS598152B2 - 正弦波インバ−タ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、正弦波インバータの改良に関するものであり
、特に交流電動機を駆動するのに適した正弦波インバー
タの改良に関する。

インバータで誘導負荷、特に誘導電動機等の交流電動機
を駆動する場合、該インバータとして矩形波インバータ
を用いることが最も簡単な手段であるが、かかる矩形波
出力は高調波成分を多く含んでいるため交流電動機に異
常振動を発生させ、トルクの脈動を生じさせたり、また
鉄損の増大に依る温度上昇を招く等の原因となつていた
。

このような不都合を避けるために正弦波出力のインバー
タが採用されるようになつてきた。そしてこの正弦波出
力は可能な限り理想的な正弦波に近ければ近い程、正弦
波インバータとしての機能を充分発揮することになる。
次に正弦波インバータの従来装置を説明する。第１図は
、従来の正弦波インバータを用いて誘導負荷である誘導
電動機を駆動する回路のブ頭ノク図であり、図中、１は
誘導電動機、２は整流素子Ｄ、〜Ｄ６により構成され三
相交流を整流する整流ブリッジ回路、３は平滑コンデン
サ、４はトランジスタＱｉ−Ｑ６により構成される正弦
波インバータ、５は整流素子Ｄ７〜Ｄ１２からなる帰還
ブリッジ回路である。

６は速度指令信号Ｖｓが入力される時定数回路、１は時
定数回路６の出力電圧に対応した周波数のパルス信号を
発生する電圧一周波数変換回路、８は該電圧一周波数変
換回路の出力パルスを三相に分配するリングカウンタで
ある。

該リングカウンタの出力パルスは次段の正弦波発振器９
に入力されて正弦波信号に変換される。正弦波発振器と
しては例えはリングカウンタの出力である連続するパル
ス列により先ずパルス毎に交互に正負に反転する矩形波
を得、この矩形波を二次時定数回路を介することにより
正弦波に変換するタイプのものを用いても良い。従つて
リングカウンタの周波数に対応した正弦波を得ることが
できる。該正弦波発振器９には時定数回路６の出力を絶
対値回路１０で絶対値化し、更に常数回路１１でに倍し
た信号が与えられる。その結果、正弦波発振器９の出力
信号は速度指令信号の大きさに対応した周波数及び波高
値を有する正弦波信号となる。１２はのこぎり波発生回
路であり、例えば数ＫＨｚの繰り返し周波数を有するの
こぎり波を発生する。

１３はパルス幅変調回路であり、正弦波発振器９からの
正弦波とのこぎり波発生回路１２からののこぎり波の二
信号が入力され、両信号のクロスポイントで比較し、の
こぎり波が正弦波より高い期間は正弦波インバータ４の
トランジスタＱ，，Ｑ３，Ｑ，側を通電制御するような
信号を出力し、のこぎり波が正弦波より低い期間ではト
ランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６側を通電制御するような信
号を出力する。

このように構成された正弦波インバータの動作を簡単に
説明する。第２図は三相インバータの任意の一相につい
ての波形図であり、他の二相についても位相が異なる点
を除けば同様であるので一相についてのみ検討する。第
２図Ａは、第１図の正弦波発振器９の出力信号である速
度指令信号Ｖｓの大きさに対応した周波数と波高値を有
する正弦波信号と、のこぎり波発生回路１２の出力信号
とのパルス幅変調回路１３での比較図であり、のこぎり
波が正弦波より高い期間は第２図Ｂに示すように、中心
線より上方の矩形波をそしてのこぎり波が正弦波より低
い期間は中心線より下方の矩形波が発生し、その矩形波
の幅は時間軸に沿つて周期的に変化する。この中心線よ
り上方の矩形波を正弦波インバータ４を構成するトラン
ジスタのうち例えばトランジスタＱ，のベースに印加し
、下方の矩形波を該インバータのトランジスタＱ２のベ
ースに印加すると、トランジスタＱ，及びＱ２の接続点
Ｃの出力電圧の時間的平均は第２図Ｃのような正弦波電
圧が得られる。この電圧による負荷電流は誘導負荷のた
めに位相が遅れた第２図Ｄに示すような波形のものとな
る。このようにして三相夫々が１２０度位相のずれた正
弦波出力となる。そして実際は第２図Ｂに示すトランジ
スタＱｌ及びＱ２の制御信号としては中心線より上方の
矩形波と下方の矩形波が交互に連続したものは用いず、
第４図Ａに示すようにトランジスタＱ１のベース信号と
トランジスタＱ２のベース信号との間に時間Ｔｓに相当
する期間だけ両制御信号が生じないようにしている。そ
の理由はトランジスタＱｌ，Ｑ２のキヤリア消滅時間Ｔ
ｓを考慮することによりトランジスタＱ１及びＱ２か同
時に導通して電源短絡を生じることを防止するためであ
る。ところがこのような構成の正弦波インバータでは第
３図に示すように負荷電流の流れる方向によりトランジ
スタＱ１及びＱ２の接続点Ｃと誘導電動機の中性点間の
電圧が増加したり、又は減少するという現象が生じる。
そしてこの電圧の増加又は減少は各相毎にその負荷電流
の方向により一義的に定まるものである。この現象につ
いて三相のうちの任意の一相を対象にして次に検討して
みる。第３図は、正弦波インバータ４の任意の一相例え
ばトランジスタＱｌ，Ｑ２で構成されるアームについて
、その接続点Ｃと誘導電動機の中性点との間の電位の様
子をみるための回路図である。同図において、トランジ
スタＱ１及びＱ２のベースには第４図Ａに示すように、
相互の制御信号はその間休止時間Ｔｓが設けられ、交互
に通電制御されるような矩形波信号が与えられる。ここ
でトランジスタＱ１とＱ２の接続点Ｃと誘導電動機の中
性点との間での電流が実線矢印方向に流れる場合には、
トランジスタＱ１のベースに印加される矩形波信号が存
在する時は接続点Ｃは正の電位Ｐに保持される。次にこ
のトランジスタＱ１のベースに印加される矩形波信号が
立下ると、電流の方向はひき続き同一であるから帰還ダ
イオードＤ８が通電し、接続点Ｃの電位は零レベルに低
下する。次にトランジスタＱ２のベースに矩形波信号が
印加されても依然としてダイオードＤ８が通電し、接続
点Ｃの電位は零レベルを持続する。さらにトランジスタ
Ｑ２のベースに印加される矩形波信号が立下り、トラン
ジスタＱ，，Ｑ２のいずれのベースにも信号が印加され
ない期間においても電流の方向はひき続き同一であるか
ら帰還ダイオードＤ８が通電を続け接続点Ｃの電位は零
レベルを持続する。この様子は第４図Ｃに示すように、
本来の動作状態での電圧波形である第４図Ｂと比較して
、明らかに幅が縮まり出力電圧が減少した状態を示して
いる。また、接続点Ｃと誘導電動機の中性点との間の電
流が点線矢印方向の時は、逆に第４図Ｄに示すように、
第４図Ｂの電圧波形よりその幅が広がつた状態であり出
力電圧が増加している。この結果、時間平均した出力電
圧は理想的な正弦波出力とならず、幾分歪みをものたも
のとなる。そしてこの歪んだ出力波形により誘導電動機
は振動を起し、トルクに脈動を生じたりして運転特性の
良好なものが得られなかつた。そこで、本発明はこの正
弦波の歪みを補償して従来装置の欠点を解決した理想的
な正弦波インバータを得ようとするものである。

その目的を達成せしめるため、本発明は、正弦波発振器
及びパルス幅変調回路を有する正弦波インバータにおい
て、該インバータの出力電流方向を各相毎に検出し、そ
の正負の極性に応じて前記正弦波発振器の出力電圧に対
し、別に定められた所定電圧を加算又は減算した信号を
前記パルス幅変調回路の入力となし、もつて該インバー
タの出力電圧の時間平均値を正弦波状に補償することを
特徴とする正弦波インバータを提供する。

次に本発明の一実施例を図面を用いて詳細に説明する。

第５図は本発明の一実施例を示すプロツク図であるが、
従来装置と同一部分には同一符号を付しその説明は省略
する。

本発明は第５図に示すように、従来装置に更に絶対値回
路１０の出力を入力とする常数回路１４を設け、また誘
導電動機１の三相入力の各相の電流を電流検出器１５に
より検知して次段の電流方向判別回路１６に送出する。
そしてこれら常数回路１４の出力と電流方向判別回路１
６の出力は乗算回路１７により信号極性の決定を行ない
、加算及び減算点１８において正弦波発生器９の出力信
号と加算又は減算される構成をとる。従つて第５図の実
施例のものにおいて新たに付加された回路動作以外は、
既に述べた第１図の従来装置の動作と同一であるが、前
述のように正弦波インバータを構成するトランジスタＱ
１及びＱ２の接続点Ｃと誘導電動機の中性点との間の電
位が各相の負荷電流の方向に影響を受けるので、その点
を本発明は次のようにして補償する。誘導電動機１の各
相の電流を電流検出器１５により検出し、該検出信号を
電流方向判別回路１６によつてその正方向、負方向の判
別を行ない（第３図における実線矢印方向か又は点線矢
印方向かの判別と同等）、その極性信号を次段の乗算回
路１７で、絶対値回路１０からの速度指令信号に対応し
た信号を常数回路で常数倍した信号と乗算し適正な極性
と大きさを持つた補償信号（キヤリヤ消滅時間に対応し
た信号）を形成し、この形成された信号を既に述べた正
弦波発振器９の出力信号と加算及び減算点１８において
各相夫々、加算又は減算して次のパルス幅変調回路の入
力信号にする。即ちこの動作を第６図の波形図を参照し
て説明する。第６図Ａは、のこぎり波発生回路１２から
ののこぎり波と、正弦波発振器からの補償前の正弦波イ
と補償後の波形口を示す。第６図Ｂは任意の一相の負荷
電流波形であり、時間Ｔの点でその電流方向が反転して
いる。従つて、時間Ｔ以前での電流極性の場合は乗算回
路１７から所定量Ｅだけ正弦波発振器の出力波形に加算
及び減算点１８において加算してやり、また時間Ｔ以後
での電流極性の場合は乗算回路１７から所定量Ｅだけ正
弦波発振器の出力波形から減算するように補償信号を供
給する。その結果、第６図Ａの波形口のような補償後の
信号が得られる。この補償後の信号とのこぎり波とをク
ロスポイントにおいて比較して得られた二種類のパルス
幅信号をパルス間相互にＴｓ時間の休止期間を設けて、
正弦波インバータを構成する任意の一相のトラン．ジス
タＱ１のベースとトランジスタＱ２のベースに夫々印加
する。夫々のパルス波形を、補償前は第６図Ｃ，Ｄに、
補償後のものは同図Ｃ′，Ｄ′に図示する。またトラン
ジスタＱｌ，Ｑ２の接続点Ｃと誘導電動機の中性点間の
電位は、補償前と補償後において夫々第６図Ｅ及び同図
Ｅ′に示すようになる。これより明らかなように補償後
の電位は、負荷電流による拡大及び縮少が補償され、理
想的なデユーテイサイクルに対応したものに近ずいてい
る。従つて、この電位の時間的平均はより正弦波に近ず
いたものとなり、誘導電動機の運転上振動が少なく、ト
ルクの脈動を軽減でき、また温度特性も良好にすること
ができる。以上詳細に説明したように、本発明は負荷電
流の方向を検出し、この検出信号に基ずいて正弦波発振
器の波高値を所定の大きさだけ増加又は減少させること
により正弦波インバータの時間平均出力を補償し、歪み
の極めて小さい理想的な正弦波出力の正弦波インバータ
を得ることができる。

その結果、誘導電動機を運転する際に、振動が小さくト
ルクの脈動及び温度上昇の抑制を効果的に行ない、負荷
の運転特性を良好にすることかできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、誘導電動機の駆動回路に用いた正弦波インバ
ータの従来例のプロツク図、第２図Ａ〜Ｄは、正弦波イ
ンバータの基本動作波形図、第３図は、正弦波インバー
タの任意アームの回路図、第４図Ａ−Ｄは、従来の正弦
波インバータの出力波形を示す波形図、第５図は、本発
明の一実施例を示すプロツク図、第６図Ａ−Ｅ′は、本
発明と従来例の正弦波インバータの出力波形の比較図で
ある。 図中、１は誘導電動機、２は整流ブリツジ回路、３は平
滑コンデンサ、４は正弦波インバータ、５は帰還ブリツ
ジ回路、６は時定数回路、７は電圧一周波数変換回路、
８はリングカウンタ、９は正弦波発振器、１０は絶対値
回路、１１は常数回路、１２はのこぎり波発生回路、１
３はパルス幅変調回路、１４は常数回路、１５は電流検
出回路、１６は電流方向判別回路、１７は乗算回路、１
８は加算及び減算点である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 速度指令信号に対応して周波数及び波高値が変化す
   る正弦波信号を出力する正弦波発振器と、該正弦波発振
   器から出力される周波数よりも高い周波数ののこぎり波
   を出力するのこぎり波発生回路とを有し、前記正弦波発
   振器の出力をのこぎり波発生回路の出力にてスライスし
   て、直流電源に対して直列に接続された２つのトランジ
   スタに互いに印加されるトランジスタ駆動用のパルスを
   得、該２つのトランジスタに互いに与えられるこれらパ
   ルスの間にトランジスタ内のキャリヤ消滅時間を置いた
   正弦波インバータにおいて、該インバータの出力電流方
   向を各相毎に検出し、それらの正負の極性と入力された
   指令信号とに応じて得られる補償信号により前記正弦波
   発振器の出力を補償し、もつて該インバータの出力電圧
   の時間平均値を正弦波状に補償することを特徴とする正
   弦波インバータ。