JPS59148914A - 電流源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は少くとも対を戊す電流比が所定の電流比にほぼ
等しい複数の電流を発生する手段と、少５くとも或る数
の電流源の、所定の電流比を得るに要する電流値からの
偏移を検出する手段と、前記電流を補正して検出ざれた
偏移を減少する手段とを具える電流源配置に関するもの
である。

エレク｝０ニクスの種々の分野において、互にロ）極め
て正確な割合に保持ざれる値の電流を供給し得る回路が
必要とざれている。かかる回路は、例えば種々の電流割
合が測定範囲の選定に必要な測定装置及び複数の電流を
ディジタル符号に従って互に加算してアナｐグ信号を形
成するディジタルド・−アナリグ変換器に必要である。

２進重み付き抵抗値を有する抵抗の両端間又はいわゆる
はしご形部路網の両端間に基準電圧を供給することによ
りディジタル−アナログ変換器に２進重み付き電流を発
生させることは既知であるＢこの型のディジタル−アナ
ログ変換器の精度は主１として抵抗比に依存する。正確
な値の抵抗比を得るためにはこれら抵抗を例えばレーザ
により微調整（トリミング）する必要がある。しかし実
際にはかかる抵抗のトリミングは時間が掛り高価となる
。

正確な電流割合の電流を発生させる他の既知の方法では
ダイナミック素子整合原理を用いる。この原理は米国特
許第８９８２１７２号明細書及び米国特許第４１２５８
０８号明細書から既知であ１・・る。これら明細書では
電流源配置を用いこれによって積分処理の限られた精度
のためほぼ等しい電流値を有する複数の電流を供給する
ようにしている。これら電流を順列回路によってその出
力側に巡回順列に従って転送する。出力側の電流は夫々
］・電流源配置からの電流の平均値に等しい値の直流電
流と、この直流電流に重畳され電流源配置からの電流間
の差により形成されるリップルとを具える。この電流リ
ップルは順列回路の各出力側にフィルタコンデンサを配
置して除去することができ−・・る。しかしかかるフィ
ルタコンデンサはその値が１大きいため集積化すること
ができず集積回路に外部的に接続する必要がある。これ
がため追加の接続ビンを必要とし従って価格も追加され
るようになる。例えばかかる電流源配置を用いる１６ビ
ツ５トデイジタルーアナログ変換器には１６個の追加の
接続ピンを必要とする。

これは、正確な相互電流比の電流を簡単に発生させ得る
方法が必要であることを意味する。

前述した型の電流源配置は、固体回路のアイ、１′。

イー、イー、ジャーナル、第５ｏ−１６巻、第６号、１
９８１年１２月、第６１６−６２０頁に記載された論文
６アン　アントリムド　Ｄ／Ａコンバータ　ウィズ　１
４　ビット　レゾリュージョン”から既知である。この
ディジタル−アナログ変換１５器は未微調整抵抗を有す
るはしご形部路網を具える。電流値の偏移は電流に相当
するディジタル−アナログ変換器の出力電圧と極めて精
密なのごぎり波状１！田とを比較することによって検出
する。

この偏移に関する情報を記憶装置に記憶する。次パいで
この情報を用いて副ディジタルーアナログ変１換器を駆
動し、これによりディジタル−アナログ変換器の電流の
偏移を除去し得るようにする。

かかる回路配置は抵抗の微調整を必要とせず広い範囲に
亘って峰めて高い直線性を有するのこぎ゛・り波状電圧
を必要とするが、かかるのこぎり波状電圧を得るのは困
難である。

本発明の目的は、互に正確な電流比を有する複数の電流
を簡単に発生し得る電流源配置を提供せんとするにある
。

本発明は少くとも対を成す電流比が所定の電流比にほぼ
等しい複数の電流を発生する手段と、少くとも成る数の
電流値の、所定の電流比を得るに要する電流値からの偏
移を検出する手段と、前記電流を補正して検出された偏
移を減少する手段とｊ・を具える電流源配置において、
前記電流値の偏移を検出する手段は、１個の入力端子及
び該入力端子の電流に対し正しい割合にある値の電流が
現われる少くとも１個の出力端子を有する精密な電流ミ
ラー回路と、複数の電流を少くとも対を戎して！・。

発生する手段からの電流の少くとも成る数の電流１を前
記電流ミラー回路の入力端子及び少くとも１個の出力端
子に巡回的に結合する結合回路網と、前記電流ミラー回
路の各出力側に設けられ該出力側に結合された複数の電
流を発生する手段からの５電流及び前記出力側に現われ
る前記電流ミラー回路からの電流間の差電流を検出する
検出回路とを具えることを特徴とする。

本発明は、極めて正確に作動し得る電流ミラーに電流を
供給することによって電流比の偏移を検１・出し得ると
云う事実を基として戊したものである。

電流ミラーの出力の数は限定されており少くとも１つで
ある。複数の電流を発生する手段からの成る数の電流を
結合回路網を経て電流ミラーに結合し１この際一方の電
流を電流ミラーの入力側に結１゛□合し、他方の数個の
電流を出力側に結合する。この出力側に結合された電流
と入力側に結合された電流との比を所定値にほぼ等しく
する。しかし電流ミラーの出力側にはもどり電流も現わ
れるため、出力側のこれら電流と入力側の電流との比は
上記ｙ。

所定値に極めて正確に等しくする必要がある。複１数の
電流を発生する手段からの不正確な電流と電流ミラーの
出力側の正確なもどり電流との差は検出回路により検出
する。この検出回路によって複数の電流を発生する手段
からの関連する電流を補−。

正する補正回路を制御し、従ってこの電流と入力側の電
流との比は電流ミラーのこの出力に対する電流ミラー比
に正確に等しくなる。電流の補正後残りの数の電流を結
合回路網を経て電流ミラーの出力側に結合し、この際前
回に補正した電流の１１・・つを電流ミラーの入力側に
結合する。このようにして電流ミラー回路により複数の
電流を発生する手段からの全部或いは少くとも成る数の
電流を結合回路網を経て処理し、かくして上述した処理
サイクルを繰返す。かようにして少数の出力を有す１・
る電流ミラーによって多数の電流を互に正確な割合で得
ることができる。

本発明の実施に当り、電流ミラー回路は、並列接続主電
流通路及び入力側が電流ミラー回路の入力側に結合され
た増幅器により駆動される共通制・・・御電極を有する
複数のトランジスタを包含する電ｌ流分配回路と、該電
流分配回路からの電流を前記電流ミラー回路の入力端子
及び少くとも１個の出力端子に巡回順列に従って転送す
８順列回路とを具えるようにする。

精密な電流ミラー回路は、ダイナミック素子整合原理を
用いて有利に配設することができる。このダイナミック
素子整合原理は前述したように米国特許第８９８２１７
２号及び第４１２５８０８号明細書から既知である。従
って電流ミラー回路１・の出力側の電流の直流電流比は
極めて正確となる。

これら直流電流に重畳されるリップル電流は電流ミラー
回路の入力側及び出力側にフィルタコンデンサを配設す
ることにより濾波して除去することができる。電流ミラ
ー回路の出力端子の数は少い１５ため集積回路にはフィ
ルタコンデンサの外部接続の数が限定されるようになる
。出力端子の数が少いため順列回路も低い周波数で作動
し得るようになりこれによっても高精度を得ることがで
きる。

本発明の好適な例では各検出回路は第１電流−２・・電
圧変換器を具えるようにすると共に、特に各第１１電流
−電圧変換器は、第１入力端子が電流ミラー回路の関連
する出力端子に結合され、第２入力端子が基準電圧点に
結合され、出力端子がフィードバックコンデンサを経て
前記第１入力端子に結−１合された増幅器を具えるよう
にする。これがため増幅器は積分器として作動する。

又、本発明の一例では前記電流を補正する手段は補正す
べき各電流に関連する第２ｆｉ流−電圧変換器を具え、
該第２電流−電圧変換器は出力端子１、・がフィードバ
ックコンデンサを経て第１入力端子に結合された増幅器
を具え、該第１入力端子をスイッチングコンデンサを経
て第１電流−電圧変換器の出力側に結合し得るようにす
る。このスイッチングコンデンサによって第１電流−電
圧変換器１・・のコンデンサの電荷を第２電流−電圧変
換器のコンデンサに転送する。関連する電流を補正する
かかる第２電流−電圧変換器のコンデンサによって、結
合回路網の次のサイクルの関連するインターノくルまで
補正電圧を少くとも保持し得るようにするｄ・第１電流
−電圧変換器の増幅器の出力側を比較１器の第１入力端
子に結合し１その第２入力端子に基準電圧を供給する。

この比較器によって増幅器の出力信号を論理信号に変換
する。

本発明の実施に当り、電流を補正する手段は、５補正す
べき各電流に関連する計数回路を具え、該計数回路をス
イッチを経て前記電流−電圧変換器の出力側に結合し得
るようにすると共にこの計数回路によって前記比較器の
出力側の論理信号に応じて複数の論理信号を発生し、こ
れら論理信号を１０ディジタル−アナログ変換器によっ
てアナログ出力信号に変換し、この出力信号によって関
連する電流を補正し得るようにする。計数回路の計数は
結合回路網の次のサイクルに関連するインクーノぐルま
で変化せず従ってこのインターバルの期間中１５ディジ
タル−アナログ変換器によってこの補正信号を保持する
。

本発明の好適な例ではディジタル−アナログ変換器に必
要な複数の電流を発生する手段は、値が２進重み付き級
数に従って変化する少くとも１種２０類の複数の電流を
発生する手段を具えるようにすする。１個の精密な電流
ミラー回路によって１個以上の例えば１６ビツトデイジ
タルーアナログ変換器から電流を補正することができる
。又、集積回路に必要なように、複数の電流を発生する
手段は−５はぼ等しい電流値の複数の電流を発生する手
段を具えるようにする。本発明の他の例では複数の電流
を発生する手段は、各々が第１及び第２主端子間に延在
する個別の第１トランジスタの主電流通路と、関連する
第１トランジスタの第１主端子に用結合された抵抗とを
有する複数の並列支路を具え、前記電流ミラー回路の少
くとも１個の出方端子及び入力端子を結合回路網を経て
前記第２主端子又は抵抗の前記第１トランジスタとは反
対側の端部に結合し得るようにする。ここにトランジス
タの１）第１主端子とはバイポーラ及びユニポーラトラ
ンジスタのエミッタ又はソース電極を意味し、トランジ
スタの第２主端子とはバイポーラ及びユニポーラトラン
ジスタのコレクタ又はドレン電極を意味するものとする
。又、抵抗の前記第１トランジス２・・りとは反対側の
端部において前記並列支路の少く１とも成る数の支路に
電界効果トランジスタの主電流通路を配設し、該主電流
通路を個別の第１及び第２主端子間に延在させるように
すると共に、電流ミラー回路の少くとも１個の出力端子
及び入力へ端子を結合回路網を経て電界効果トランジス
タの第２主端子に結合するようにするのが好適である。

電界効果トランジスタを用いる利点は、結合回路網のス
イッチングにより生ずる不所望なスイッチング遷移が電
流源配置からの電流に殆んど影響をＩｌｌ与えないこと
である。この回路配置では補正手段の出力側を電界効果
トランジスタのゲート電極に結合するのが有利である。

電界効果トランジスタのゲート電極の電圧、従ってこれ
ら電極と第１トランジスタの共通制御電極との間の電圧
差を増大１５又は減少させてこれらトランジスタの主電
流が補正されるようにする。

、！に 図面につき本発明を説明する。

第１図はディジタル−アナログ変換器の形態の本発明電
流源配置の第１例を示す。一般にこの電流源配置は正確
な相互電流比の複数の２進重み付き電流を発生する実際
のディジタル−アナログ変５換器ｌ（以下Ｄ／Ａ変換器
と称す）と、Ｄ／Ａ変換器１からの複数の電流を周期的
パターンに従って精密な電流ミラー回路２３に結合し得
る結合回路網１５とを具え、この電流ミラー回路により
Ｄ／Ａ変換器１からの電流の比の偏移を検出手段８０に
１０より検出し得るようにし、この検出手段８０によっ
て補正手段１８．２〜１８．１６を制御しこれによりＤ
／Ａ変換器１からの関連する電流を補正して偏移を減少
し得るようにする。

本例ではＤ／Ａ変換器１を１６個のトランジス１５り２
．１−２．１６を具える１６ビツトＤ／Ａ変換器とする
。はぼ１０ビツト以下のビットを処理するＤ／Ａ変換器
に対しては２進法によりトランジスタの全エミッタ面積
の電流密度を等しくすることができる。本例の１６ビツ
）Ｄ／Ａ変換器におい２□Ｉ（１６） ではこれらトランジスタ２．１〜２．１６を各々が８１
個のトランジスタより成る２つの同一区分に配設するこ
とにより等しい電流密度が得られるようにし、この際各
区分の１個のトランジスタのエミッタ面積をその前段の
トランジスタのエミッタ面積５の％とじ、これら区分は
その間のベースラインに配設された電圧源（図示せず）
により互に給電すす。未微調整抵抗８．１〜８．１６は
トランジスタ２．１〜２．１６のエミッタラインに配設
し、各抵抗の抵抗値を前段の抵抗の抵抗値のほぼ２倍の
値と１０する。トランジスタ２．１〜２．１６の共通ベ
ースを演算増幅器４の出力側に結合し、演算増幅器４の
入力側を値工。の電流を発生する電流源５に結合する。

演算増幅器４によってこれらトランジスタのベースを駆
動して基準電流として用いるトランＩ５ジスタ２．１の
コレクタ電流が電流源５がらの電流工。に正確に等しく
なるようにする。基準トランジスタ２．１のこのコレク
タ電流に対して抵抗及ヒトランジスタの精密な同一性を
無視する場合にはトランジスタ２．２〜２．１６の各々
のコレクタ電流２゜が前段のトランジスタのコレクタ電
流の値のほぼ、％となる。その理由はトランジスタ全部
のエミッタ電圧がほぼ等しいからである。これがためト
ランジスタ２゜１〜２．１６からの電流の値は夫々工。

。 工。／２．工。／４　、−−−　Ｉ。／２１δとなる。

トランジスタ・。

２．１〜２．１６のコレクタ電流はディジタル入力符号
により制御されるスイッチ６．１〜６゜１６によって接
地側又は増幅器７の入力側に供給し得るようにする。増
幅器７はその出力端子９にディジタル入力符号に関連す
るアナログ出力信号を発生する１・ｉと共にこの出力端
子９をフィードバック抵抗８を経て反転入力端子に結合
する。抵抗８゜１〜３．１６をｎチャンネル電界効果ト
ランジスタ１２．１〜１２．１６のソース電極に接続し
、そのチャンネルの長さ対幅の比、場合により各区分当
りのチャンネｌｉル長さ対幅の比を関連する電流値に従
って測定して電流密度を等しく保持し従ってトランジス
タのゲート及びソース電極間の電圧が等しくなるように
保持する。常規状態ではこれらドレイン電極は、結合回
路網１５の１部分を構成するスイッチ１６　、１２０〜
１６．１６を経て定電位点に結合する。本例では　１こ
の定電位点をＯｖとする。トランジスタ１２．１のゲー
ト電Ｍ１Ｂ、ｘを定電位点、本例では零ボルトの点に直
接接続し、トランジスタ１２．２〜１２．１６のゲート
電極１８．２〜１８．１６を補正回路１８．２〜。

１８．１６を経て上記定電位点に接続し得るようにする
。本例では説明の便宜上補正回路１８．２及び１８．８
のみを詳細に示しその他の補正回路１８．４〜１８．１
６は線図的にのみ示す。補正回路１８．２は増幅器１９
．２を具え、その出力側をトランジス、。

り１２．２のゲート電極ＩＬ２に結合すると共にコンデ
ンサ２０・２を経て反転入力端子に結合する。

増幅器１９．２の非反転入力端子を接地する。コンデン
サ２１．２は接地点に短絡するが又は増幅器１９．２の
反転入力端子と入力端子２４．２との間に１５同時制御
スイッチ２２．２及び２８．２により接続し得るように
する。その他の補正回路も上述した所と同様に構成する
。

制御回路１７によって結合回路網１５のスイッ−ｆ−１
６，１〜１６．１６を適宜制御してトランジスタ　２゜
（１９） ２．１〜２゜１６の連続する８個のトランジスタのコル
クターエミッタ電流が精密な電流ミラー回路２５の入力
端子２６と出力端子２７及び２８とに周期的パターンに
従って夫々結合されるようにする。電界効果トランジス
タ１２．１〜１２．１６の各々５のドレイン電極の高出
力抵抗及びソース電極の低入力抵抗によって、スイッチ
ング中トランジスタ２．１〜２．１６のコレクターエミ
ッタ電流が不所望なスイッチング遷移により影響を受け
ないようにする。図面は、基準トランジスタ２．１を入
力端子１０２６に結合し、トランジスタ２゜２及び２．
８を電流ミラー回路２５の夫々の出力端子２７及び２８
に結合する制御回路１７のサイクルの第１期間中の状態
を示す。電流ミラー回路２５によって入力端子２６の基
準電流を出力端子２７及び２８に正し１５く規定された
割合で反映させるようにする。電流ミラー回路２５は並
列接続のトランジスタ８０〜８６を具え、そのエミッタ
を同一抵抗４０〜４６を経て共通端子４７に接続し、こ
の共通端子４７を定電位点、本例では電源負端子とする
。トランジス２υ（２０） り８０〜３Ｂの共通ベースを増幅器４９により駆１動し
、この増幅器の入力側を電流ミラー回路２５の入力端子
２６に結合する。増幅器４０によってこれらトランジス
タの共通ベースの電圧を適宜制御して順列回路５０の出
力端子６１　、６２　、６８５及び６４の電流の和が基
準トランジスタ２．１のコレクターエミッタ電流工。に
等しくなるようにする。トランジスタ８０〜８６のコレ
クタ電流は正しく規定された積分処理により互にほぼ等
しくなるようにし、本例ではこれらコレクタ電流が基準
１０トランジスタ２．１からの電流工。を分割すること
により工。／、にほぼ等しくなるようにする。これら電
流を順列回路５０の入力端子５１〜５７に供、給する。

順列回路５０はクロック信号発生器７１により順次制御
される回路７０、例えばシ７トレＩ５ジスタによって１
■御する。この順列回路５ｏの作動は前述した米国特許
第８９８２１７２号及び第４１２５８０８号明細書に包
括的に記載されている。従って順列回路５ｏによってト
ランジスタ５１−５７のコレクタ電流の各々を巡回順列
に従２゜つて出力端子６１〜６７の各々に転送し得るも
の１どする。これがためトランジスタ８０〜８６のコレ
クタ電流の各々を出力端子６１〜６７の各々に発生させ
る。出力端子６１〜６７の各々の直流電流をこれらコレ
クタ電流の平均層工　　に等しく５０／４ する。これら出力電流はコレクタ電流の不等性に基因す
るリップル成分を上記平均層工。／４の上下に有してい
る。このリップル成分は回路に外部的に接続する必要の
あるフィルタコンデンサ７２゜７８及び７４によってＰ
波し且つ除去する。値が１０入力端子２６の直流電流に
関連する直流電流は正確に１：２：４の割合で比例する
と共Ｇこ精密な電流ミラー回路２５の出力端子２７及び
２８に現われるようになる。即ち入力端子２６の基準ト
ランジスタからの電流の層工。に対して値が工。／２及
引゛・工。／、に正確に等しい電流が出力端子２７及び
２８に夫々現われる。又、値が工。／２及び工。／４に
夫々はぼ等しいトランジスタ２．２及び２．８がらの電
流も出力端子２７及び２８に現われる。入力端子２６に
不正確番こ供給された電流と出力端子２７　”’に正確
に反映された電流との差は電流−電圧変換。

器８１により検出すると共に入力端子２６に供給された
電流と出力端子２８に反映された電流との差は電流−電
圧変換器８２により検出する。これら電流−電圧変換器
８１及び８２の双方によって・。

検出手段８０を構成する。出力端子２７を演算増幅器８
８の反転入力端子に結合し、その非反転入力端子を定電
位点、本例ではＯｖの点に結合する。

増幅Ｗｉ８Ｂの出力側をフィードバックコンデンサ８４
を経てその反転入力端子に接続する。

増幅器８８の出力端子８５をスイッチング回路網（説明
の便宜上図示せず）を経て補正回路１８．２の入力端子
２４．２に結合する。供給された不正確な電流と出力端
子２７に反映される正確な電流工０／２との差電１流を
コンデンサ８４に充電する。１５電流−電圧変換器８２
は電流−電圧変換器８１と同様に構成すると共に増幅器
８６及びコンデンサ８７を具える。増幅器８６の出力端
子８８を補正回路１８．８の入力端子２４．８に結合す
る。供給された不正確な電流と正確に反映された電流と
の差２゜（２８） 電流をコンデンサ８７に充電する。

コンデンサ８４を充電した後コンデンサ２１゜２を検出
回路１８．２の入力端子２４゜２と増幅器１９．２の反
転入力端子との間でスイッチ２２．２及び２８．２によ
り切換える。これがためコンデンサ８４の電５荷はコン
デンサ２０．２に転送されこのコンデンサを充電する。

同様に、コンデンサ２１．８を補正回路１８．８の入力
端子２４．８と増幅器１９．８の反転入力端子との間で
スイッチ２２．８及び２８．８により切換える１０ため
コンデンサ８７の電荷はコンデンサ２０゜８に転送され
るようになる。コンデンサ２０．２及び２０．８が充電
された後コンデンサ２１．２及び２１．８を夫々スイッ
チ２２−８ｉ　２８−２及び２２．８　ｉ　２８．８に
より接地点に短絡する。これと同時にリセット１５スイ
ツチ８９及び９０を閉成してこれらスイッチによりコン
デンサ８４及び８７を夫々短絡する。

コンデンサ２０゜２及び２０．８が充電されるため、ト
ランジスタ１２゜２及び１２．８のゲート電極１８．２
及び１８．８の電圧が増大又は減少してトランジス２１
１（２４） り２．２　及ヒ２．８のベースとトランジスタ１２゜２
及ｌび１２．８の各ゲート電極１８．２及び１８．８と
の間の電圧差、従ってトランジスタ２．２及び２．８の
エミッタ電流が増大又は減少し、これによりこれら電流
が夫々一層重。／２及び工。／、に正確に等しく　５な
る。コンデンサ２０．２及び２０．８によってＫＯ正電
圧を保持する。制御回路１７の次のサイクルの関連する
期間中トランジスタ２．２及び２．８のエミッタ電流を
再び電流ミラー回路２５によって正しく反映された電流
工。／２及び工。／、と比較する。１゜比較した電流の
差電流も再び検出回路８１及び８２によって検出すると
共にコンデンサ２１．２及び２１．８によって電荷をコ
ンデンサ２０．２及び２０．８に転送する。これがため
、トランジスタ２．２及び２．８のエミッタ電流は工。

／２及び工。／、１５に一層正確に等しくなる。かよう
にしてトランジスタ２．２及び２．８のエミッタ電流を
、これら電流が工。／２及び工。／４に極めて正確に等
しくなるまで連続サイクルで神正する。コンデンサ２０
−２　＋２０．８及びコンデンサ２１−２　＋　２１−
８並びにコン２゜デンサ８４及び８７はその値を適当な
小さな値と１してこれらコンデンサが集積化され得るよ
うにする制御回路１７のサイクルの第２期間ではスイッ
チＩＬ８　、１６．４及び１６．５によってトランジス
タ２．８　、２゜４及び２゜５のエミッタ電流を精密な
電・。

流ミラー回路２５の入力端子２６並びに出力端子２７及
び２８に夫々結合する。この場合には前の期間に補正さ
れたトランジスタ２．８のエミッタ電流工。／４を電流
ミラー回路２５の正確な入力電流として用いる。従って
出力端子２７及び２８には正ｌ（・確に反映された電流
工。／８及び工。／、６が現われる。

トランジスタ２．４及び２．５の不正確なエミッタ電流
の差も検出回路８１及び８２によって検出する。

増幅器８８及び８６の出力端子８５及び８８をトランジ
スタ１２．４及び１２゜５に対しては補正回路１５１８
．４及び１８゜５の入力端子２４．４及び２４．５に結
合し、これによりトランジスタ２゜４及び２．５のエミ
ッタ電流を補正してこれら電流が工。／８及び工。／、
６に極めて正確に等しくなるようにする。後続の期間に
はトランジスタ２゜６〜２．１６の電流を２１１同様に
補正して前の期間に補正された８つの電流］の最小電流
をその都度電流ミラー回路２５への正確な入力電流とし
て使用し得るようにする。全ての電流を補正した後、全
サイクルを繰返すようにする。

本例では全部のトランジスタ２．２〜２．１６のコレク
ターエミッタ電流を補正する。原理的には最小電流の予
定分数よりも大きな誤りを示す値の電流のみを補正する
必要がある。

本例では電界効果トランジスタのゲート電極の１（・電
圧を制御することにより電流を補正する。しかし電流源
トランジスタの個別のベースの電圧を制御することによ
っても電流を補正することができる。

ディジタル−アナログ変換器の形態の本発明電Ｉ５流源
配置の第２例を第２図につき説明する。第２図において
第１図に示す素子と同一素子には同一符号を付して示す
。実際のＤ／Ａ変換器１は１６個のトランジスタ２．１
〜２．′１６と２進重み付き抵抗値を有する未微調整抵
抗８．１〜８．１６とを具える８（２７） 本例では基準電流を最大電流即ち最上位ビットに。

関連する電流に等しくしないで最小電流即ち最小位ビッ
トに関連する電流に等しくする。この基準電流は、エミ
ッタ面積がトランジスタ２．１６のエミッタ面積に等し
いトランジスタ２゜１７によって、発生させ、トランジ
スタ２．１６のエミッタラインに抵抗値が抵抗８゜１６
の値に等しい抵抗８．１７を配設する。トランジスタ２
゜１７のベースを演算増幅器４により駆軸し、演算増幅
器４の入力側を電流工。を発生する電流源の出力側に結
合する。即、。

ち演算増幅器４によってこれらトランジスタのベースを
駆動して基準トランジスタ２．１７のコレクタ電流が層
工。に正確に等しくなるようにする。

これがためトランジスタ２．１６〜２．１のコレクタ電
流は層工。、２Ｉ。、４Ｉ。、−−−−２Ｉ。となる。

１゜ディジタル入力符号により制御されるスイッチ６．
１〜６゜１６によって電流を接地点に転送するか又は出
力側にアナログ出力信号が現われる増幅器７の入力側に
転送する。エミッタ抵抗８．１〜８．１７を電界効果ト
ランジスタ１２．１−１２．１７を経て結２１：（２８
） 今回路網１５のスイッチ１６．１〜１６．１７に夫々接
、続する。電界効果トランジスタ１２．１〜１２．１７
のゲート電極のうちゲート電極１８．１７を接地すると
共にゲート電ｉ１８．１〜１８．１６には補正回路を結
合する。各補正回路１４は夫々入力端子１４．４１〜５
１４．５６を有する計数回路１４．１〜１４．１６を具
え、その出力端子をディジタル−アナログ変換器１４゜
２１〜１４．８６の入力端子に夫々結合し、これら変換
器の出力端子をゲート電極１８．１〜１８．１６に夫々
結合する。所望の制御範囲及び所望の精度に依存し、。

計数回路１４．１〜１４．１６は例えば１個の符号ビッ
トを有する６ビツト計数器を具え、この符号ビットによ
って６ビツトＤ／Ａ変換器１．４．２１〜１４．８６の
出力側の電圧の符号を規定する。Ｄ／Ａ変換器１４．２
１〜１４．８６は計数値が零の際出力電圧を発１５生す
る。図面は基準トランジスタ２．１７を精密な電流ミラ
ー回路２５の入力端子２６に結合し、トランジスタ２．
１６及び２．１５を出力端子２７及び２８に結合する制
御回路１７のサイクルの第１期間中の状態を示す。制御
回路１７によってスイツ２（・チ１６．１７〜１６゜■
を適宜制御して２つの連続エミッタ電流が毎回電流ミラ
ー回路２５の出力端子２７及び２８に結合され、入力端
子２６の電流がミラー回路は並列接続トランジスタ１ｏ
ｏ〜１０８を具え、そのエミッタを夫々同一抵抗１０４
〜１０７を経て共通端子に接続する。これらトランジス
タ１００〜１０８の共通ベースを増幅器４９により駆動
し、その入力端子を電流ミラー回路　１゜２５の入力端
子２６に結合する。即ち増幅器４９によってこれらトラ
ンジスタのペースを制御シて順列回路５０の出力端子１
１５の電流が入力端子２６の電流に等しくなるようにす
る。順列回路５０の入力端子１１０〜１１８に供給され
るトラトンジスタ１００〜１０８のコレクタ電流を順列
回路５０により巡回順列に従ってその出力端子１１５〜
１１８に転送する。出力端子１１７及び１１８の電流は
双方共出力端子２８に供給する。次いで入力端子２６の
電流と出力端子２７及び２８の電２・流との比を１：１
：２の割合に正確に等しくするｄこれら入力端子及び出
力端子のリップル成分は外部的に接続されたフィルタコ
ンデンサ７２．７８及び７４によりＰ波して除去する。

制御回路のサイクルの第１期間中入力端子２６の電流を
工。に等５しくする。次いで出力端子２７及び２８の反
映電流を工。及び２工。に正確に等しくする。トランジ
スタ２．１６及び２．１５の工。及び２工。にほぼ等し
いエミッタ電流も出力端子２７及び２８に結合する。

出力端子２７及び２８の正確に反映された電流及１゜び
不正確なエミッタ電流間の差電流を検出回路８１及び８
２により検出する。検出回路８１の構成は第１例の場合
とほぼ同様であるが、増幅器８８の出力端子を比較器１
２０の反転入力側に結合し、その非反転入力側を定電圧
点、本例ではＱ　１に■の点に接続する点が相違する。

増幅器８８の出力電圧が零値よりも高いか又は低いかに
応じて比較器１２０の出力側の電圧が高いか又は低くな
り且つ値゛ｌ″又は”０”の論理信号として用いる。比
較器１２０の出力側をスイッチ９１を経て計数器２０（
８１） １４．１６の入力端子１４．５６に結合し得るようにす
る。

計数器１４．１６は比較器１２０の出力側の論理信号の
値に依存し、て昇段又は降段する。この計数器の〆 計数値を計数器１４゜１６の出力側で６個の論理信号に
換器し、この信号を６ビツ）Ｄ／Ａ変換器１４．８６１
でアナログ出力電圧に変換し、この電圧をゲート電極１
８．１６に発生させるようにする。同様に検出回路８２
の比較器１２１の出力側をスイッチ９２を経て計数回路
１４゜１５の入力端子１４．５５に結合してトランジス
タ１２．１５のゲート電極１８．１５にアナＩｌｌログ
出力電圧が現われるようにする。ゲート電極１８．１６
及び１８．１５の正又は負の電圧によって、トランジス
タ２．１６及び２゜１５のエミッタ電流を減少又は増大
させてこれら電流が夫々工。及び２工。に一層正確に等
しくなるようにする。計数器１４　、１１１６及び１４
．１５の計数値従ってトランジスタのゲート電極１８゜
１６及び１８　、１５の電圧は次のサイクルの関連する
期間まで変化しないでそのままの状態を保持する。これ
がため連続サイクル中トランジスタ１２．１６及び１２
゜１５のエミッタ電流は、これノー・（８２） らが夫々高精度で工　及び２工。に等しくなるまで補１
正されるようになる。サイクルの第２期間中制御回路１
７によってスイッチ１６．１〜１６゜１７を適宜制御し
てトランジスタ２．１７　、２．１６及び２．１５のエ
ミッタ電流が電流ミラー回路２５の入力端子２６に結合
さ５れ、トランジスタ２゜１４及び２．１８のエミッタ
電流が出力端子２７及び２８に夫々結合されるようにす
る。

トランジスタ２．１７　、２．１６及び２．１５のエミ
ッタ電流の和を４１゜に正確に等しくなるようにする。

これがため正しく反映された電流４工。及び８工。が出
力端Ｉ１１子２７及び２８に現われるようにする。これ
らの正しく７反映された電流もトランジスタ２．１４及
び２．１８の不正確な工・ミッタ電流４工。及び８工。

と比較する。これら電流の差電流も検出回路８１及び８
２により論理信号に変換し、これら論理信号を計数回路
１４　、１４及び１４．１８の１５入力端子１４．５４
及び１４．５８に供給する。Ｄ／Ａ変換器１４．８４及
び１４．８８のアナログ出力電圧をトランジスタ１２．
１４及び１２．１８のゲート電極１８゜１４及び１８．
１８に供給する。同様にして補正された電流の和によっ
て次の後続期間における電流ミラー回路２５の入力電流
を構成する。１全ての電流が補正されると新たなサイク
ルを再び開始する。

第１例につき説明した所と同様に第２例におい１ても全
ての電流を補正する必要はない。基準トランジスタによ
って最下位ビットに相当する電流よりも大きな電流に等
しい電流を発生させることができる。従ってこの場合に
はこの基準電流よりも・大きいかまたはこれに等しい電
流のみを補正することができる。

本発明電流源配置の第８例を第８図につき説明する。第
８図において第２図に示す素子と同一部分には同一符号
を付して示す。本例でもＤ／Ａ変１・・換器は未微調整
２進重み例き抵抗８．１〜８．１６を有する１６個のト
ランジスタ２．１−２．１６と、抵抗８．１７を有する
基準トランジスタ２゜１７とを具える。これらトランジ
スタの共通ベースを増幅器４により駆動してトランジス
タ２．１７のコレクタ１′電流が工。となるようにする
。エミッタ抵抗８゜１〜８．１７を電界効果トランジス
タ１２．１〜１２．１１を経て接地点に接続する。また
入力端子１４．４１〜１４．５６に供給される補正電流
をゲート電極１８．１〜１８．１６に結合する。更にデ
ィジタル人４゛□力符号により制御されるスイッチ６．
１〜６．１６に１よってこれら電流を接地点または増Ｓ
器７の入力側の何れかに供給する。スイッチ６．１〜６
．１７を制御回路１７の制御により電流ミラー回路２５
の入力端子２６並びに出力端子２７および２８にも５結
合し、本例ではこの入力端子および出力端子をエミッタ
ラインに結合しないでトランジスタ２゜１〜２．１７の
コレクタラインに結合する。電流ミラー回路２５をこれ
らコレクタラインに結合する場合にはＤ／Ａ変換器１の
作動は中断されるように１（１なる。本例では電流ミラ
ー回路２５は第２図に示すようなＮＰＮ　）ランジスタ
の代りに並列接続のＰＮＰ）ランジスタ１５０−１５８
を具える。これらトランジスタのエミッタを夫々同一抵
抗１５ｒｘ〜１５８を経て共通端子１６０に接続し、こ
の共＋５前端子を電力供給用正端子とする。トランジス
タ１５０〜１５８の共通ベースを増幅器４９の出力側に
結合し、その入力側を電流ミラー回路２５の入力端子２
６に結合する。増幅器４９によって共通ベースの電圧を
適宜制御して順列回路５０の出２゛力端芋１１５の電流
が入力端子２６の電流に等し・くなるようにする。この
順列回路５０によってその入力端子１１０〜１１８の電
流を巡＠順列に従って出力端子１１５〜１１８に転送し
て入力端子２６並びに出力端子２７および２８の電流が
ｌ：′・１：２の割合に正しく比例し得るようにする。

この際に生ずる前述した所と同様のリップル成分もコン
デンサ７２．７８および７４によりｐ波して除去し得る
ようにする。制御回路１７のサイクルの第１期間には図
面に示すように電流ミラー回路ｌＬ１２５の入力端子２
Ｂの電流を■。とする。出力端子２７および２８に結合
されたトランジスタ２．１６および２．１５の正しく反
映された電流および不正確なコレクタ電流間の差電流を
検出回路８１および８２によって検出する。これら検出
回路８１およ１−′び８２の出力側を補正回路の入力端
子１４．５６および１４．５５に結合し、これによりト
ランジスタ２．１６および２．１５のコレクタ電流を補
正する。

制御回路１８のサイクルの次の期間ではトランジスタＬ
Ｘ　７　、２．１６および２．１５のコレクタ電流２゛
１（８６） を共に入力端子２６に結合し且つトランジスタ　１２゜
■４および２．１８のコレクタ電流を出力端子２ワおよ
び２８に夫々結合するため、トランジスタ２．１４およ
び２゜１８のコレクタ電流を４　ＩＯおよび８工。に正
確に等しくすることができる。同へ様にして補正された
電流の和によって次の後続の期間における電流ミラー回
路２５の入力電流を構成し得るようにする。　トランジ
スタ２．１〜２゜１６のコレクタ電流を多数回のサイク
ルで補正した後電流ミラー回路２５をＤ／Ａ変換変換器
層期的に１０結合してコレクタ電流を再び補正し得るよ
うにする。この目的のための周波数を時間の関数として
コレクタ電流の変動に依存させるようにする。第１例お
よび第２例につき説明した所と同様に本例でも電流の全
部を補正する必要はないが、基準電１５流は最下位ビッ
トに相当する電流よりも大きくすることができる。第８
例では抵抗８．１〜８．１７を、電界効果トランジスタ
１２．１〜Ｉ　Ｌｌ　６を介スルことなく接地点に直接
接続することもできる。この場合には検圧用Ｄ／Ａ変換
器１４．２１〜１４．８６”’に電圧出力端子の代りに
電流出力端子を設け、こ１れら出力端子をトランジスタ
２゜１〜２゜１６のエミッタに接続する必要がある。従
って関連する抵抗８゜１〜８゜１６の両端間の電圧を補
正電流の追加によって増大または減少し、その結果、関
連するトランジスタ２．１〜２゜１６のコレクタ電流を
減少または増大し得るようにする。また、この第８例に
補正用Ｄ／Ａ変換器の代りに第１図に示すように保持コ
ンデンサを設ける場合には補正回路１８゜２〜１８゜１
６の出力側を電界効果トランジスタ１２．１・１〜１２
．１７を介することなく抵抗８゜１〜８．１６に直接接
続することができる。

上述した数例において精密な電流ミラー回路２５には１
個の入力端子と２個の出力端子とを必ず設けたにの場合
には２つの電流を制御回路のす）□イクルの各期間毎に
補正して全ての電流を比較的短時間で補正することがで
きる。しかし２個の出力端子の代りに１個の出力端子の
みを電流ミラー回路に設けることができる。

また上述した数例では順列回路の出力端子の数′□。

をその入力端子の数に常時等しくした。ざらにＩ＠。

列回路の出力端子の電流間の比を常時はぼ１に等しくし
た。この順列回路の出力端子の電流を加算することによ
り１以外の電流ミラー比を得ることができる。本発明に
よる電流ミラー回路では順列へ回路の出力端子の数をそ
の入力端子の数とは相違させ、順列回路のサイクル時間
の１周期に出力側に転送される電流の数を１以外の数と
し、サイクル時間の１周期に各出力端子に流れる電流の
数を相違させることができる。さらに、電流ミラー回１
（１路のトランジスタを選択的に作動状態とすることも
できる。

本発明電流源配置の第４例を第４図につき説明する。本
例電流源配置は線図的に示す８個の１６ビツトＤ／Ａ変
換器２１０．２２０および２８０”を具え、これらＤ／
Ａ変換器を例えば第２図に示すＤ／Ａ変換器１と同様に
構成する。制御回路２５０により制御される結合回路網
２４０によって例えば第２図に示すような１：１：２の
電流ミラー回路により構成される１個の精密な電流ミラ
ツ。

−回路２６０および検出回路２７０と相俟って　ｌＤ／
Ａ変換器２１０．２２０および２８０からの電流を補正
し得るようにする。本例では電流ミラー回路２６０によ
ってＤ／Ａ変換器２１０　、２２０および２８０を低周
波数で補正し得るようにする−０その理由は制御回路２
６０の１サイクル時間におけるＤ／Ａ変換器２１０，２
２０および２８０からの電流の変動が僅かであるからで
ある。

上述した本発明はＤ／Ａ変換器と共に使用する場合につ
いて説明した。しかし本発明はかかる　１・・Ｄ／Ａ変
換器に限定されるものではなく、正確な相互比の複数の
電流を必要とする任意の回路配置に用いることができる
。多数の同一の電流を得る場合の例を第５図につき説明
する。第５図において第１図に示す素子と同一部分には
同一符号を付１して示す。本例では区分ｌを第１図につ
き説明した所と同様に構成するが、トランジスタ２．１
〜２．１６のエミッタ面積およびエミッタ抵抗８．１〜
８．１６を２進態様で構成しないでほぼ互に等しくする
点のみが相違する。また、トランジスタのコ′”レフタ
ラインを加算増幅器の入力側に結合しない１で集積回路
に含まれる他の回路（図示せず）に結合する。トランジ
スタ２．１〜２．１６のエミッタ電流を電流ミラー回路
２５の入力端子２６に結合すると共に本例では結合回路
網１５を経て電流ミラ５−回路２５の１個の出力端子２
７に結合する。ｌｌｆｉ次の期間中制御回路１７によっ
てスイッチ１６．１〜１６．１６を適宜制御して１つの
エミッタ電流をその都度トランジスタ２．１の基準エミ
ッタ電流と比較し得るようにする。この電流ミラー回路
２５１０はエミッタ抵抗８０２および８０８を有する２
個のトランジスタ８００および８０１を具える。これら
トランジスタの共通ベースを増幅器４９により駆動し、
この増幅器４９の入力端子を電流、１ラ一回路の入力端
子２６に接続する。順列回路５０”はその入力端子８０
５および８０６の電流を出力端子８０７および８０８に
巡回順列に従って転送して入力端子２６および出力端子
２７に正確に等しい電流が現われるようにする。トラン
ジスタ２．２の正確に反映される電流と不正確なエミッ
タ２°゛電流との差の電流を検出回路８１により検出し
、ｌこれによりコンデンサ２０を充電してエミッタ電流
が補正されるようにする。次の後続の期間にトランジス
タ２．８〜２゜１６からの電流の各々をトランジスタ２
゜１からの基準電流と比較すると共に補。

正し得るようにする。

本発明は上述した例にのみ限定されるものではなく幾多
の変更を加えることができる。例えば前述した踏倒にお
いて、Ｐチャンネル接合型電界効果１トランジスタ１２
゜１〜１１１７の代りにＰ−１１１ＭＯＳトランジスタ
を用いることができ且つＮＰＮトランジスタ２．１〜２
．１６の代りにＮチャンネル接合型電界効果トランジス
タおよびＮ−ＭＯＳ）ランジスタを用いることができる
。またトランジスタ２．１〜２．１６として相補型ＰＮ
Ｐトランジス１５夕、Ｐチャンネル接合型電界効果トラ
ンジスタおＪ：びＰ−ＭＯＳトランジスタを用いること
ができ且つトランジスタ１２．１〜１２゜１７としてＮ
チャンネル接合電界効果トランジスタおよびＮ　−ＭＯ
Ｓトランジスタを用いることができる。同様のこと２υ
が回路中の他のトランジスタに対して適用するこ、とが
できる。例えば上述した踏倒において電界効果トランジ
スタを電流源トランジスタとして用いると共にバイポー
ラトランジスタを用いて電流源トランジスタからの電流
を制御することができる、また検出回路および補正回路
に対しても種々の変更を加えることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明電流源配置の第１例をディジタル−アナ
ログ変換器の形態で示す回路図、第２図は本発明電流源
配置の第２例をディジタル−アナログ変換器の形態で示
す回路図、第８図は本発明電流源配置の第８例をディジ
タル−アナログ変換器の形態で示す回路図、第４図は本
発明電流源配置の第４例をディジタ１５ルーアナログ変
換器の形態で示すブ四ツク図、第５図は本発明電流源配
置の第５例を示す回路図である。 １、２１０．２２０．２８０・・・Ｄ／Ａ変換器２．１
〜２．１７昏・・トランジスタ　　　　　　　　　　２
０８．１〜８．１７・・・未微調整抵抗 ４・・・演算増幅器　　　　５・・・電流源６．１〜６
．１６・・・スイッチ　？・・・増幅器８・・・フィー
ドバック抵抗 ９・・・出力端子 １２゜１〜１２゜１７・・・ｎチャンネル電界効果トラ
ンジスタ１８．１〜１８゜１７・・・ゲート電極１４．
１〜１４．１６・・・計数回路 １４．２１〜１４．８６・・・Ｄ／Ａ変換器１４．４１
〜１４．５６・・・入力端子１５、ハ０・・・結合回路
網 １６．１〜１６．１７・・・スイッチ １フ、２５０・・・制御回路 １８．２〜１８．１６・・・補正回路 １９．２．　ｉｏ、ａ・・・増幅器　　２０・ノ２．２
０．８・・・コンデンサ１５Ｂ１．２．２１．８・・・
コンデンサ ２２．１！！、　２Ｂ、８・・・スイッチ　２８．２．
２８．８・ＩＱスイッチハ、２〜２４゜１６・・・入力
端子 ２５・・・電流ミラー回路　　２６・・・入力端子（２
６）ｉ１１７．２８・・・出力端子（ｇ　ｓ　）　　　
　　　　　　　ｌ１ｌ（４４） ８ＯＮ８８，１００〜１０８，１５０〜１５８．　８０
０．　８０１・・・　１並列接続トランジスタ ４０〜４６．　１０４　〜　ｌＯフ、　１５５〜１５８
．　８１．　８０８　　・・・抵抗 ４フ、　１０８．１６０・・・共通端子４９・・・増幅
器　　　　　　５０・・・順列回路５１〜５７．１１０
〜１１８．８０５．８０６・・・入力端子（５０）６１
〜６７、１１５〜１１８１８０？’、　８０８Φ・・出
力端子（５０）７０、２ｆｌＯ・・・制御回路 ７１・・・クロック信号発生器 ７２、フ８，７４・・・フィルタコンデンサ８０、２７
０・・・検出回路　　８１．８２・・・電流−電圧変換
器８８、８６・・・演算増幅器 ８４、８７・・・フィードバックコンデンサ８５、８８
・・・出力端子（８０） ８９、９０・・・リセットスイッチ ９１、９２…スイツチ １２０、ＩＪＩ・・・比較器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 Ｌ　少くとも対を成す電流比が所定の電流比にほぼ等し
   い複数の電流を発生する手段と、少−・くとも成る数の
   電流値の、所定の電流比を得るに要する電流値からの偏
   移を検出する手段と、前記電流を補正して検出された偏
   移を減少する手段とを具える電流源配置において、前記
   電流値の偏移を検出する手段は、１個の１０入力端子及
   び該入力端子の電流に対し正しい割合にある値の電流が
   現われる少くとも１個の出力端子を有する精密な電流ミ
   ラー回路と、複数の電流を少くとも対を成して発生する
   手段からの電流の少くとも成る数の電流を前記１５電流
   ミラ一回路の入力端子及び少くとも１個の出力端子に巡
   回的に結合する結合回路網と、前記電流ミラー回路の各
   出力側に設けられ該出力側に結合された複数の電流を発
   生する手段からの電流及び前記出力側に現われる前記２
   ・□電流ミラー回路からの電流間の差電流を検出ｌする
   検出回路とを具えることを特徴とする電流源配置。 区　電流ミラー回路は、並列接続主電流通路及び入力側
   が電流ミラー回路の入力側に結合ざ５れた増幅器により
   駆動される共通制御電極を有する複数のトランジスタを
   包含する電流分配回路と、該電流分配回路からの電流を
   前記電流ミラー回路の入力端子及び少くとも１個の出力
   端子に巡回順列に従って転送する順列１・）回路とを具
   えることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電流
   源配置。 ＆　各検出回路は第１電流−電圧変換器を具えることを
   特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項記載の電流
   源配置。 表　各第１電流−電圧変換器は、第１入力端子が電流ミ
   ラー回路の関連する出力端子に結合され、第２入力端子
   が基準電圧点に結合され、出力端子がフィードバックコ
   ンデンサを経て前記第１入力端子に結合された増幅器を
   具え２υることを特徴とする特許請求の範囲第８項記１
   載の電流源配置。 五　増幅器の出力端子を比較器の第１入力端子に結合し
   、該比較器の第２入力端子を基準電圧点に結合するよう
   にしたことを特徴とする特許＆　前配電流を補正する手
   段は、補正すべき各電流に関連する第２電流一電圧変換
   器を具え、該第２電流一電圧変換器は出力端子がフィー
   ドバックコンデンサを経て第１入力端子に結１・・合さ
   れた増幅器を具え、該第１人力端子をスイッチングコン
   デンサを経て第１電流一電圧変換器の出力側に結合し得
   るようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第８項又
   は第４項記載の電流源配置。 ７、　電流を補正する手段は、補正すべき各電流に関連
   する計数回路を具え、該計数回路をスイッチを経て前記
   電流一電圧変換器の出力側に結合し得るようにすると共
   にこの計数回路によって前記比較器の出力側の論理信号
   に応２・・じて複数の論理信号を発生し、これら論理信
   １号をディジタルアナログ変換器によってアナログ出力
   信号に変換し、この出力信号によって関連する電流を補
   正するようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第５
   ・項記載の電流一源配置。 ＆　複数の電流を発生する手段は、値が２進重み付き級
   数に従って変化する少くとも１種類の複数の電流を発生
   する手段を具えることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項乃至第７項１・｝の何れかに記載の電流源配置。 ９、　複数の電流を発生する手段は、ほぼ等しい電流値
   の複数の電流を発生する手段を具えることを特徴とする
   特許請求の範囲第１項乃至第７項記載の電流源配置。 １０、　　複数の電流を発生する手段は、各々が第１及
   び第２主端子間に延在する個別の第１トランジスタの主
   電流通路と、関連する第１トランジスタの第１主端子に
   結合された抵抗とを有する複数の並列支路を具え、前記
   電流ミラ２′１（　　８　　） 一回路の少くとも１個の出力端子及び入力端１子を結合
   回路網を経て前記第２主端子又は抵抗の前記第１トラン
   ジスタとは反対側の端部に結合するようにしたことを特
   徴とする特許請求の範囲第８項又は第９項記載の電流源
   部・置０ １ｔ　　抵抗の前記第１トランジスタとは反対側の端部
   において前記並列支路の少くとも或る数の支路に電界効
   果トランジスタの主電流通路を配設し、該主電流通路を
   個別の第１及び第１（・ｚ主端子間に延在させるように
   したことを特徴とする特許請求の範囲第１０項記載の電
   流源配置。 １龜　電流ミラー回路の少くとも１個の出力端子及び入
   力端子を結合回路網を経て電界効果トＩ・ランジスタの
   第２主端子に結合するようにしたことを特徴とする特許
   請求の範囲第１１項記載の電流源配置。 １＆　補正手段の出力端子を電界効果トランジスタのゲ
   ート電極に結合するようにしたことを′・・特徴とする
   特許請求の範囲第１１項又は第１２１項記載の電流源配
   置。