CN116359592A - 检测电路及包含该检测电路的电源管理系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种检测电路及包含该检测电路的电源管理系统。还检测电路包括：阈值电压生成电路，用于生成一阈值电压；电压‑电流转换电路，用于将待检测信号相对于所述阈值电压的偏移电压转换成比例电流；以及电流型逐次逼近量化器，用于基于所述比例电流量化得到待检测信号与阈值电压的比较结果或待检测信号在窗口化的量化结果，电路结构更加简单，成本更低。

Description

检测电路及包含该检测电路的电源管理系统

技术领域

本发明涉及电路技术领域，更具体地涉及一种检测电路及包含该检测电路的电源管理系统。

背景技术

在供电要求较复杂的系统中，通常使用多个DC/DC转换器来产生不同的半导体器件所需要的供电要求。导致一个明显结果就是在产品设计、生产测试及日常使用的过程中，控制和监测这些电源将变得更加复杂。

目前，许多高性能DC/DC转换器仍然通过无源元件产生的模拟信号来进行控制。即使采用最先进的电源电路拓扑，也不得不使用外部的电位器和电容来调节诸如启动时间、输出电压值及开关频率等参数，而且这些参数不能随时更改。

PMBus(电源管理总线)开放标准规范定义了一个用来控制功率转换和管理器件的数字通信协议，其可通过定义传输和物理接口以及命令语言来实现变换器与其他设备的通信。现有的DC/DC变换器，例如IR35201和PXE1610在内部集成了大量的不同类型的ADC(Analog to Digital Converter，模数转换器)和DAC(Digital to Analog Converter，数模转换器)来实现对多个参数进行监控的功能，需要在电路中集成大量的器件，大大提高了芯片的面积和成本。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种结构简单的检测电路和包含该检测电路的电源管理系统，该检测电路以面向需求优化为出发点，以单一结构完成所有的参数的监控和设置需要，大大降低了电路的面积和成本。

根据本发明实施例的一方面，提供了一种检测电路，包括：阈值电压生成电路，用于生成一阈值电压；电压-电流转换电路，用于将待检测信号相对于所述阈值电压的偏移电压转换成比例电流；以及电流型逐次逼近量化器，用于基于所述比例电流量化得到检测结果。

可选的，所述检测结果为所述待检测信号与所述阈值电压的比较结果或所述待检测信号进入所述阈值电压限定窗口内的部分的量化结果。

可选的，所述检测电路还包括：配置为向所述电压-电流转换电路提供失调电压或参考地电压的差分采样开关。

可选的，所述电压-电流转换电路包括：存储电容，其第一端用于与所述阈值生成电路的输出端和所述待检测信号的输入端耦接；第一晶体管，控制端用于与所述存储电容的第二端耦接；第一电阻，第一端用于与所述第一晶体管的第二端耦接，第二端用于经所述差分采样开关与所述失调电压或参考地电压耦接；以及第二晶体管，其控制端用于接收一偏置电压，第二端用于与所述第一晶体管的第一端耦接，第一端用于输出所述比例电流。

可选的，所述电流型逐次逼近量化器包括：运算放大器，第一输入端与所述第二晶体管的第一端耦接，第二输入端与一钳位电压耦接；电流源阵列，用于基于所述钳位电压生成一参考电流，并提供至所述运算放大器的第一输入端；以及比较器，与所述运算放大器的输出端耦接，用于将所述运算放大器的输出量化为所述比较结果。

可选的，当所述检测结果为所述待检测信号与所述阈值电压的比较结果时，所述电流源阵列提供的所述参考电流为固定电流值。

可选的，当所述检测结果为所述待检测信号在所述阈值电压限定的窗口内的量化结果时，所述电流源阵列提供的所述参考电流为可变电流值，通过调节所述参考电流的电流值获得所述量化结果。

可选的，电流型逐次逼近量化器还包括：SAR逻辑电路，用于根据所述比较结果控制所述电流源阵列切换，以逐次逼近的方式调节所述参考电流的电流值，直至量化结束。

可选的，所述检测电路还包括：第一开关，配置为在阈值建立阶段耦接所述存储电容的第一端与所述阈值电压生成电路的输出端；第二开关，配置为在检测阶段将所述存储电容的第一端与所述待检测信号的输入端耦接。

可选的，所述检测电路还包括：第三开关，配置为在所述阈值建立阶段的第一子阶段将所述存储电容的第一端接地，以实现电荷复位。

可选的，所述阈值建立阶段还包括所述第一子阶段之后的第二子阶段，所述阈值电压生成电路配置为在所述第二子阶段生成所述阈值电压。

可选的，所述电压-电流转换电路还包括：第四开关，配置为在所述阈值建立阶段耦接所述第一晶体管的控制端和第一端。

可选的，所述检测电路包括多个输入端，所述检测电路配置为以分时的方式检测所述多个输入端的待检测信号。

可选的，所述检测电路还包括寄存器阵列，用于存储与所述多个输入端的待检测信号对应的多个控制码，所述阈值电压生成电路基于所述寄存器阵列提供的控制码产生对应的阈值电压。

可选的，所述阈值电压生成电路为电容型数模转换器。

根据本发明实施例的另一方面，提供了一种电源管理系统，包括上述的检测电路。

综上所述，本发明的检测电路采用电容型DAC产生窗口下限电压，通过电压-电流转换电路将待检测信号相对于下限电压的偏移电压转换成电流，然后使用电流型逐次比较量化器对该电流进行量化，最终得到待检测信号与下限电压的比较结果或待检测信号在窗口化的量化结果，电路结构更加简单，从而可以大大减小使用该检测电路的电源管理系统的面积，降低电路成本。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚。

图1示出了本发明第一实施例的检测电路的结构示意图；

图2示出了图1中的电流源阵列131的电路示意图；

图3示出了本发明第一实施例的检测电路的时序示意图；

图4示出了本发明第二实施例的检测电路的结构示意图；

图5示出了本发明第三实施例的检测电路的结构示意图；

图6示出了本发明第三实施例的检测电路的时序示意图。

具体实施方式

以下将参照附图更详细地描述本发明。在各个附图中，相同的元件采用类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。此外，在图中可能未示出某些公知的部分。

在下文中描述了本发明的许多特定的细节，例如部件的结构、材料、尺寸、处理工艺和技术，以便更清楚地理解本发明。但正如本领域的技术人员能够理解的那样，可以不按照这些特定的细节来实现本发明。

应当理解，在以下的描述中，“电路”可包括单个或多个组合的硬件电路、可编程电路、状态机电路和/或能存储由可编程电路执行的指令的元件。当称元件或电路“连接到”或者“耦接到”另一元件，或称元件/电路“连接在”或者“耦接在”两个节点之间时，它可以直接耦接或连接到另一元件或者二者之间也可以存在中间元件，元件之间的连接或耦接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

图1示出了本发明第一实施例的检测电路的结构示意图。如图1所示，检测电路100包括阈值电压生成电路110、电压-电流转换电路120和电流型逐次逼近量化器(SuccessiveApproximation Register ADC，SAR ADC)130以及开关S1～S5。其中，阈值电压生成电路120用于生成阈值电压Vb，电压-电流转换电路120采用分时减法的方式将待检测信号Vx相对于所述阈值电压Vb的偏移电压转换成比例电流Ir，电流型逐次逼近量化器130用于接收所述比例电流Ir，并基于所述比例电流Ir量化得到检测结果，其中该检测结果表征为待检测信号Vx与所述阈值电压Vb之间的比较结果。

电压-电流转换电路120包括存储电容CH、晶体管Q1和Q2、以及电阻R1。存储电容CH的第一端经开关S1与阈值电压生成电路110耦接，并且经开关S2与待检测信号Vx的输入端耦接，存储电容CH的第二端与晶体管Q1的控制端耦接。开关S4耦接于晶体管Q1的控制端和第一端之间，晶体管Q1的第二端与电阻R1的第一端耦接，电阻R1的第二端经开关S5与失调电压Vos或地耦接。晶体管Q2的控制端用于接收一偏置电压Vbias，晶体管Q2的第二端与晶体管Q1的第一端耦接，第一端用于输出所述比例电流Ir。

其中，开关S1和S2依次导通，以将阈值电压Vb和待检测信号Vx分别提供至存储电容CH的第一端，所述阈值电压Vb与待检测信号Vx的偏移电压被存储于电容CH。晶体管Q1和电阻R1用于将存储电容CH上的偏移电压转换成电流信号，并通过晶体管Q2进行输出。其中，晶体管Q2和Q1的级联结构用于提高电流信号Ir的源阻抗，偏置电压Vbias的选择需要保证电流信号Ir在最大设计值时晶体管Q2仍工作在线性状态即可。需要说明的是，晶体管Q2主要用于改善电压-电流转换电路120的性能，在另外一些实施例中，也可以将晶体管Q2移除，本发明实施例不对此进行限制。

此外，存储电容CH的第一端还用于经开关S3与地耦接，开关S3用于将存储电容CH接地，以将电容上的电荷复位。

在本实施例中，晶体管Q1和Q2例如为NMOS晶体管，其第一端、第二端和控制端分别为NMOS晶体管的漏极、源极和栅极。

电流型逐次逼近量化器130包括电流源阵列(又称权电流阵列或电流舵DAC)131、运算放大器AMP1以及比较器COMP。电流源阵列131用于生成一参考电流Ic。运算放大器AMP1具有两个输入端和一个输出端，其第一输入端与晶体管Q2的第一端以及电流源阵列131的输出端耦接，第二输入端与钳位电压Vforce耦接，输出端与比较器COMP的输入端耦接，比较器COMP用于将运算放大器AMP1的输出量化为所述比较结果。其中，运算放大器AMP1以电流源阵列131输出的参考电流Ic为负载(晶体管Q2作为电流宿(current sink)，电流源阵列131作为电流源(current source)，二者在运算放大器AMP1的第一输入端互为负载)，放大并输出比例电流Ir与参考电流Ic的结合点与钳位电压Vforce之间的电压差，比较器COMP基于运算放大器AMP1放大后的电压差输出最终的比较结果“0”或“1”。

进一步的，如图2所示，本实施例的电流源阵列131包括运算放大器AMP2、电阻R2、晶体管Q3和Q4、以及多个开关支路S31～S3n。其中，晶体管Q3和电阻R2耦接于电源端Vcs和地之间。运算放大器AMP2具有两个输入端和一个输入端，其第一输入端与电阻R2的第一端耦接，第二输入端与钳位电压Vforce耦接，输出端与晶体管Q3的控制端耦接。当运算放大器AMP2工作在负反馈环路中时，在晶体管Q3中得到电流Iref＝Vforce/R2。晶体管Q4与晶体管Q3构成电流镜，用于将该电流Iref镜像到开关支路S31～S3n中，晶体管Q4的第一端与电源端Vcs耦接，第二端与开关支路S31～S3n的一个公共端耦接，控制端与晶体管Q3的控制端耦接。开关支路S31～S3n例如为宽长比为二进制加权的MOS管组成的二进制加权的电流源阵列，可以通过开关支路S31～S3n的切换，在其另一个公共端得到需要的参考电流Ic。在本实施例中，参考电流Ic为固定的电流值，该电流值的选择主要根据检测的环境进行设置，例如，当处于快速高精度的比较环境时，参考电流Ic的电流值较大；当处于省电的比较环境时，参考电流Ic的电流值较小。

在本实施例中，晶体管Q3和Q4例如为PMOS晶体管，其第一端、第二端和控制端分别为PMOS晶体管的源极、漏极和栅极。

继续参考图1，在一些实施例中，该阈值电压生成电路110可以通过电容型DAC(数模转换器)实现，该电容型DAC可以包括多个权电容器，例如二进制权电容器2^NC···C以及多个开关，通过控制该电容型DAC中的多个开关切换，产生与所述待检测信号Vx相应的阈值电压Vb。在另一些实施例中，所述检测电路100还可以包括寄存器阵列140，所述寄存器阵列140用于存储与所述待检测信号Vx对应的二进制控制码，所述二进制控制码通过控制电容型DAC110中的开关切换，从而产生相应的阈值电压。可以理解，电容型DAC的电路结构以及将二进制控制码转换成对应的模拟电压的电路原理为本领域的常规技术，在此不再赘述。

图3示出了本发明第一实施例的检测电路的时序示意图。在图3中，信号

用于控制开关S1和S4的导通和截止，信号/>

用于控制开关S3的导通和截止，信号/>

用于控制开关S2的导通和截止。本实施例的检测电路的被执行操作于信号/>

处于高电平时的阈值建立阶段和信号/>

处于高电平时的检测阶段这两个阶段，阈值检测阶段进一步包括信号

为高电平的第一子阶段和信号/>

为高电平的第二子阶段。下面参照图3对本实施例的检测电路的工作原理做进一步的说明。

首先，信号

翻转为高电平，开关S1和S4导通，开关S1将存储电容CH的第一端与电容型DAC110的输出端耦接，开关S4将晶体管Q1的控制端和第一端耦接。同时信号/>

翻转为高电平，开关S3导通，将存储电容CH的第一端接地，以使得电容中的电荷复位。当信号

翻转为低电平时，信号/>

翻转为高电平，电容型DAC110根据寄存器阵列140提供的控制码进行开关切换，输出所述阈值电压Vb，并储存到存储电容CH上。

之后，信号

翻转为高电平，开关S2导通，开关S2将存储电容CH的第一端与待检测信号Vx的输入端耦接，待检测信号Vx被提供至存储电容CH。由于存储电容CH上已经存储了阈值电压Vb，因此通过晶体管Q1和电阻R1将待检测信号Vx相对于阈值电压Vb的偏移电压转换成比例电流，并通过之后的电流型逐次逼近量化器130基于比例电流量化输出比较结果。进一步的，当获取该待检测信号Vx时需要在窗口化之外进一步做差分化时，例如在采集负载点的工作电压时需要即时扣除回流路径的压降，可在检测阶段/>

通过差分采样开关S5向电压-电流转换电路120接入相应的失调电压Vos。

进一步的，图3中还包括位于信号

之前的延时信号/>

延时信号/>

用于避免电路中的开关贯通。

图4示出了本发明第二实施例的检测电路的结构示意图。本实施例的检测电路200与第一实施例的检测电路100的区别在于：输出的检测结果为待检测信号Vx进入所述阈值电压Vb限定窗口内的部分的量化结果，即待检测信号Vx在所述窗口内的部分的数字结果。在本实施例中，电流源阵列131提供的参考电流Ic为可变的电流值，通过逐次逼近的方式调节参考电流Ic的电流值，最终获得该量化结果。

进一步的，本实施例的检测电路200与第一实施例的检测电路100相比，电流型逐次逼近量化器130还包括SAR逻辑电路132，SAR逻辑电路132用于根据比较器COMP输出的比较结果“0”和“1”控制电流源阵列131中的SAR(逐次逼近)变换，以逐次逼近方式从高到低不断产生SAR ADC的每一位输出，直到整个量化结束，最终得到所述待检测信号Vx在窗口内的数字结果。可以理解，SAR逻辑电路132根据比较器COMP的输出控制电流源阵列131中的SAR变换的原理为本领域的常规技术，在此不再赘述。

需要说明的是，本实施例的检测电路200同样可以采用图3中的时序图进行控制，与第一实施例的检测电路100的区别仅在于信号

处于高电平时的检测阶段，当信号/>

处于高电平时，待检测信号Vx同样被提供至存储电容CH，然后通过晶体管Q1和电阻R1将待检测信号Vx相对于阈值电压Vb的偏移电压转换成比例电流，并通过比较器AMP1和放大器COMP以电流源阵列131为负载输出比较结果，之后本实施例的检测电路200进一步包括通过SAR逻辑电路132根据比较结果控制电流源阵列131进行SAR变换，最终得到待检测信号Vx的量化结果。

需要说明的是，本实施例的检测电路200作为检测电路100进一步改进的方案，可以同时具有阈值比较和信号量化这两种功能。当用作阈值比较时，只需要断开SAR逻辑电路132，使得电流源阵列131输出一个固定电流值的参考电流Ic，当用作信号量化时，只需要将SAR逻辑电路132再次接入电路即可，最终在一个电路中同时实现了阈值比较和量化这两种功能，可以大大降低电路的规模和成本。

图5和图6分别示出了本发明第三实施例的检测电路的结构示意图

和时序示意图。本实施例的检测电路300与第二实施例的检测电路200

的区别在于：检测电路300包括多个输入端，以及多个开关S21～S2n，检测电路300按照一定的节拍分时检测多个输入端的待检测信号Vx1～Vxn，并根据具体的要求对输入的待检测信号执行阈值比较或量化的操作。如图6所示，时序信号CLK包括第1时间片至第n时间片，检测电路300配置为在每个时间片对相应输入端口的待检测信号进行检测。进一步的，检测电路300在每个时间片的操作还包括信号

为高电平的阈值建立阶段和信号/>

为高电平的检测阶段，并且阈值建立阶段还包括信号/>

为高电平的第一子阶段和信号

为高电平的第二子阶段。

进一步的，本实施例的检测电路300的寄存器阵列140还存储有多个二进制控制码，所述多个二进制控制码与多个输入端的待检测信号一一对应，电容型DAC110配置为在阈值建立阶段基于寄存器阵列140提供的二进制控制码产生与当前输入的待检测信号相对应的阈值电压Vb。

以待检测信号Vx1为例，当信号

为高电平时，检测电路300处于阈值建立阶段，开关S1将存储电容CH的第一端与电容型DAC110的输出端耦接，开关S4将晶体管Q1的第一端和控制端耦接。同时信号/>

处于高电平，存储电容CH对地放电，以将电容上的电荷复位。当信号/>

翻转为低电平时，信号/>

翻转为高电平，电容型DAC110根据寄存器阵列140提供的二进制控制码产生与待检测信号Vx1相应的阈值电压Vb。当信号/>

翻转为低电平后，经过一死区时间/>

信号/>

翻转为高电平，检测电路300进入检测阶段，开关S21导通，将待检测信号Vx1与存储电容CH耦接，同时根据待检测信号Vx1的具体要求在后级电路中建立比较器或电流型SAR变换，输出待检测信号Vx1与阈值电压Vb的比较结果或者待检测信号Vx1在阈值电压Vb限定的窗口内的量化结果。同样的，若待检测信号Vx1需要在窗口化之外做一定的差分化，可在检测阶段/>

通过差分采样开关S5向电压-电流转换电路120提供一定的失调电压Vos。

在另外一些实施例中，本发明还提供了一种电源管理系统，该电源管理系统包括上述的检测电路，所述检测电路通过电源管理总线(power management bus，PMBus)接口与供电单元连接，以读取供电单元的输入电压、输出电压或输出电压偏移等各种参数，并对这些参数进行阈值比较和量化，以单一的电路结构完成了所有参数的监控和设置需要，大大降低了电源管理的电路成本。

综上所述，本发明的检测电路采用电容型DAC产生窗口下限电压，通过电压-电流转换电路将待检测信号相对于下限电压的偏移电压转换成电流，然后使用电流型逐次比较量化器对该电流进行量化，最终得到待检测信号与下限电压的比较结果或待检测信号在窗口化的量化结果，电路结构更加简单，从而可以大大减小使用该检测电路的电源管理系统的面积，降低电路成本。

在进一步的实施例中，检测电路复用电流型逐次逼近量化器中的电流源阵列做负载进行阈值比较或进行比例电流的量化，有利于节省电路元件，进一步减小电路面积。

在进一步的实施例中，检测电路使用电容型DAC和电流型SAR ADC的组合对参数进行窗口量化，由于电流型SAR ADC的量化范围覆盖了电容型DAC的不同量化位，所以针对相同的参数可以通过不同的DAC位和ADC位组合完成多次量化，以便利用多次量化平均以减小量化误差，改善了量化精度。

本领域普通技术人员可以理解，本文中使用的与电路运行相关的词语“期间”、“当”和“当……时”不是表示在启动动作开始时立即发生的动作的严格术语，而是在其与启动动作所发起的反应动作(reaction)之间可能存在一些小的但是合理的一个或多个延迟，例如各种传输延迟等。本文中使用词语“大约”或者“基本上”意指要素值(element)具有预期接近所声明的值或位置的参数。然而，如本领域所周知的，总是存在微小的偏差使得该值或位置难以严格为所声明的值。本领域已恰当的确定了，至少百分之十(10％)(对于半导体掺杂浓度，至少百分之二十(20％))的偏差是偏离所描述的准确的理想目标的合理偏差。当结合信号状态使用时，信号的实际电压值或逻辑状态(例如“1”或“0”)取决于使用正逻辑还是负逻辑。

此外，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (16)

1.一种检测电路，包括：

阈值电压生成电路，用于生成一阈值电压；

电压-电流转换电路，用于将待检测信号相对于所述阈值电压的偏移电压转换成比例电流；以及

电流型逐次逼近量化器，用于基于所述比例电流量化得到检测结果。

2.根据权利要求1所述的检测电路，其中，所述检测结果为所述待检测信号与所述阈值电压的比较结果或所述待检测信号进入所述阈值电压限定窗口内的部分的量化结果。

3.根据权利要求2所述的检测电路，其中，还包括：

配置为向所述电压-电流转换电路提供失调电压或参考地电压的差分采样开关。

4.根据权利要求3所述的检测电路，其中，所述电压-电流转换电路包括：

存储电容，其第一端用于与所述阈值生成电路的输出端和所述待检测信号的输入端耦接；

第一晶体管，控制端用于与所述存储电容的第二端耦接；

第一电阻，第一端用于与所述第一晶体管的第二端耦接，第二端用于经所述差分采样开关与所述失调电压或参考地电压耦接；以及

第二晶体管，其控制端用于接收一偏置电压，第二端用于与所述第一晶体管的第一端耦接，第一端用于输出所述比例电流。

5.根据权利要求4所述的检测电路，其中，所述电流型逐次逼近量化器包括：

运算放大器，第一输入端与所述第二晶体管的第一端耦接，第二输入端与一钳位电压耦接；

电流源阵列，用于基于所述钳位电压生成一参考电流，并提供至所述运算放大器的第一输入端；以及

比较器，与所述运算放大器的输出端耦接，用于将所述运算放大器的输出量化为所述比较结果。

6.根据权利要求5所述的检测电路，其中，当所述检测结果为所述待检测信号与所述阈值电压的比较结果时，所述电流源阵列提供的所述参考电流为固定电流值。

7.根据权利要求5所述的检测电路，其中，当所述检测结果为所述待检测信号在所述阈值电压限定的窗口内的量化结果时，所述电流源阵列提供的所述参考电流为可变电流值，通过调节所述参考电流的电流值获得所述量化结果。

8.根据权利要求7所述的检测电路，其中，电流型逐次逼近量化器还包括：

SAR逻辑电路，用于根据所述比较结果控制所述电流源阵列切换，以逐次逼近的方式调节所述参考电流的电流值，直至量化结束。

9.根据权利要求4所述的检测电路，其中，还包括：

第一开关，配置为在阈值建立阶段耦接所述存储电容的第一端与所述阈值电压生成电路的输出端；

第二开关，配置为在检测阶段耦接将所述存储电容的第一端与所述待检测信号的输入端。

10.根据权利要求9所述的检测电路，其中，还包括：

第三开关，配置为在所述阈值建立阶段的第一子阶段将所述存储电容的第一端接地，以实现电荷复位。

11.根据权利要求10所述的检测电路，其中，所述阈值建立阶段还包括所述第一子阶段之后的第二子阶段，所述阈值电压生成电路配置为在所述第二子阶段生成所述阈值电压。

12.根据权利要求9所述的检测电路，其中，所述电压-电流转换电路还包括：

第四开关，配置为在所述阈值建立阶段耦接所述第一晶体管的控制端和第一端。

13.根据权利要求1所述的检测电路，其中，所述检测电路包括多个输入端，所述检测电路配置为以分时的方式检测所述多个输入端的待检测信号。

14.根据权利要求13所述的检测电路，其中，还包括寄存器阵列，用于存储与所述多个输入端的待检测信号对应的多个控制码，所述阈值电压生成电路基于所述寄存器阵列提供的控制码产生对应的阈值电压。

15.根据权利要求14所述的检测电路，其中，所述阈值电压生成电路为电容型数模转换器。

16.一种电源管理系统，包括权利要求1至15任一项所述的检测电路。

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