JPS59125121A - R―2rラダーデジタル―アナログ変換回路 - Google Patents
R―2rラダーデジタル―アナログ変換回路Info
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- JPS59125121A JPS59125121A JP57233909A JP23390982A JPS59125121A JP S59125121 A JPS59125121 A JP S59125121A JP 57233909 A JP57233909 A JP 57233909A JP 23390982 A JP23390982 A JP 23390982A JP S59125121 A JPS59125121 A JP S59125121A
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- resistance value
- digital
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/66—Digital/analogue converters
- H03M1/74—Simultaneous conversion
- H03M1/78—Simultaneous conversion using ladder network
- H03M1/785—Simultaneous conversion using ladder network using resistors, i.e. R-2R ladders
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(1)発明の技術分野
本発明はデジタル−アナログ(D/A)変換回路に係り
、特にはしご型D/A変換回路を集積回路化したときに
生ずる基板バイアスの影響を除去したD/A変換回路に
関する。
、特にはしご型D/A変換回路を集積回路化したときに
生ずる基板バイアスの影響を除去したD/A変換回路に
関する。
(2)技術の背景
デジタル信号をアナログ信号に変換するD/A変換回路
は種々のものが提案されているが原理的には第1図に示
すように入力のデジタル信号Ao。
は種々のものが提案されているが原理的には第1図に示
すように入力のデジタル信号Ao。
A + 、 ・・・、Anはレジスフ等に貯えられて
いて複数の例えばインバータ構成によるスイッチ手段1
0.12. ・・・、Inをコントロールし、基準の
電圧V refはスイッチ手段jo、[1,・・・、I
nを通じて抵抗回路網1に与えられ各コードの各桁の重
みづりによってアナログ出力電圧■。いが出力されてい
る、このアナログ出力電圧■ユは下記の式で表される。
いて複数の例えばインバータ構成によるスイッチ手段1
0.12. ・・・、Inをコントロールし、基準の
電圧V refはスイッチ手段jo、[1,・・・、I
nを通じて抵抗回路網1に与えられ各コードの各桁の重
みづりによってアナログ出力電圧■。いが出力されてい
る、このアナログ出力電圧■ユは下記の式で表される。
V、、、=Vref (A +/2+A 2/2 ’
、 ・・・・、An/2’、) ・・・・・(1
)第2図は第1図に示した系統図を集積化してインパー
ク構成のスイッチ手段Io、l+、 ・・・。
、 ・・・・、An/2’、) ・・・・・(1
)第2図は第1図に示した系統図を集積化してインパー
ク構成のスイッチ手段Io、l+、 ・・・。
InをC0M5 (相補型金属・酸化膜半導体)化した
もので各スイッチ手段1o、l 1. ・・・。
もので各スイッチ手段1o、l 1. ・・・。
InはP型及びN型のMO3より構成され、P型及びN
型MO3のゲートは共通接続されてデジタル信号のAo
、A1. ・・・、Anの加わる入力端子に接続され
、P型MO3のドレインとN型MO3のソースは共通接
続されて共通接続点より抵抗回路網の2Rの抵抗器に接
続されている。P型MO3のソースは基準電圧源のV
refに、N型MO3のトレインは接地電位に接続され
、各2Rの抵抗器間には上記2Rの半分の抵抗値を有す
る抵抗器R,R・・・接続され終α11.1に一端が接
続された2Rの抵抗器に接続されている。
型MO3のゲートは共通接続されてデジタル信号のAo
、A1. ・・・、Anの加わる入力端子に接続され
、P型MO3のドレインとN型MO3のソースは共通接
続されて共通接続点より抵抗回路網の2Rの抵抗器に接
続されている。P型MO3のソースは基準電圧源のV
refに、N型MO3のトレインは接地電位に接続され
、各2Rの抵抗器間には上記2Rの半分の抵抗値を有す
る抵抗器R,R・・・接続され終α11.1に一端が接
続された2Rの抵抗器に接続されている。
上記構成゛においてインバータ構成のスイッチ手段In
、+1. ・・・、Inのゲートにコード信号に応じ
た′1”、0”のデジタル信号が加えられるとスイッチ
手段は接地電位の0■または基準電圧源のV refの
電圧をP−MO8のルインおよびN−MO3のソースの
共通点0に出力する。
、+1. ・・・、Inのゲートにコード信号に応じ
た′1”、0”のデジタル信号が加えられるとスイッチ
手段は接地電位の0■または基準電圧源のV refの
電圧をP−MO8のルインおよびN−MO3のソースの
共通点0に出力する。
例えば、第1番目〜第n番目のスイッチ手段1oのゲー
トにΔo=AI=A2. ・・+、An一1のデジタ
ル信号が加えられるとP−MO3はゲート電位の上昇に
より「オフ」状態にN−MO8は「オン」状態となるの
でP−MOSのドレインとN−MO3のソースの共通点
0は接地電位となる。
トにΔo=AI=A2. ・・+、An一1のデジタ
ル信号が加えられるとP−MO3はゲート電位の上昇に
より「オフ」状態にN−MO8は「オン」状態となるの
でP−MOSのドレインとN−MO3のソースの共通点
0は接地電位となる。
ゲートにA o =A + =A 2. ・・・、
An=0のデジタル信号が加えられるとN−MO3は「
オフ」状態にP−MO3は「オン」状態になって共通点
0は基準電圧源の電位V refとなる。このように接
地電位または基準電位を抵抗回路網1に与えることで各
桁毎の重みづけのなされたアナログ出力電圧■ユが取り
だせるようになされる。
An=0のデジタル信号が加えられるとN−MO3は「
オフ」状態にP−MO3は「オン」状態になって共通点
0は基準電圧源の電位V refとなる。このように接
地電位または基準電位を抵抗回路網1に与えることで各
桁毎の重みづけのなされたアナログ出力電圧■ユが取り
だせるようになされる。
このようなり/A変換回路を集積化する場合には精密な
抵抗値を必要とし集積化をむづがしくしていると共に集
積化したときの基板に加えるバイアス電圧の影響が抵抗
値に無視できない影響を与える問題が生ずる。
抵抗値を必要とし集積化をむづがしくしていると共に集
積化したときの基板に加えるバイアス電圧の影響が抵抗
値に無視できない影響を与える問題が生ずる。
(3)従来技術の問題点
上述したD/A変換回路を集積化し抵抗回路網を基板に
形成する場合の構成を第3図に示す。
形成する場合の構成を第3図に示す。
2は例えはシリコン等のN型基板で、該基板上にフィル
ド酸化膜3を形成してP型ウェル4を該基板2内に形成
して、該P型ウェル4内に電極用のN + +拡散層5
,5と、該N+1拡散層間に抵抗器2RおよびRを構成
するN+拡散層6を形成し、PSG (燐シリカガラス
)等の絶線膜7を形成後に窓開きを行って電極用のアル
ミニュウム8゜9を窓開き部に形成して抵抗器を構成す
る。
ド酸化膜3を形成してP型ウェル4を該基板2内に形成
して、該P型ウェル4内に電極用のN + +拡散層5
,5と、該N+1拡散層間に抵抗器2RおよびRを構成
するN+拡散層6を形成し、PSG (燐シリカガラス
)等の絶線膜7を形成後に窓開きを行って電極用のアル
ミニュウム8゜9を窓開き部に形成して抵抗器を構成す
る。
抵抗器の抵抗値Rはよく知られているようにR=Ra
・又/W ・ ・・・・・・ ・・(2)但し、Ra
−シート抵抗値、又は上記抵抗ではN+拡散層の長さ、
WはN+拡散層の幅である。
・又/W ・ ・・・・・・ ・・(2)但し、Ra
−シート抵抗値、又は上記抵抗ではN+拡散層の長さ、
WはN+拡散層の幅である。
で表される。
抵抗値ばN+拡散層に拡散するドース量、N+拡散層の
長さ及び幅又およびWの関数であり、これらを調整する
ことで抵抗値を所定範囲内で適宜の値に選択することは
可能である。
長さ及び幅又およびWの関数であり、これらを調整する
ことで抵抗値を所定範囲内で適宜の値に選択することは
可能である。
一般に抵抗器の使用状態ではCMO3のN型では基板2
に素子分離のためにバイアス電圧を加える。一般には5
■程度の電圧を加え、電極8には同じ<5Vの電圧を電
極9はOVの電位であるために電極8例の電位は基板2
を基準に考えるとOV、電極9側の電位は基板2を基準
に考えれば一5Vとなる。すなわち、N+拡散層6の基
準2に対する依存性として第4図の如く横軸に基板とN
+拡散層間のパンク電圧(電位差)をとり、縦軸にシー
ト抵抗値をとるとパンク電圧が増加するにしたがってシ
ート抵抗値が増加する曲線10のような特性を示す。こ
の結果、電極8近 のN+拡散層6の抵抗値は電位差が
0■であるためには符号11で示す抵抗値を示し、電位
差が一5■ある電極9側でば符号12で示すような高い
抵抗値を示すことになり、設計の段階で上記した(2)
式により精確な抵抗値を設定しても基板のバイアス電圧
による影響は避けられなかった。このために第2図に示
すような抵抗回路網を持つD/八へ換回路を集積化する
と第5図に示すように横軸にデジタル入力を縦軸にアナ
ログ出力をとると曲線13で示すように大きな非直性線
を示すことになる。
に素子分離のためにバイアス電圧を加える。一般には5
■程度の電圧を加え、電極8には同じ<5Vの電圧を電
極9はOVの電位であるために電極8例の電位は基板2
を基準に考えるとOV、電極9側の電位は基板2を基準
に考えれば一5Vとなる。すなわち、N+拡散層6の基
準2に対する依存性として第4図の如く横軸に基板とN
+拡散層間のパンク電圧(電位差)をとり、縦軸にシー
ト抵抗値をとるとパンク電圧が増加するにしたがってシ
ート抵抗値が増加する曲線10のような特性を示す。こ
の結果、電極8近 のN+拡散層6の抵抗値は電位差が
0■であるためには符号11で示す抵抗値を示し、電位
差が一5■ある電極9側でば符号12で示すような高い
抵抗値を示すことになり、設計の段階で上記した(2)
式により精確な抵抗値を設定しても基板のバイアス電圧
による影響は避けられなかった。このために第2図に示
すような抵抗回路網を持つD/八へ換回路を集積化する
と第5図に示すように横軸にデジタル入力を縦軸にアナ
ログ出力をとると曲線13で示すように大きな非直性線
を示すことになる。
上記実施例ではN型の抵抗器について考慮したがP型で
構成させた場合も上述したと同様の現象によってデジタ
ル人力−アナログ出力特性はN型とは反対の第5図の曲
線14で示すような特性となってN型抵抗器と同じよう
な弊害を生じていた。
構成させた場合も上述したと同様の現象によってデジタ
ル人力−アナログ出力特性はN型とは反対の第5図の曲
線14で示すような特性となってN型抵抗器と同じよう
な弊害を生じていた。
(4)発明の目的
本発明は上記欠点に鑑みD/A変換回路を集積化した場
合に入力デジタル信号に対するアナログ出力の直性線を
高めることを第1の目的とするものである。
合に入力デジタル信号に対するアナログ出力の直性線を
高めることを第1の目的とするものである。
本発明の第2の目的はN+またはP+等の抵抗器用拡散
層の幅および長さを予めバイアス電圧の影響骨だけ増減
させることで極めて簡単に直線性の補正を行うようにし
たD/八へ換回路を提供することにある。
層の幅および長さを予めバイアス電圧の影響骨だけ増減
させることで極めて簡単に直線性の補正を行うようにし
たD/八へ換回路を提供することにある。
(5)発明の構成
この目的は本発明によれば、デジタル入力信号によって
それぞれスイッチング動作を行う複数のスイッチ手段と
、該スイッチ手段に接続された抵抗回路網を有し、該ス
イッチ手段の1つはスイン◆ チング動作により、異なる抵抗値を有する。第1、第2
の抵抗の一方を介して、該抵抗回路網の出力端を電源又
は、接地に接続するようにしたことを特徴とするデジタ
ル−アナログ変換回路を提供するものである。
それぞれスイッチング動作を行う複数のスイッチ手段と
、該スイッチ手段に接続された抵抗回路網を有し、該ス
イッチ手段の1つはスイン◆ チング動作により、異なる抵抗値を有する。第1、第2
の抵抗の一方を介して、該抵抗回路網の出力端を電源又
は、接地に接続するようにしたことを特徴とするデジタ
ル−アナログ変換回路を提供するものである。
(6)発明の実施例
以下、本発明の一実施例を第6図および第7図について
説明する。
説明する。
第6図は本発明の一実施例を示すD/A変換回路であり
、第2図と同一部分は同一符号を付して重複説明を省略
するも、本発明では第1のインバータ構成のスイッチン
グ手段io(点線15内)のみその構成が異なり他は第
2図と同様である。
、第2図と同一部分は同一符号を付して重複説明を省略
するも、本発明では第1のインバータ構成のスイッチン
グ手段io(点線15内)のみその構成が異なり他は第
2図と同様である。
即ち、P−MO3のトランジスタTr1とN−MO8の
トランジスタTr2のc−MO8jR成された第7#目
のインバータ構成のスイッチ手段I。
トランジスタTr2のc−MO8jR成された第7#目
のインバータ構成のスイッチ手段I。
はP−MO3のトランジスタTr+のドレインとN−M
O3のトランジスタTr2のソース間に第1および第2
の抵抗器Rに対し2倍の抵抗値を持つ2R”および2R
”を直列に接続し2つの抵抗器の接続点を出力端■。L
ITに接続したものであり、第2図においてはP−MO
Sが“オン”した時もN−MO3が“オン”した時も共
に共通の2Rの抵抗器2Rを通して出力されたが、本発
明の場合はP−MO5のトランジスタTr+が“オン”
した時は第1の抵抗器2R’ を通じて、N−MO3の
トランジスタTr2が゛′オン”した時は抵抗器2R゛
を通して■。LITにアナログ信号が出力されるように
なされる。
O3のトランジスタTr2のソース間に第1および第2
の抵抗器Rに対し2倍の抵抗値を持つ2R”および2R
”を直列に接続し2つの抵抗器の接続点を出力端■。L
ITに接続したものであり、第2図においてはP−MO
Sが“オン”した時もN−MO3が“オン”した時も共
に共通の2Rの抵抗器2Rを通して出力されたが、本発
明の場合はP−MO5のトランジスタTr+が“オン”
した時は第1の抵抗器2R’ を通じて、N−MO3の
トランジスタTr2が゛′オン”した時は抵抗器2R゛
を通して■。LITにアナログ信号が出力されるように
なされる。
かくすれば2R’ および2R”で表される抵抗値を所
定の値に第4図で示すハック電圧による違い分だけ予め
補正しておけば基板バイアスの影響を除去できる。即ち
P−MOSのトランジスタTr+が“オン”した時の抵
抗器2R’ の抵抗値はアナログ信号出力が第5図の曲
線14のようムこデジタル入力に対し凸状のカーブを画
くので予め抵抗値を減少させ、例えばシートの抵抗値の
P+拡散層6の長さ文を短くするようにし、N−M O
8のトランジスタTr2がパオン”した時の抵抗器2R
”の抵抗値はアナログ信号出力が第5図の曲線13のよ
うにデジタル入力に対し凹状のカーブを画くので予め抵
抗値を増加させ例えばシート抵抗値、N+拡散層6の又
をながくするようにしておく、上記実施例では拡肢抵抗
器の長さ又を調整したが、勿論幅Wや拡散のドーズ量を
調整して固有抵抗Raを変化させてもよい。このように
抵抗器2R’、2R”を別々に動作させるとデジタル入
力に対するアナログ出力電圧は第5図の曲線16および
17で示されるように基板のバイアスによって抵抗値の
見掛上の違いに基づくアナログ出力レベル差を補正する
ことが可能となる。曲線16はN型の抵抗器を曲線17
はP型の抵ml器を示している。
定の値に第4図で示すハック電圧による違い分だけ予め
補正しておけば基板バイアスの影響を除去できる。即ち
P−MOSのトランジスタTr+が“オン”した時の抵
抗器2R’ の抵抗値はアナログ信号出力が第5図の曲
線14のようムこデジタル入力に対し凸状のカーブを画
くので予め抵抗値を減少させ、例えばシートの抵抗値の
P+拡散層6の長さ文を短くするようにし、N−M O
8のトランジスタTr2がパオン”した時の抵抗器2R
”の抵抗値はアナログ信号出力が第5図の曲線13のよ
うにデジタル入力に対し凹状のカーブを画くので予め抵
抗値を増加させ例えばシート抵抗値、N+拡散層6の又
をながくするようにしておく、上記実施例では拡肢抵抗
器の長さ又を調整したが、勿論幅Wや拡散のドーズ量を
調整して固有抵抗Raを変化させてもよい。このように
抵抗器2R’、2R”を別々に動作させるとデジタル入
力に対するアナログ出力電圧は第5図の曲線16および
17で示されるように基板のバイアスによって抵抗値の
見掛上の違いに基づくアナログ出力レベル差を補正する
ことが可能となる。曲線16はN型の抵抗器を曲線17
はP型の抵ml器を示している。
上記の抵抗4f/i2R’、2R”を接続した点線部分
15の動作を説明すると第6図において入力デジタル信
号Aoが1”の時P−MOSトランジスタ外〉は゛オフ
”状態でありN−MO3のトランジスタTr2が゛′オ
ン”状態となるので抵抗器2Rパを通して出力点O゛は
接地電位となされる。
15の動作を説明すると第6図において入力デジタル信
号Aoが1”の時P−MOSトランジスタ外〉は゛オフ
”状態でありN−MO3のトランジスタTr2が゛′オ
ン”状態となるので抵抗器2Rパを通して出力点O゛は
接地電位となされる。
人力デジタル信号Aoが” o ”の時はP−MOSの
トランジスタTr+はパオン”状態でありN−M OS
のトランジスタTr2が“オフ”状態となるので抵抗器
2R’ を通して出力点0゛は基準電位V refなさ
れる。よって予め2R’、2R”で示す抵抗器を基板の
バイアス電圧によって生ずるハック電圧骨だけ抵抗値を
補正しておけば第5図16.17の曲線のようなアナロ
グ出力を得ることが可能となる。
トランジスタTr+はパオン”状態でありN−M OS
のトランジスタTr2が“オフ”状態となるので抵抗器
2R’ を通して出力点0゛は基準電位V refなさ
れる。よって予め2R’、2R”で示す抵抗器を基板の
バイアス電圧によって生ずるハック電圧骨だけ抵抗値を
補正しておけば第5図16.17の曲線のようなアナロ
グ出力を得ることが可能となる。
実際の抵抗値の補正量は第2図で示す従来のD/A変換
回路の抵抗器RのRa=]KΩ/口、幅W=10μ、長
さA=250μで抵抗器2RとしてRa=IKΩ/口、
幅w=10μ、長さ又は500μであるとすれば、第6
図の補正抵抗器2R’ではRa=IKΩ/口、幅w=1
0/j、長さβ−485μに補正抵抗器2R”ではRa
=1にΩ/口、幅W=10μ、長さ7!=520μのも
のを用いることができる。
回路の抵抗器RのRa=]KΩ/口、幅W=10μ、長
さA=250μで抵抗器2RとしてRa=IKΩ/口、
幅w=10μ、長さ又は500μであるとすれば、第6
図の補正抵抗器2R’ではRa=IKΩ/口、幅w=1
0/j、長さβ−485μに補正抵抗器2R”ではRa
=1にΩ/口、幅W=10μ、長さ7!=520μのも
のを用いることができる。
この場合、補正抵抗器2R’ は3%、2R”は4%の
抵抗値補正を行ったがこれらは設計に応じて適宜するこ
とは勿論である。
抵抗値補正を行ったがこれらは設計に応じて適宜するこ
とは勿論である。
第7図は本発明の他の実施例を示すものであり、第6図
では第1番目の(MSB)のスイッチ手段■oのみを補
正抵抗器2R’ 、2R”によって補正したがデジタル
入力信号A O% A 1−−−−− A nのすべて
の桁の抵抗値補正を行ったものであり、これらの補正は
MSBより2桁目まで、またば3桁目まで等任意に選択
できることは勿論である。
では第1番目の(MSB)のスイッチ手段■oのみを補
正抵抗器2R’ 、2R”によって補正したがデジタル
入力信号A O% A 1−−−−− A nのすべて
の桁の抵抗値補正を行ったものであり、これらの補正は
MSBより2桁目まで、またば3桁目まで等任意に選択
できることは勿論である。
(7)発明の効果
以上詳記したように本発明のD/A変換回路によれば基
板に加えるバイアスのハック電圧による集積抵抗器の抵
抗値変化を補正し得て、デジタル入力信号に対するアナ
ログ出力信号の直線性を改善し得る特徴を有する
板に加えるバイアスのハック電圧による集積抵抗器の抵
抗値変化を補正し得て、デジタル入力信号に対するアナ
ログ出力信号の直線性を改善し得る特徴を有する
第1図は従来のD/A変換回路の系統図、第2図は第1
図の具体的な回路図、第3図は従来の集積化した抵抗器
の側断面図、第4図は集積化した抵抗器のバイアス電圧
によるハック電圧とシート抵抗値との関係を説明する特
性図、第5図は本発明と従来のデジタル入力とアナログ
出力との関係を示す曲線図、第6図は本発明のD/A変
換回路の集積化した場合の具体的な回路図、第7図は本
発明の他の実施例を説明するD/A変換回路の集積化し
た場合の具体的な回路図である。 ■・・・・・・抵抗回路網、 2・・・・・・基板
、 4・・・・・・ウェル、 5・・・・・・電極
拡散層、 6・・・・・・抵抗拡散層、 7・・・
・・・絶線層、 8.9・・・・・・電極、 I
o、I+、■2・・・In・・・・・・スイッチ手段、
R,2R,2R”、2R”・・・・・・抵抗器、
八〇、、A1、Δ2・・・An・・・・・・デジタル
入力。 第1図 第−2図 (門b+5) 第3図 第4図 VsIJB衆存性→
図の具体的な回路図、第3図は従来の集積化した抵抗器
の側断面図、第4図は集積化した抵抗器のバイアス電圧
によるハック電圧とシート抵抗値との関係を説明する特
性図、第5図は本発明と従来のデジタル入力とアナログ
出力との関係を示す曲線図、第6図は本発明のD/A変
換回路の集積化した場合の具体的な回路図、第7図は本
発明の他の実施例を説明するD/A変換回路の集積化し
た場合の具体的な回路図である。 ■・・・・・・抵抗回路網、 2・・・・・・基板
、 4・・・・・・ウェル、 5・・・・・・電極
拡散層、 6・・・・・・抵抗拡散層、 7・・・
・・・絶線層、 8.9・・・・・・電極、 I
o、I+、■2・・・In・・・・・・スイッチ手段、
R,2R,2R”、2R”・・・・・・抵抗器、
八〇、、A1、Δ2・・・An・・・・・・デジタル
入力。 第1図 第−2図 (門b+5) 第3図 第4図 VsIJB衆存性→
Claims (2)
- (1)デジタル入力信号によってそれぞれスイッチング
動作を行う複数のスイッチ手段と、該スイッチ手段に接
続された抵抗回路網を有し、該スイッチ手段の1つはス
イッチング動作により、異なる抵抗値を有する。第1、
第2の抵抗の一方を介して、該抵抗回路網の出力端を電
源又は、接地に接続するようにしたことを特徴とするデ
ジタル−アナログ変換回路。 - (2)前記1つのスイッチ手段は、デジタル人力信号の
最上位ビットの信号によりオン・オフ動作することを特
徴とする特許請求の範囲第1項記載のデジタル−アナロ
グ変換回路。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57233909A JPS59125121A (ja) | 1982-12-29 | 1982-12-29 | R―2rラダーデジタル―アナログ変換回路 |
EP83307559A EP0113216B1 (en) | 1982-12-29 | 1983-12-13 | Digital analog converter |
DE8383307559T DE3380197D1 (en) | 1982-12-29 | 1983-12-13 | Digital analog converter |
US06/847,093 US4713649A (en) | 1982-12-29 | 1986-04-02 | Bias voltage compensated integrated circuit digital-to-analog converter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57233909A JPS59125121A (ja) | 1982-12-29 | 1982-12-29 | R―2rラダーデジタル―アナログ変換回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59125121A true JPS59125121A (ja) | 1984-07-19 |
JPS6351609B2 JPS6351609B2 (ja) | 1988-10-14 |
Family
ID=16962480
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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