JPS60132422A - デイジタルアナログ変換器 - Google Patents
デイジタルアナログ変換器Info
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- JPS60132422A JPS60132422A JP58239621A JP23962183A JPS60132422A JP S60132422 A JPS60132422 A JP S60132422A JP 58239621 A JP58239621 A JP 58239621A JP 23962183 A JP23962183 A JP 23962183A JP S60132422 A JPS60132422 A JP S60132422A
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- voltage
- converter
- signal
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/10—Calibration or testing
- H03M1/1009—Calibration
- H03M1/1033—Calibration over the full range of the converter, e.g. for correcting differential non-linearity
- H03M1/1038—Calibration over the full range of the converter, e.g. for correcting differential non-linearity by storing corrected or correction values in one or more digital look-up tables
- H03M1/1042—Calibration over the full range of the converter, e.g. for correcting differential non-linearity by storing corrected or correction values in one or more digital look-up tables the look-up table containing corrected values for replacing the original digital values
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(発明の分野)
本発明はディジタルアナログ変換器、特に抵抗分圧回路
を含むコンデンサアレイ型のディジタルアナログ変換器
(以下D/p、変換器と称す)に関するものでめる0 (従来技術) 近年、コンデンサアレイ型のD/A変換器は、MOS
I C化が容易であるので、ディジタル電子装置の出力
手段として用途が増加している。
を含むコンデンサアレイ型のディジタルアナログ変換器
(以下D/p、変換器と称す)に関するものでめる0 (従来技術) 近年、コンデンサアレイ型のD/A変換器は、MOS
I C化が容易であるので、ディジタル電子装置の出力
手段として用途が増加している。
コンデンサアレイに使用される多数の重み付けされた容
量は一般にMOSキャi<’シタで形成され他の受動素
子よシ寸法精度が得られるため、この型のD/A変換器
に高精度特性を与えることができる。
量は一般にMOSキャi<’シタで形成され他の受動素
子よシ寸法精度が得られるため、この型のD/A変換器
に高精度特性を与えることができる。
しかし、このコンデンサアレイ型のD/A変換器は単位
容量(例えば0.1 pF程度)のMOSキャノ?シタ
を数百個以上使用するため、ICチップ面積を縮少する
ことがむずかしい。この対策のため、抵抗分圧回路を追
加してコンデンサプレイの単位容量の使用数を減少させ
る事が行われる。この技術に関して例えば日本特許願昭
56−8946 「ディジタルアナログ変換器」に開示
されている。
容量(例えば0.1 pF程度)のMOSキャノ?シタ
を数百個以上使用するため、ICチップ面積を縮少する
ことがむずかしい。この対策のため、抵抗分圧回路を追
加してコンデンサプレイの単位容量の使用数を減少させ
る事が行われる。この技術に関して例えば日本特許願昭
56−8946 「ディジタルアナログ変換器」に開示
されている。
しかし、14ビット以上の分解能を有する抵抗分圧回路
を含むコンデンサアレイ型D/A変換器は、キャパシタ
スイッチを切換時に、変換特性が第1図に示される様に
正又は負側にΔVa又はΔVbシフトシ、変換特性の直
線性が悪化する欠点を有している。
を含むコンデンサアレイ型D/A変換器は、キャパシタ
スイッチを切換時に、変換特性が第1図に示される様に
正又は負側にΔVa又はΔVbシフトシ、変換特性の直
線性が悪化する欠点を有している。
例えば、この14ピツ) D/A変換器を3Vの基準電
圧で動作させると、分解能ΔVcは約0.4 mV程度
であるが、例えばディジタル入力コード値引(00’0
00000011111)でスイッチを動作させた場合
シフト電圧Δvaは約11. mVにもなシ、分解能電
圧以上に変動する。
圧で動作させると、分解能ΔVcは約0.4 mV程度
であるが、例えばディジタル入力コード値引(00’0
00000011111)でスイッチを動作させた場合
シフト電圧Δvaは約11. mVにもなシ、分解能電
圧以上に変動する。
この現象はIC化した場合のMOSキヤ/fシタの容量
および抵抗素子の抵抗バラツキに起因するものであシ、
14ビツト以上の分解能を有するコンデンサアレイ型D
/A変換器を実用化することが極めて困難であった。
および抵抗素子の抵抗バラツキに起因するものであシ、
14ビツト以上の分解能を有するコンデンサアレイ型D
/A変換器を実用化することが極めて困難であった。
(発明の目的)
本発明の目的は直線性がよく且つ高精度のコンデンサア
レイ型D/A変換器を提供することにある。
レイ型D/A変換器を提供することにある。
(発明の概要)
本発明のD/A変換器は、入力されたディジタル信号の
コード値に相当するアナログ電圧の誤差を、予め誤差電
圧に相当するデータを記憶したメモリ回路と、前記アナ
ログ電圧に対して補正電圧を加算する容量アレイによシ
、アナログ電圧の誤差を補正し、出力特性を理想曲線に
近似させることを特徴とする〇 (実施例) 第2図は本発明によるディジタルアナログ変換器であり
、14ビツトのD/A変換器の例を示している〇 第2図において、D/A変換器はサンブリング回路10
0、第1の可変容量分圧回路101、可変抵抗分圧回路
102、制御回路103、スイッチ104.106、タ
イミング発生回路10−7、第2の可変容量分圧回路1
08、スイッチ105゜109、プログラムROM11
0、結合コンデンサ124から構成される。
コード値に相当するアナログ電圧の誤差を、予め誤差電
圧に相当するデータを記憶したメモリ回路と、前記アナ
ログ電圧に対して補正電圧を加算する容量アレイによシ
、アナログ電圧の誤差を補正し、出力特性を理想曲線に
近似させることを特徴とする〇 (実施例) 第2図は本発明によるディジタルアナログ変換器であり
、14ビツトのD/A変換器の例を示している〇 第2図において、D/A変換器はサンブリング回路10
0、第1の可変容量分圧回路101、可変抵抗分圧回路
102、制御回路103、スイッチ104.106、タ
イミング発生回路10−7、第2の可変容量分圧回路1
08、スイッチ105゜109、プログラムROM11
0、結合コンデンサ124から構成される。
サンプリング回路10ノは高入力インピーダンスを有す
るバッファアンプ11ノ、サンプル信号を保持するサン
プリング容量112、制御信号によシ所定期間信号をサ
ンプリングするスイッチ113から構成される。
るバッファアンプ11ノ、サンプル信号を保持するサン
プリング容量112、制御信号によシ所定期間信号をサ
ンプリングするスイッチ113から構成される。
可変容量分圧回路101は容゛量アレイを構成する単位
容量Cxと、この単位容量CXの1倍、2倍。
容量Cxと、この単位容量CXの1倍、2倍。
4倍・・・128倍に重み付けされた容量値を有する複
数の容量1CX、2CX、4CX・・・128Cxと、
複数の容量スイッチ114a〜114hと高入力インピ
ーダンスを有するバッファアンプ115から構成される
。
数の容量1CX、2CX、4CX・・・128Cxと、
複数の容量スイッチ114a〜114hと高入力インピ
ーダンスを有するバッファアンプ115から構成される
。
この容量1Cx〜128CXの上部電極はラインL!に
共通結合され、下部電極はそれぞれ複数の容量スイッチ
114に結合される。この可変容量分圧回路10ノは入
力された14ビツトのディジタル信号に相当するアナロ
グ信号電圧をバッファアンプ115から出力する。半導
体IC化されたD/A変換器において、この容量アレイ
の容量はMO8容量で構成することが好ましく、大容量
は単位容量CXを複数個並列接続して形成することが容
量値の高精度化の為に好ましい。
共通結合され、下部電極はそれぞれ複数の容量スイッチ
114に結合される。この可変容量分圧回路10ノは入
力された14ビツトのディジタル信号に相当するアナロ
グ信号電圧をバッファアンプ115から出力する。半導
体IC化されたD/A変換器において、この容量アレイ
の容量はMO8容量で構成することが好ましく、大容量
は単位容量CXを複数個並列接続して形成することが容
量値の高精度化の為に好ましい。
可変抵抗分圧回路102は複数の抵抗器116とこの抵
抗の中間タップに接続された複数の切換スイッチ117
から構成される。この切換スイッチの一端はラインL3
に共通接続され、単位容量CXの下部電極に結合される
。この抵抗器116は好ましくは、例えば約1〜10に
Ωの拡散抵抗から形成される。実施例において、可変抵
抗分圧回路102は基準電圧vrefの1/32の整数
倍の電圧をラインL3に出力する。
抗の中間タップに接続された複数の切換スイッチ117
から構成される。この切換スイッチの一端はラインL3
に共通接続され、単位容量CXの下部電極に結合される
。この抵抗器116は好ましくは、例えば約1〜10に
Ωの拡散抵抗から形成される。実施例において、可変抵
抗分圧回路102は基準電圧vrefの1/32の整数
倍の電圧をラインL3に出力する。
制御回路103はレジスタ118、ダート回路119、
デコーダ120から構成される。レジスタ118 DI
GITAL INPUTの入力部には、例えば、MSB
ビットがサインビットである14ビツトの絶対値2進コ
ードが入力される。
デコーダ120から構成される。レジスタ118 DI
GITAL INPUTの入力部には、例えば、MSB
ビットがサインビットである14ビツトの絶対値2進コ
ードが入力される。
ケゝ−ト回路119は、制御信号により、MSBビット
を除く、上位ビット信号(a1〜a8)(例えば第2〜
9ビツト信号)を出力し、可変容量回路101の容量ス
イッチ114a〜114hを切換制御する。
を除く、上位ビット信号(a1〜a8)(例えば第2〜
9ビツト信号)を出力し、可変容量回路101の容量ス
イッチ114a〜114hを切換制御する。
デコーダ120は入力されたディジタル信号の下位ビッ
ト(例えば第10〜第14ビツト信号)によ932本の
信号線bo−bitの一本を選択し、可変抵抗分圧回路
102の切換スイッチ117の一つをオン動作させる。
ト(例えば第10〜第14ビツト信号)によ932本の
信号線bo−bitの一本を選択し、可変抵抗分圧回路
102の切換スイッチ117の一つをオン動作させる。
これによシ単位容量Cχに基準電圧子Vref又は−v
refの分電圧が与えられる。
refの分電圧が与えられる。
切換スイッチ106は、制御信号aQ (ディノタル信
号のMSBビット)により、正又は負の基準電圧■re
fを容量アレイの容量1CX〜128Cx(7)下部電
極と抵抗分圧回路102の一端に供給する。
号のMSBビット)により、正又は負の基準電圧■re
fを容量アレイの容量1CX〜128Cx(7)下部電
極と抵抗分圧回路102の一端に供給する。
スイッチ1θ4は可変容量分圧回路101のラインL、
を制御信号により選択的に接地する。
を制御信号により選択的に接地する。
タイミング発生回路1θ7はクロック端子121に入力
されたクロック信号に応答して、レジスタ118をラッ
チ動作させるタイミング信号Cと、ゲート回路119お
よび切換スイッチ104゜109を制御するタイミング
信号Bと、サンプルスイッチ113を制御するタイミン
グ信号Aを発生する。
されたクロック信号に応答して、レジスタ118をラッ
チ動作させるタイミング信号Cと、ゲート回路119お
よび切換スイッチ104゜109を制御するタイミング
信号Bと、サンプルスイッチ113を制御するタイミン
グ信号Aを発生する。
可変容量回路108は容量アレイを形成する単位容量C
Yとこの単位容量CYの1倍、2倍、4倍;・・128
倍に重み付された容量値を有する複数の容量Icy ;
2CY r 4Cy・・・128 CYと複数の容量
スイッチ1228〜122hと、高入力インビーダンス
を有するバッファアンゾ123から構成される。
Yとこの単位容量CYの1倍、2倍、4倍;・・128
倍に重み付された容量値を有する複数の容量Icy ;
2CY r 4Cy・・・128 CYと複数の容量
スイッチ1228〜122hと、高入力インビーダンス
を有するバッファアンゾ123から構成される。
この容量CyおよびICY−128CYの上部電極はラ
インL2に共通結合され、下部電極はそれぞれ容量スイ
ッチ122a〜122hに結合される。単位容量ayの
下部電極は接地電位に結合される。
インL2に共通結合され、下部電極はそれぞれ容量スイ
ッチ122a〜122hに結合される。単位容量ayの
下部電極は接地電位に結合される。
スイッチ109はタイミング発生回路のタイミング信号
Bによ多制御され、ラインL2を選択的に接地する。
Bによ多制御され、ラインL2を選択的に接地する。
メモリ回路110例えばプログラムROMは、ディジタ
ル入力信号の、符号ピッ) (MSBビット)および、
上位ビット(例えば第2〜第10ビツト)によシアドレ
スされると、出力信号d、〜d8を出力する。可変容量
回路108の容量スイッチ122a〜122hは出力信
号d!〜d8にょ多制御される。このプログラムROM
139は補正電圧に和尚するデータが書き込まれてい
る。この補正電圧は、可変容量回路10ノだけを使用し
た時の、レジスタ118の全ての出力コードに対応する
全てのアナログ出力電圧の誤差電圧(シフト電圧)ΔV
をめることによシ得られる。
ル入力信号の、符号ピッ) (MSBビット)および、
上位ビット(例えば第2〜第10ビツト)によシアドレ
スされると、出力信号d、〜d8を出力する。可変容量
回路108の容量スイッチ122a〜122hは出力信
号d!〜d8にょ多制御される。このプログラムROM
139は補正電圧に和尚するデータが書き込まれてい
る。この補正電圧は、可変容量回路10ノだけを使用し
た時の、レジスタ118の全ての出力コードに対応する
全てのアナログ出力電圧の誤差電圧(シフト電圧)ΔV
をめることによシ得られる。
スイッチ105は、プログラムROM 110の出力信
号のMSBビット(do)により制御され、容量アレイ
の容量1CY〜128 CYの下部電極に基準電圧子v
ref又は−vrefを結合する。
号のMSBビット(do)により制御され、容量アレイ
の容量1CY〜128 CYの下部電極に基準電圧子v
ref又は−vrefを結合する。
結合コンデンサ124は可変容量回路101と108間
を結合し、可変容量回路10ノに可変容量回路108か
ら供給される補正電圧を重畳する。
を結合し、可変容量回路10ノに可変容量回路108か
ら供給される補正電圧を重畳する。
結合コンデンサは好ましくはMOSキャパシタで形成さ
れ、例えば約0.1 pFの容量を有する。
れ、例えば約0.1 pFの容量を有する。
可変容量分圧回路101のラインL!に現われる補正さ
れた出力電圧V。は次式で表わされる。
れた出力電圧V。は次式で表わされる。
+32Cx−b3+16CX−b4+8Cx−bS+4
CX−b6+2CX−b。
CX−b6+2CX−b。
(128Cy −dt + 64Cy−d2+ 32C
y−da + 16Cy−dn+8CY−d5+4CY
−d6+2Cy−d7+CY、da) ・・・(1)こ
こでCxおよび1Cx〜1 i28 Cx r ”yお
よび1Cy”□128Cy、およびcc”mコンデンサ
容量値、bo”’b8はダート回路119の出力信号1
25でおり1n父は′0”の値をとる。mはデコーダ1
20の出力信号126であシO〜31−2での整数であ
る。aO〜d8はプログラムROM 110の出力信号
127であシ゛′1″′又は“0#の値をとる。(1)
式の第2項は補正電圧を表わし可変容量分圧回路10B
によシ形成され、結合コンデンサ124を介して可変容
量分圧回路101のラインL、に供給される。
y−da + 16Cy−dn+8CY−d5+4CY
−d6+2Cy−d7+CY、da) ・・・(1)こ
こでCxおよび1Cx〜1 i28 Cx r ”yお
よび1Cy”□128Cy、およびcc”mコンデンサ
容量値、bo”’b8はダート回路119の出力信号1
25でおり1n父は′0”の値をとる。mはデコーダ1
20の出力信号126であシO〜31−2での整数であ
る。aO〜d8はプログラムROM 110の出力信号
127であシ゛′1″′又は“0#の値をとる。(1)
式の第2項は補正電圧を表わし可変容量分圧回路10B
によシ形成され、結合コンデンサ124を介して可変容
量分圧回路101のラインL、に供給される。
次に本発明の実施例の動作を番3図のタイミングに従っ
て説明する。
て説明する。
本発明のD/Aコンバータが3v基準電源で動作し、D
IGITAL INPUT部には例えば14ビツトの絶
対値2進コード00101000010100が入力さ
れているものと仮定する。
IGITAL INPUT部には例えば14ビツトの絶
対値2進コード00101000010100が入力さ
れているものと仮定する。
まずタイミング信号Aが゛1″レベルから°゛0″0″
ルベルと、スイッチ113はオフとなるのでサンプリン
グ回路10θは以前のアナログ電圧を保持する。
ルベルと、スイッチ113はオフとなるのでサンプリン
グ回路10θは以前のアナログ電圧を保持する。
次にタイミング信号Bが“1”レベルになると、ケ8−
ト回路119の出力信号125はooooooo。
ト回路119の出力信号125はooooooo。
になシ、可変容量分圧回路101のスイッチ群114
a 〜114 hは容量アレイの容量1CX〜128C
Xの下部電極を接地電位に接続する。
a 〜114 hは容量アレイの容量1CX〜128C
Xの下部電極を接地電位に接続する。
同時に、スイッチ104,109が閉状態になシ、ライ
ンL1およびL2を接地電位に接続する。
ンL1およびL2を接地電位に接続する。
又プログラムROM 110の出力信号127もooo
oooooとなシ、スイッチ群122 a 〜122
hは容量アレイの容量1CY〜128 Cyの下部電極
を接地電位にする。従って容量プレイの全ての容量の電
荷は放電され、バッファアンf115の出力電圧は0v
となる。
oooooとなシ、スイッチ群122 a 〜122
hは容量アレイの容量1CY〜128 Cyの下部電極
を接地電位にする。従って容量プレイの全ての容量の電
荷は放電され、バッファアンf115の出力電圧は0v
となる。
次にタイミング信号Cがul”レベルになると、ディジ
タル信号00101000010100がレジスタ11
8にラッチされる。次にタイミングCがパl#から0”
になると入力ディジタル信号はレジスタ118に記憶さ
れる。
タル信号00101000010100がレジスタ11
8にラッチされる。次にタイミングCがパl#から0”
になると入力ディジタル信号はレジスタ118に記憶さ
れる。
次にタイミング信号Bが1”かう” o ”レベルにな
ると、スイッチ104,109はオフになる。このディ
ジタル入力信号のMSB (サイン)ビットaoがパ0
”であるので、スイッチ106は十Vref (例えば
+3V)側に切換え−られる。(第3図(f)参照の事
) このコード00101000010100における可変
容量分圧回路101の誤差が′°正”であるとすると、
プログラムROM 11oの出力信号のMSBビットd
0は“1”レベルとなシ、スイッチ105は一■ref
(例えば−3V)を選択する。(第3図(g)参照) 同時にレジスタ118のディジタル出力信号の下位ビッ
ト(第10〜第14ビツト)はデコーダ120によシ、
出力線126のラインb2GがIt I filとなシ
、スイッチ117の第20番目のスイッチを選択する。
ると、スイッチ104,109はオフになる。このディ
ジタル入力信号のMSB (サイン)ビットaoがパ0
”であるので、スイッチ106は十Vref (例えば
+3V)側に切換え−られる。(第3図(f)参照の事
) このコード00101000010100における可変
容量分圧回路101の誤差が′°正”であるとすると、
プログラムROM 11oの出力信号のMSBビットd
0は“1”レベルとなシ、スイッチ105は一■ref
(例えば−3V)を選択する。(第3図(g)参照) 同時にレジスタ118のディジタル出力信号の下位ビッ
ト(第10〜第14ビツト)はデコーダ120によシ、
出力線126のラインb2GがIt I filとなシ
、スイッチ117の第20番目のスイッチを選択する。
充電される。
同時にレジスタ118のディジタル出力信号の上位ビッ
ト(第2〜第9ビツト)が出力信号125として出力さ
れ、容量分圧回路10ノのスイッチ群114e、114
gが選択され、容量16CXと64 cxの下部電極を
+vrefに接続する。
ト(第2〜第9ビツト)が出力信号125として出力さ
れ、容量分圧回路10ノのスイッチ群114e、114
gが選択され、容量16CXと64 cxの下部電極を
+vrefに接続する。
以上によシ、可変容量回路101の容量アレイはディジ
タル入力信号のコード値に対応した第3図(h) Nに
示される電圧をラインL、に発生させる。
タル入力信号のコード値に対応した第3図(h) Nに
示される電圧をラインL、に発生させる。
同時に、可変容量分圧回路108も、プログラムROM
J 10の出力信号127のコード値に対応した容量
分圧回路を形成し、そのバッファアンプ123は可変容
量回路10ノのL1ラインにΔVaだけ負側にシフトさ
せる補正電圧を加算する。
J 10の出力信号127のコード値に対応した容量
分圧回路を形成し、そのバッファアンプ123は可変容
量回路10ノのL1ラインにΔVaだけ負側にシフトさ
せる補正電圧を加算する。
(第3図(i)参照)
これによシ可変容量回路101のラインL、はディジタ
ル入力信号のコード値に相当する真のアナログ電圧に調
整される。(第3図(h)参照)次にタイミング信号A
がII OIIレベルカラ″l”レベルになると、スイ
ッチ113がオンになりバッファアンプ115の出力電
圧が容量112に保持され、バッファアンプ111よシ
ディジタル入力信号に相当する補正後のアナログ電圧が
出力される。(第3図(j)参照) 以下同様な動作によシディジタル信号がアナログ信号に
順次変換される。
ル入力信号のコード値に相当する真のアナログ電圧に調
整される。(第3図(h)参照)次にタイミング信号A
がII OIIレベルカラ″l”レベルになると、スイ
ッチ113がオンになりバッファアンプ115の出力電
圧が容量112に保持され、バッファアンプ111よシ
ディジタル入力信号に相当する補正後のアナログ電圧が
出力される。(第3図(j)参照) 以下同様な動作によシディジタル信号がアナログ信号に
順次変換される。
本発明の実施例において)スイッチ104゜109.1
12,117は第4図の如きM0Sトランジスタで構成
され、スイッチ105,106゜114.122は第5
図の如きMOS )ランジスタで構成される。
12,117は第4図の如きM0Sトランジスタで構成
され、スイッチ105,106゜114.122は第5
図の如きMOS )ランジスタで構成される。
又メモリ回路としてプログラムROM K EFROM
ヲ使用することも可能である。
ヲ使用することも可能である。
尚ディジタル入力信号が2の複数コードである場合はコ
ード変換回路にょシ絶対値2進コードに変換してレジス
タ118に入力すればよい。
ード変換回路にょシ絶対値2進コードに変換してレジス
タ118に入力すればよい。
(発明の効果)
以上説明した様に、本発明によるD/A変換器はディジ
タル信号の各コードに相当するアナログ信号の誤差電圧
を予めプログラムROMにデータとして記録しであるの
で、ディジタル信号の各コードに対して極めて正確にア
ナログ電圧を補正することができる。
タル信号の各コードに相当するアナログ信号の誤差電圧
を予めプログラムROMにデータとして記録しであるの
で、ディジタル信号の各コードに対して極めて正確にア
ナログ電圧を補正することができる。
従って直線性の良い、且つ極めて高精度の抵抗分圧回路
付の容量アレイW D/A変換器のMOS I C化を
極めて容易に提供することができる。
付の容量アレイW D/A変換器のMOS I C化を
極めて容易に提供することができる。
本発明は高忠実度のPCMオーディオ機器、高精度ディ
ジタル計測機器等に使用して極めて有益である。
ジタル計測機器等に使用して極めて有益である。
第1図は分圧回路を含む従来のコンデンサラダー型ディ
ジタルアナログ変換器の出力特性図である。 第2図は本発明による分圧回路を含むコンデンサラダー
型ディジタルアナログ変換器の実施例である。 第3図は第2図における各部のタイミング図である。 第4図、第5図は第2図の実施例に使用される4スイツ
チの機能を有するMOS )ランジスタ回路である。 100・・・サンプリング回路、10ノ・・・第1の可
変容量分圧回路、102・・・可変抵抗分圧回路、1θ
9・・・スイッチ手段、107・・・タイミング発生回
路、108・・・第2の可変容量分圧回路、11゜・・
・グロダラムROM、124・・・結合コンデンサ。 特許出願人 沖電気工業株式会社 第4図 第5図 手続補正書輸発) 59.416 昭和 年 刊 日 特許庁長官 殿 1 事件の表示 昭和58年 特 許 願第239621号2、発明の名
称 ディジタルアナログ変換器 3 補正をする者 事件との関係 特許出願人 任 所(〒105) 東京都港区虎ノ門1丁目7番12
号住 所(〒105) 東京都港区虎ノ門1丁目7番1
2号5、補正の対象 明細書中「特許請求の範囲」の欄
、[発明の詳細な説明」の欄及び図面「第1図」「第2
図」6、補正の内容 別紙のとおり 6、補正の内容 (1) 明細書中「特許請求の範囲」の欄を別紙のとお
り補正する。 (2)同書第3頁第1行目にr D/A変換器を3■」
とあるのを「D/A変換器を±3VJと補正する。 (3)同頁第3行目に「入力コード値引」とあるのを「
入力コード値」と補正する。 (4)同書第9頁の式(1)を次のとおシ補正する。 vo−(−J)aovref(128Cx−a1+64
CX、a□256CX+CC +32Cx−aa+16Cx−a4+8Cx−a5 +
4(4−a6゛T薄斥配・ ポ告(128CY−d。 +64Cy−dz+32Cy−da+16Cy−d4+
8Cy−ds+ 4Cy’d6+ 2Cy−d7 +
cy−ds ) ・−(’)(5)同書第10頁第3行
目に「bo−b8は」とあるのをr ao□ agは」
と補正する。 (6)同頁第5行目に「出力信号126であり」とある
のを「出力信号126のす。−b31のうちで′1″と
々っだものであり」と補正する。 (8)同書第12頁第15行目に「スイッチ】17の第
20番目」とあるのを1スイツチ117の接地電位に接
続するスイッチを第0番目とすると、第20番目」と補
正する。 (9)図面「第1図」と「第2図」を別紙のとおり補正
する。 別紙 特許請求の範囲 入力されたディノタル信号のコード値に対応するアナロ
グ電圧を発生する容量アレイと、基準電圧を分圧する抵
抗分圧回路を具備するディソタルL太−シダ業泉璽にお
いて、 前記容量アレイに補正電圧を印加する第2の容量アレイ
と、前記第2容量アレイを制御するメモリ回路を含むこ
とを特徴としたディジタルアナログ変換器。 第1図 テλヅフルλη □
ジタルアナログ変換器の出力特性図である。 第2図は本発明による分圧回路を含むコンデンサラダー
型ディジタルアナログ変換器の実施例である。 第3図は第2図における各部のタイミング図である。 第4図、第5図は第2図の実施例に使用される4スイツ
チの機能を有するMOS )ランジスタ回路である。 100・・・サンプリング回路、10ノ・・・第1の可
変容量分圧回路、102・・・可変抵抗分圧回路、1θ
9・・・スイッチ手段、107・・・タイミング発生回
路、108・・・第2の可変容量分圧回路、11゜・・
・グロダラムROM、124・・・結合コンデンサ。 特許出願人 沖電気工業株式会社 第4図 第5図 手続補正書輸発) 59.416 昭和 年 刊 日 特許庁長官 殿 1 事件の表示 昭和58年 特 許 願第239621号2、発明の名
称 ディジタルアナログ変換器 3 補正をする者 事件との関係 特許出願人 任 所(〒105) 東京都港区虎ノ門1丁目7番12
号住 所(〒105) 東京都港区虎ノ門1丁目7番1
2号5、補正の対象 明細書中「特許請求の範囲」の欄
、[発明の詳細な説明」の欄及び図面「第1図」「第2
図」6、補正の内容 別紙のとおり 6、補正の内容 (1) 明細書中「特許請求の範囲」の欄を別紙のとお
り補正する。 (2)同書第3頁第1行目にr D/A変換器を3■」
とあるのを「D/A変換器を±3VJと補正する。 (3)同頁第3行目に「入力コード値引」とあるのを「
入力コード値」と補正する。 (4)同書第9頁の式(1)を次のとおシ補正する。 vo−(−J)aovref(128Cx−a1+64
CX、a□256CX+CC +32Cx−aa+16Cx−a4+8Cx−a5 +
4(4−a6゛T薄斥配・ ポ告(128CY−d。 +64Cy−dz+32Cy−da+16Cy−d4+
8Cy−ds+ 4Cy’d6+ 2Cy−d7 +
cy−ds ) ・−(’)(5)同書第10頁第3行
目に「bo−b8は」とあるのをr ao□ agは」
と補正する。 (6)同頁第5行目に「出力信号126であり」とある
のを「出力信号126のす。−b31のうちで′1″と
々っだものであり」と補正する。 (8)同書第12頁第15行目に「スイッチ】17の第
20番目」とあるのを1スイツチ117の接地電位に接
続するスイッチを第0番目とすると、第20番目」と補
正する。 (9)図面「第1図」と「第2図」を別紙のとおり補正
する。 別紙 特許請求の範囲 入力されたディノタル信号のコード値に対応するアナロ
グ電圧を発生する容量アレイと、基準電圧を分圧する抵
抗分圧回路を具備するディソタルL太−シダ業泉璽にお
いて、 前記容量アレイに補正電圧を印加する第2の容量アレイ
と、前記第2容量アレイを制御するメモリ回路を含むこ
とを特徴としたディジタルアナログ変換器。 第1図 テλヅフルλη □
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力されたディジタル信号のコード値に対応するアナロ
グ電圧を発生する容量アレイと、基準電圧を分圧する抵
抗分圧回路を具備するディジタル変換器において、 前記容量アレイに補正電圧を印加する第2の容量アレイ
と、前記第2容量アレイを制御するメモリ回路を含むこ
とを特徴としたディジタルアナログ変換器。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58239621A JPH0652872B2 (ja) | 1983-12-21 | 1983-12-21 | ディジタルアナログ変換器 |
US06/683,191 US4611195A (en) | 1983-12-21 | 1984-12-18 | Digital-to-analog converter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58239621A JPH0652872B2 (ja) | 1983-12-21 | 1983-12-21 | ディジタルアナログ変換器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60132422A true JPS60132422A (ja) | 1985-07-15 |
JPH0652872B2 JPH0652872B2 (ja) | 1994-07-06 |
Family
ID=17047450
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP58239621A Expired - Lifetime JPH0652872B2 (ja) | 1983-12-21 | 1983-12-21 | ディジタルアナログ変換器 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4611195A (ja) |
JP (1) | JPH0652872B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2023003593A (ja) * | 2021-06-24 | 2023-01-17 | セイコーエプソン株式会社 | 電気光学装置および電子機器 |
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JPS62245723A (ja) * | 1986-04-17 | 1987-10-27 | Nec Corp | ディジタル・アナログ変換器 |
JPS63224415A (ja) * | 1987-03-13 | 1988-09-19 | Toshiba Corp | デイジタル−アナログ変換器 |
NL8700983A (nl) * | 1987-04-27 | 1988-11-16 | Philips Nv | Digitaal-analoog omzetter. |
US4940978A (en) * | 1988-05-23 | 1990-07-10 | Zenith Electronics Corporation | Stepwise adjusted digital to analog converter having self correction |
US5101204A (en) * | 1990-03-26 | 1992-03-31 | Burr-Brown Corporation | Interpolation DAC and method |
US4998108A (en) * | 1990-07-30 | 1991-03-05 | International Business Machines Corporation | Large range, high speed, high accuracy digital-to-analog converter |
JP3098327B2 (ja) * | 1992-07-17 | 2000-10-16 | 九州日本電気株式会社 | 1チップマイクロコンピュータ |
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US5638072A (en) * | 1994-12-07 | 1997-06-10 | Sipex Corporation | Multiple channel analog to digital converter |
EP0966792A1 (en) * | 1998-01-20 | 1999-12-29 | Microchip Technology Incorporated | A driver circuit for low voltage operation of a successive approximation register (sar) analog to digital (a/d) converter and method therefor |
US6016019A (en) * | 1998-05-28 | 2000-01-18 | Microchip Technology Incorporated | Capacitor array arrangement for improving capacitor array matching |
US6462685B1 (en) * | 2001-04-05 | 2002-10-08 | Nokia Corporation | Dither signal insertion inversely proportional to signal level in delta-sigma modulators |
JP3843942B2 (ja) * | 2002-12-25 | 2006-11-08 | 株式会社デンソー | D/a変換器およびa/d変換器 |
US6768437B1 (en) | 2003-06-24 | 2004-07-27 | Nokia Corporation | Switched voltage-mode dither signal generation for a sigma-delta modulator |
GB2419481A (en) * | 2004-10-22 | 2006-04-26 | Sharp Kk | Digital-to-analogue conversion arrangement |
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JPS58116815A (ja) * | 1981-12-29 | 1983-07-12 | Fujitsu Ltd | D/a変換器 |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US4200863A (en) * | 1977-10-03 | 1980-04-29 | The Regents Of The University Of California | Weighted capacitor analog/digital converting apparatus and method |
US4412208A (en) * | 1980-09-16 | 1983-10-25 | Nippon Telegraph & Telephone Public Corporation | Digital to analog converter |
-
1983
- 1983-12-21 JP JP58239621A patent/JPH0652872B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1984
- 1984-12-18 US US06/683,191 patent/US4611195A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
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US11658676B2 (en) | 2021-06-24 | 2023-05-23 | Seiko Epson Corporation | DA conversion circuit, electro-optical device and electronic apparatus |
US11831327B2 (en) | 2021-06-24 | 2023-11-28 | Seiko Epson Corporation | DA conversion circuit, electro-optical device and electronic apparatus |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4611195A (en) | 1986-09-09 |
JPH0652872B2 (ja) | 1994-07-06 |
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JPS649774B2 (ja) |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
EXPY | Cancellation because of completion of term |