JPS5838011B2 - 発振回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 録画再生機にて得られる再生カラー映像信号は時間誤差
を有している。

この時間誤差を補正する方法として、再生カラー映像信
号をデイジタル信号に変換してメモリーに書き込み、こ
れを読み出してアナログ信号に再変換するという方法が
ある。

この場合、デイジタル信号への変換及びメモリーへの書
き込みは、再生水平同期信号の周波数に応じた周波数で
かつ再生バースト信号に位相が同期したクロツクパルス
により行い、メモリーからの読み出し及びアナログ信号
への再変換は一定周波数のクロツクパルスにより行う。

そして再生バースト信号に位相が同期したクロツクパル
スを得るには位相同期回路いわゆるＰＬＬを構成するが
、このＰＬＬにおける位相比較の基準信号は少なくとも
数サイクル分必要である。

しかしながら、バースト信号は８サイクル以上あるが、
正確な位相をもっているのはそのうちの中程のｌ〜２サ
イクルぐらいであり、その前後のサイクルのところでは
位相は必ずしも正確ではない。

従って８サイクル以上あるバースト信号をそのままＰＬ
Ｌにおける位相比較の基準信号とするときは、正確な位
相のクロックパルスを得ることができなくなる。

このため、発振器によってＰＬＬにおける位相比較の基
準信号を得ることが考えられる。

即ち、再生カラー映像信号がいわゆるノーマル再生によ
るものであるか、スローあるいはスチルモーション再生
によるものであるか、さらにはクイックモーション再生
によるものであるか、などにより再生水平同期信号の周
波数が異なれば、再生バースト信号の周波数も異なるの
で、発信器の発振周波数を再生水平同期信号の周波数に
応じて制御するとともに、再生バースト信号のうちの正
しい位相をもった中程の１サイクルを検出して、発振器
の発振の位相をこのｌサイクルに同期させれば、発振器
の発振信号として、その各々のサイクルでの位相がバー
スト信号の正しい位相を示すものを得ることができる。

本発明は、このような要望を満たすことのできる特殊な
発振回路を提供するもので、以下、その具体例を図を参
照して説明しよう。

第１図において、１は再生カラー映像信号Ｓ■（第２図
Ａ・・・・・・ＳＨは水平同期信号、ＳＢＯはバースト
信号）の得られる入力端で、これよりの信号ＳＶはバー
ストゲート回路２に供給される。

信号Ｓ■は、また、同期信号分離回路３に供給されて水
平同期信号ＬＨ（第２図Ｂ）が取り出され、これがバー
ストゲートパルス形成回路４に供給されてバーストゲー
トパルスが形成され、これがバーストゲート回路２に供
給される。

そしてバーストゲート回路２よりバースト信号ＳＢＯが
抜き取られ、これがバンドパスフィルタ５に供給され、
このバンドパスフィルタ５よりのバースト信号ＳＢＦ（
第２図Ｃ）がレベル検出回路６に供給される。

レベル検出回路６は、差動増巾器Ｔの出力端が抵抗８及
び９を介して接地され、抵抗８及び９の接続点が汁屠り
人力端に接続されて構成され、（ニ）側入力端にバース
ト信号ＳＢＦが供給される。

抵抗８及び９の抵抗値の比は例えば９：１に選ばれ、従
って（ト）側入力端の電圧は出力電圧Ｇよとされる。

ｌＯ そして、バースト信号ＳＢＦがはじめのうぢ振幅が小さ
＜０．５Ｖより大きくならないうちは、レベル検出回路
６の出力電圧ＳＤは５ｖで、従って（ト）側入力端の電
圧は０．５Ｖである。

バースト信号ＳＢＦが０． ５ Ｖより大きいなると、
その０．５Ｖを横切る点で出力竃圧ＳＤは０■に、従っ
て（ト）側入力端の電圧もＯ■になる。

そしてこのようにバースト信号ＳＢＦが０．５■より大
きくなった後Ｏｖを越えて負の電圧になると、そのＯ■
を横切る点で出力電圧ｓＤは５ｖに、従って（ト）側入
力端の電圧は０．５■になる。

従って、レベル検出回路６の出力電圧ＳＤ（第２図Ｄ）
は、バースト信号ＳＢＦが０． ５ Ｖよ吠きくなろう
とするところで「ｌ」から「０」に立ち下がり、その後
０■より小さくなろうとするところで「０」から「１」
に立ち上がるものとなる。

コノ出力電圧ＳＤはＪＫフリツプフロツプ回路１１のＴ
入力端に供給される。

一方、同期信号分離回路３から得られる水平同期信号Ｓ
Ｈ悌２図Ｂ）は単安定マルチバイブレータ１２に供給さ
れて、これより、水平同期信号ＳＨの後緑からバースト
信号ＳＢＦの中程の時点までの一定時間の間「０」とな
るパルスＰＥ（第２図Ｅ）が得られる。

そしてこのパルスＰＥがＪＫフリツプフロツプ回路１ｐ
Ｊ入力端に供給される。

なお、水平同期信号Ｓ♂ＳＪＫフリツプフロツプ回路１
１のリセット端子に反転されて供給される。

従って、ＪＫフリツプフロツプ回路１１のＱ出力のパル
スＰＦ（第２図Ｆ）は、水平同期信号ＳＨの前縁で立ち
下がり、単安定マルチバイブレーク１２の出力パルスＰ
Ｅが立ち上がった時点の直後においてレベル検出回路６
の出力電圧ＳＤが立ち？がる時点ｔ１で立ち下がる。

バースト信号ＳＢＯは、従ってバースト信号ＳＢＦは、
上述のように中程の１〜２サイクルのみが正しい位相を
もっており、その前後のサイクルのところは正しい位相
をもっていないが、上述の単安定マルチバイブレーク１
２が準安定状態を保持する時間巾即ちパルスＰＥのパル
ス巾を適当に選んでおくことにより、ＪＫフリツプフロ
ツプ回路１１の出力パルスＰＦが立ち上がる時点ｔは、
バースト信号ＳＢＦ中の正しい位相をもったサイクルに
おけるＯ■を越えんとする点となる。

このＪＫフリツプフロツプ回路１１の出力パルスＰＦは
単安定マルチバイブレータ１３に供給されて、時点ｔ１
から一定のパルス巾を有するパルスＰＧ （第２図Ｇ）
が形成され、さらにこのパルスＰＧが単安定マルチバイ
ブレータ１４に供給されて、パルスＰＧの後緑から一定
のパルス巾を有するパルスＰＨ（第２図Ｈ）及びその反
転パルスＰＨが形成される。

ここで、パルスＰＧのパルス巾は、後述のように最終的
に得ようとするパルス列の必要個数分の時間巾とされる
もので、またパルスＰＨのパルス巾はこれより小さなも
のでよい。

一方、位相同期回路いわゆるＰＬＬ１５よりバースト信
号ＳＢＯの周波数に一致した周波数の連続波信号が得ら
れる。

即ち、可変周波数発振器１６が設けられて、これよりの
発振信号が分周器１７に供給されておいに分周され、位
相比較回路１８において回路３よりの水平同期信号ＳＨ
とこの分周器１７よりの分周信号が位相比較され、その
比較出力にて発振器１６の発振周波数が制御され、この
制御された発振器１６の発振信号が分周ｌ 器１９に供給されて７に分周され、これよりパルスＰが
得られる。

水平同期信号の周波数ｆＨとバースト信号の周波数即ち
副搬送波周波数ｆｓｏとの間には、ＮＴＳＣ信号の場合
、常に、 ４５５ ｆｓｏ＝ ｆＨ・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・（１）２ ？る関係があるから、パルスＰの繰り返しの周波数は、
再生水平同期信号ＰＨの周波数に応じた即ち再生バース
ト信号ＳＢＯの周波数に一致した周波数となる。

そして上述の単安定マルチバイブレータ１４の出力パル
スＰＨ及びその反転パルスＰＨがＪＫフリツプフロツプ
回路２１のＪ入力端及びＫ入力端に供給され、ＰＬＬ１
５の即ち分周器１９の出力パルスＰＩ（第２図■）が回
路２１のＴ入力端に供給されて、回路２１より、パルス
ＰＨの立ち上がりの直後のパルスＰＩの立ち上がりで立
ち上がり、パルスＰＨの立ち下がりの直後のパルスＰＩ
の立ち上がりで立ち下がるパルスＰＪ（第２図Ｊ）及び
その反転パルスｐＪが得られる。

このパルスＰＪ及びＪＫフリツプフロツプ回路１１の出
力パルスＰＦ（第２図Ｆ）はナンド回路２２に供給され
て、パルスＰＦのパルス巾及びパルスＰＪのパルス巾の
区間で「１」となるパルスＰＫ（第２図Ｋ）が形成され
る。

そしてこのパルスＰＫが発振器２３に供給される。

発振器２３は、この例では２個の単安定マルチバイブレ
ーク２４及び２５にて構成され、パルスＰＫが一方の単
安定マルチバイフレーク２４のーのトリガ一端子に反転
されて供給され、この一方の単安定マルチバイブレーク
２４の出力が他方の単安定マルチバイブレーク２５のト
リガ一端子に反転されて供給され、この他方の単安定マ
ルチバイブレーク２５の出力が一方の単安定マルチパイ
ブレーク２４の他のトリガ一端子に供給される。

ここで、単安定マルチバイブレーク２４及び２５の準安
定状態を保持する時間巾τは、後述の検出制御回路より
得られる電圧により制御される互いに等しい値とされる
。

従って、時点ｔ０におけてバススト信号ＳＢＦがＯｖを
横切ることによりパルスＰＫが立ち下がると、その立ち
下がりにより単安定マルチバイブレータ２４の出力ＰＬ
（第２図Ｌ）が立ち上がり、これよりτなる時間たつと
出力ＰＬは立ち下がる。

そしてこの出力ＰＬの立ち下がりにより単安定マルチバ
イブレーク２５の出力ＰＭ（第２図Ｍ）が立ち下がり、
これよりτなる時間たつと出力ＰＭは立ち上がる。

この出力ＰＭの立ち上がりにより出力ＰＬは立ち上がり
、τなる時間たつと出力ＰＬは立ち下がる。

以後同様である。従って、単安定マルチバイブレーク２
４及び２５の出力ＰＬ及びＰＭは、パルスＰＫが立ち下
ｌ かっている間において、ともにデューテイーが２のパル
ス列となる。

時点ｔ２においてパルスＰＫが再び立ち下がると、同様
にして、出力Ｐ．Ｌ＆びＰＭはデューテイーｌ が百のパルス列となる。

？の発振器２３の出力パルスＰＬはナンド回路２６に供
給され、後述のように上述のＪＫフリップフロツプ回路
２１の出力パルスＰＪの立上が似降においてインバータ
２７の出力が「ｌ」となることにより、このパルスＰＪ
の立ち上がり以降においてナンド回路２６の出力ＰＮ（
第２図Ｎ）がパルスＰＬの反転パルスとなり、このパル
スＰＮがカウンタ２８に供給される。

またパルスＰ，力２のカウンタ２８のリセット端子に供
給されて、パルスＰＪの立ち上がりによりこれがリセッ
トされてその出力ＰＯ （第２図０）が「０」とされる
とともに、パルスＰ，の立ち下がりによりカウンタ２８
のリセット状態が解除される。

従って、時点ｔ２においてパルスＰＪが立ち下がった後
において、パルスＰＮの立ち下がりがカウンタ２８にて
カウントされ、例えばそのカウント値が２ ７＝１２８
になると、カウンタ２８の出力Ｐ。

は「ｌ」に立ち上がる。

出力Ｐｏが立ち上がると、インバータ２Ｔの出力がｒＯ
Ｊとなり、ナンド回路２６の出力ＰＮはｒｌＪの状態を
保持し、カウンタ２８にはパルスが供給されなくなる。

一方、上述のＰＬＬ１５の即ち分周器１９の出カパルス
Ｐがナンド回路２９に供給され、後述のようにパルスＰ
，の立ち上がり以降においてインバータ３０の出力がｒ
ｌＪとなることにより、このパルスＰＪの立ち上がり以
降においてナンド回路２９の出力Ｐｐ（ｉ２図Ｐ）がパ
ルスＰ１の反転パルスとなり、このパルスＰＰがカウン
タ３１に供給される。

またパルスＰＪがこのカウンタ３１のリセット端子に供
給されて、パルスＰＪの立ち上がりによりこれがリセッ
トされてその出力ＰＱ（第２図Ｑ）がｒＯＪとされると
ともに、パルスＰ１の立ち下がりによりカウンタ３１の
リセット状態が解除される。

従って、時点ｔ２においてパルスＰ，が立ち下がった後
において、パルスＰｐの立ち下がりがカウンタ３１にて
カウントされ、そのカウント値が上述の２７＝ １ ２
８になると、カウンタ３１の出力ＰＱはｒｌＪに立上
がる。

出力ＰＱが立ち上がると、インバータ３０の出力が「Ｏ
」となり、ナンド回路２９の出力ＰＰは「ｌ」の状態を
保持し、カウンタ３１にはパルスが供給されなくなる。

この場合、ＰＬＬ１５の出力パルスＰエの立ち上がりに
より時点ｔ２においてＪＫフリツプフロツプ回路２１の
出力パルスＰ，が立ち下がり、このパルスＰＪの立ち下
がりにより発振器２３の出カパルスＰＬが立ち上がるか
ら、パルスＰ工の立ち上がりによるパルスＰＰの立ち下
がりとパルスＰＬの立ち上がりによるパルスＰＮの立ち
下がりは時間的にごく僅力妃づれ、パルスＰＪが立ち下
がる時点ｔ２のところでみると、パルスＰＰの立ち下が
りはこの時点ｔ２の一瞬前であるのに対してペルスＰＮ
の立ち下がりほこの時点ｔ２より一瞬遅れ、従って、パ
ルスＰＮをカウントするカウンタ２８のカウント値が〔
ｌ〕となってもパルスＰＰをカウントするカウンタ３１
のカウント値はいまだ（６）である。

従って、いま、発振器２３より得られるパルスＰＬの従
ってカウンタ２８でカウントされるパルスＰＮの周波数
がＰＬＬ１５より得られるパルスＰ０の従ってカウンタ
３１でカウントされるパルスＰｐの周波数に一致し、よ
ってパルスＰＬ（ＰＮ）の一周期がパルスＰ，（ＰＰ）
の一周期と等しいときは、第２図に示すように、カウン
タ２８のカウント値が（１２８）となってその出力ＰＯ
が「１」に立ち上がる時点は、カウンタ３１のカウント
値が（１２８）となってその出力ＰＱが「ｌ」に立ち上
がる時点よりも、パルスＰＬ従ってＰＩの周期分だけ早
くなる。

そしてカウンタ２８の出力Ｐ。

がフリツプフロプ回路３２のセット側に供給され、カウ
ンタ３１の出力ＰＱが回路３２リセット側に供給されて
、フリツプフロツプ回路３２の出力ＰＲ（第２図Ｒ）が
出力ＰＯの立ち上がりから出力ＰＱの立ち上がりまでの
区間「０」となる。

またカウンタ２８の出力Ｐ。

は単安定マルチバイブレーク３３に供給されて出力Ｐｏ
の立ち上がりから一定時間「０」となるパルスＰｓ（第
２図Ｓ）が形成され、カウンタ３１の出力ＰＱが別のフ
リツプフロツプ回路３４のセット側に供給され、この単
安定マルチバイブレーク３３の出力Ｐｓが回路３４のリ
セット側に供給され、フリツブフロツプ回路３４の出力
ＰＴ（第２図Ｔ）が出力ＰＱの立ち上りから出力Ｐｓの
立ち上がりまでの区間「ｌ」となる。

ここで、単安定マルチバイブレーク３３の準安定状態を
保持する時間巾即ち出力Ｐ８のｒＯＪの時間巾は、正規
の副搬送波周波数の逆数の２倍、即２ ち【殆μ就とされる。

従って、ＰＬＬ１５より得られるパルスＰＩの周波数が
正規の副搬送波周波数である３． ５ ８ＭＨｚであり
、かつ発振器２３より得られるパルスｈｐ周波数がこれ
に一致していれば、出力Ｐ。

の立ち上がりと出力ＰＱの立ち上がりとのずれは、上述
のパルスＰＩの立ち上がりとパルスＰＬの立ち上が１ りとのごく僅かのずれを無視すれば歪，μ式となるから
、出力ＰＦＬの「０」の時間と出力ＰＴの「Ｕの時間は
等しい。

また、再生水平同期信号ＰＨの周波数が正規の１ ５．
７ ３ ４ ｋＨｚでなく、これに伴ってＰＬＬ１５よ
り得られるパルスＰＩの周波数が正規の副搬送波周波数
である３． ５ ８ ＭＨｚに対してずれていても、そ
のずれは比較的小さいので、発振器２３より得られるパ
ルスＰＬの周波数がこのパルスＰエの周波数に一致して
いれば、やはり出力ＰＲの「０」の時間と出力ＰＴの「
ｌ」の時間はほとんど等しい。

３５は検出制御回路で、トランジスタ３６及び３７に対
してトランジスタ３８及び３９がそれぞれ差動的に接続
され、トランジスタ３６及び３７のコレクタが共通に接
続され、トランジスタ３８及び３９のコレクタが共通に
接続され、両接続点間にコンデンサ４０が接続され、こ
のコンデンサ４０に対しては抵抗４１を通じて充電がな
され、このコンデンサ４０の両端電圧ＥＣがソースホロ
ワの電界効果トランジスタ４２を介して直接アンプ４３
を介して上述の発振器２３を構成する２個の単安定マル
ナバイブレーク２４及ひ２５に供給される。

そしてカウンタ２８及び３１のカウント値がともに（１
２８）に達せず、フリツプフロツプ回路３２の出力Ｐｄ
５ｒｌＪでかつフリツプフロツプ回路３４の出力ＰＴが
「０」である区間では、トランジスタ３６及び３７がと
もにオンであるからトランジスタ３８及び３９はともに
オフで、電圧Ｅｃは変化しない。

そして上述のようにカワンタ２８のカウント値が（１２
８，１に達してフリツプフロツプ回路３２の出力ＰＲが
「０」になると、その「０」の区間でトランジスタ３６
がオフになることによりトランジスタ３８がオンとなっ
て、このトランジスタ３８を通じてコンデンサ４０が放
電し、仄いでカウンタ３１のカウント値が（１２８）に
達してフリツプフロツプ回路３４の出力ＰＴがｒｌＪに
なると、その「ｌ」の区間でトランジスタ３７がオフに
なることによりトランジスタ３９がオンとなつ？、この
トランジスタ３９を通じてコンデンサ４０が充電される
。

この場合、トランジスタ３８，３９がオンとなるときに
これに流れる電流は一定値にされる。

従って、上述のように発振器２３より得られるパルスＰ
Ｌの周波数がＰＬＬ１５より得られるパルスＰＬの周波
数に一致して出力Ｐの「０」の時間と出力ＰＴの「ｌ」
の時間が等しくなるときは、コンデンサ４０の両端電圧
ＥＣは、第２図Ｕ Ｌ７すよう眠まず一定値だけ低下し
、次いで同じ値だけ上昇するので、前の値と変わらない
ようになる。

従って、このときは、発振器２３を構成する単安定マル
チバイブレーク２４及び２５の準安定状態を保持する時
間巾τは変化せず、発振器２３の発振周波数、従ってパ
ルスＰＬの周波数Ｇ−ｆｆＬＬ１５より得られるパルス
ＰＩの周波数に一致した状態を保持する。

また、発振器２３より得られるパルスＰＬの従ってパル
スＰＮの周波数がＰＬＬ１５より得られるパルスＰＩの
従ってパルスＰＰの周波数よりも低くなるときは、カウ
ンタ２８のカウント値が（１２８，ｌに達してその出力
ｐｏ（第３図Ｏ）が立ち上がる時点はカウンタ３１のカ
ウント値が（１２８）に達してその出力ＰＱ（第３図Ｑ
）が立ち上がる時点に近づくから、単安定マルチバイブ
レーク３３の出力ｐｓ Ｃ第３図Ｓ）の「０」の時間は
一定であることからして、フリツプフロツプ回路３２の
出力ＰＲ（第３図Ｒ）のｒＯＪの時間即ちコンデンサ４
０の放電時間よりフリツプフロツプ回路３４の出力ＰＴ
（第３図Ｔ）の「ｌ」の時間即ちコンデンサ４０の充電
時間が大きくなり、第３図Ｕに示すように、コンデンサ
４０の両端電圧ＥＣは前の値よりも大きくなる。

従って、このとき、発振器２３の単安定マルチバイブレ
ーク２４及び２５の準安定状態を保持する時間巾τが小
さくされ、即ちパルスＰＬの周波数は大きくされ、ＰＬ
Ｌ１５より得られるパルスＰエの周波数に一致するよう
にされる。

逆に、発振器２３より得られるパルスＰＬの従ってパル
スＰＮの周波数がＰＬＬ１５より得られるパルスＰの従
ってパルスＰＰの周波数よりも高くなるときは、カウン
タ２８のカウント値が（１２８）に達してその出力Ｐ。

（第４図Ｏ）が立ち上がる時点はカウンタ３１のカウン
ト値が？１２８）に達してその出力ＰＱ （第４図Ｑ）
が立ち上がる時点より遠ざかるから、第３図Ｒ−Ｕに対
応して第４図Ｒ−Ｕに示すように、コンデンサ４０の両
端電圧ＥＣは前の値よりも小さくなる。

従って、このときは、発振器２３の単安定マルチパイブ
レーク２４及び２５の準安定状態を保持する時間巾τが
大きくされ、即ちパルスＰＬの周波数は小さくされ、Ｐ
ＬＬ１５より得られるパルスＰの周波数に一致するよう
にされる。

このようにして、発振器２３より得られるパルスＰＬの
周波数は、常に、再生水平同期信号ＳＨの周波数に対し
て（１） １で示すような一定関係にあるＰＬＬ１５よ
り得られるパルスＰＩの周波数に等しくなるようにされ
る。

そして、時点ｔ１におけるパルスＰＬの立ち上がりは、
バースト信号ｓＢＦ中の正しい位相をもったｌサイクル
における一定の点であるから、このパルスＰＬの位相は
バースト信号ＳＢ００）正しい位相に対して一定の関係
にある。

従って、この発振器２３の出力パルス、例えばパルスＰ
Ｌの反転パルスＰＬを、パルスＰＧのパルス巾に対応す
る区間Ｔｏにおいて必要パルス数分取り出せば、上述の
クロツクパルスを得るためのＰＬＬに供給される基準信
号として、各々のサイクルの位相がバースト信号ＳＢＯ
の正しい位相を示すような、所期のものを得ることがで
きる。

上述のように、本発明の発振回路によれば、バースト信
号の正しい位相を示す信号を、バースト信号の周波数が
変化する場合であっても、必要サイクル分にわたって得
ることができる。

また、発振器を構戒する例えば単安定マルチバイブレー
タの回路定数が温度変化などにより変化しても、検出制
御回路によりこれを補償するように働くので、温度変化
などに左右されない安定な動作がなされる。

なお、本発明は、時間誤差を補正する場合におけるクロ
ツクパルスの形成用のＰＬＬに供給すべき基準信号を得
る場合に限らず、例えば録画再生機においていわゆるＡ
ＰＣ回路に供給すべき比較信号を得る場合などにも適用
できる。

また、一般に、初期位相が入カパルスに同期し、かつそ
の周波数が、この人カパルスよりも十分に高い周波数の
連続波のそれに一致したパルス列を得る場合に広く適用
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による発振回路の一例の系統図、第２図
〜第４図はその説明のための波形図である。 ２４及び２５は発振器を構成する単安定マルチバイブレ
ーク、２８及び３１は第１及び第２のカウンタ、３５は
検出制御回路である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 初期位相が入カパルスに同期したパルス列を発生す
   る発振器と、こめ発振器からのパルス列をカウントする
   第ｌのカウンタと、連続波を上記人カパルスの直後から
   カウントする第２のカウンタと、上記第１及び第２のカ
   ウンタのカウント値がそれぞれ所定の値になる時点のず
   れを検出してそのずれに応じて上記発振器の発振周波数
   を制御する検出制御回路とからなり、上記発振器より初
   期位相が上記入カパルスに同期しかつ繰り返しの周波数
   が上記連続波の周波数に一致したパルス列が得られるよ
   うになされた発振回路。