JPS5818682B2 - ジカンジクヘンドウブンジヨキヨソウチ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は例えばテープレコーダの再生出力中に含まれる
ワウ・フラッタ成分を除去するのに適用。

される時間軸変動分除去装置に関する。

このような時間軸変動分除去装置としては、第１図に示
す構成のものが提案されている。

第１図において、１は例えばテープレコーダの再生出力
の供給される端子を示し、この再生出力１が例えばＢＢ
Ｄ等の電荷転送素子が複数ビット縦続接続された可変遅
延装置２に供給される。

また、３はこのテープレコーダの再生出力中のワウ・フ
ラッタ成分と同一の時間軸変動分を含む基準信号の供給
される端子を示す。

この基準信号を形成するには、磁気テープのオーディオ
信号の記録されているトラックと同一トラックに周波数
多重化して記録し、オーディオ信号と共に再生して周波
数分離したり、オーディオ信号と別トラックに記録して
おいたり、キャプスタンの回転速度に応じた周波数の正
弦波を発生する周波数発電機を用いたりすることができ
る。

この基準信号はＦＭ復調器４に供給され、ＦＭ復調器４
のＦＭ復調出力が積分器５に供給され、積分器５の出力
が直流増巾器６を介して発振周波数制御電圧として例え
ば電圧制御形の可変周波数発振器７に供給される。

従って可変周波数発振器７の発振出力の周波数は、基準
信号中の時間軸変動分に応じて制御され、この発振出力
は例えば二相のクロックパルスを発生するクロックパル
ス発生回路８に供給される。

このクロックパルスにより可変遅延装置２が駆動される
。

このような構成に依れば、テープレコーダの再生出力中
のワウ・フラッタ成分即ち基準信号中の時間軸変動分に
比例して可変周波数発振器７の発振周波数を高くし、ク
ロックパルスの周波数ｆを高くすることができる。

また可変遅延装置２の遅延時間は、そのビット数ｎに比
例し、クロックパルスの周波数ｆに反比例する。

従って時間軸変動分としての遅れが大きいほどクロック
パルスの周波数ｆは高くされ、可変遅延装置２の遅延時
間が小とされ、これによって可変遅延装置２の出力端子
９には時間軸変動分の除去された再生出力を得ることが
できる。

ここで、アナログ信号中に時間軸変動分が何等含まれて
ないときの平均クロック周波数ｆ。

及びこのときの平均遅延時間τ。を考え、時刻（１＝１
ｏ） において、可変遅延装置２に対して遅れ方向の
時間軸変動分τをもつ再生出力が供給されたとすると、
この時間軸変動分τが除去されるものとすれば、このと
きの可変遅延装置２の遅延時間は、（τ０−τ）なる。

また、この遅延時間は、クロックパルスの周波数ｆ及び
ビット数ｎに対して、 τ。

−τニー・・−・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・ （１）の関係がある。

上記（１）式は変形すると、ｆ ＝ −＝ −（１＋
−） τ０−τ τ０ τ０ ＝ｆ。

（１＋−）・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （
２）τＯ （但しτ。

）τとする）となる。この（２）式からもクロックパル
スの周波数ｆｆｒ：時間変動分τに比例して変化させる
ことにより、これを除去することが理解できよう。

ところで、上述の時間軸変動分除去動作は、可変遅延装
置２に再生出力が供給されてからこれより出力される迄
の間で、時間軸変動分が一定であることを前提として成
立している。

もし、時間軸変動分が一定ではなくて、変化するもので
あるとこれを充分除去することができず、補償効果が小
さくなり、極端な場合には、・逆に時間軸変動分が増大
してしまうおそれがある。

今、時間軸変動分が（３）式で示されるように正弦波的
に変化するものとする。

τ（ｔ）二τ１Ｊ７２ｐｔ ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・ （３）（３）式を（２）式に代入す
れば、 ｆ＝ｆ。

（１＋−ａｎｐｔｌ・・・・・・・・・・・・（４）τ
０ となる。

（４）式は補正を何等行なわず、クロックパルスの周波
数ｆを単にτ（１）に比例させて変えることを示すもの
である。

このときの補償誤差τｅを計算機によってシュミレート
して求めることにする。

θｎ まず時刻（ｔ＝ｔｎ＝−）におけるアナログ人力信号の
もつ時間軸変動分は、 τ１Ｊａｎ ｐｔＨ二τ、δ１ｎｏｎ・・・・・・・・
・・・・（５）と表わされる。

またアナログ信号がｔ。で入力されてから出力するまで
の時間は、可変遅延装置２のビット数を２５６とすれば
、 １ビット進む時間ｊ１＝−＝’ ｆｆｏ （１＋−ａｔｎｐｔｎ） ０ ２ビット進む時間ｔ２ となる。

ここで、（５）式で表わされる時間軸変動分が完全に除
去されるためには、（τ。

−τ１Ｊｎθｎ）の値が（６）式で示されるｔ２，６
と一致することが必要であるから、補償誤差τｅは τ８二１２６．−（τ。

−τ１ａｉｎθｎ）”ｔ２５ｆｌ−τ。

−τ１ａｉｎθ。・・・・・・・・・・・・ （７）と
して表わされる。

ここで時間軸変動分の角周波数ｐを決めておいて、θｎ
をパラメータとして、これを（２〜２π）まで変えたと
きのτ。

の最大値を求め、これを最大補償誤差と呼ぶことにする
。

次に時間軸変動分の角周波数ｐの値を変えて、各々にお
ける最大補償誤差を求めれば、周波数特性が分かる。

シュミレーションのために、 ｆｏ、 τ１及びτ
０を次の値に選んで、上述のようにして最大補償誤差の
周波数特性を求めたものが、第２図においてＩＩＡで示
すものである。

５６ ｆｏ＝７０ｋＨ２、ｒ１＝０．１ｍ８ｅｅ、 Ｔｇ ニ
ーＯ また、第２図において１２は、第１図に示すような時間
軸変動分除去装置を全く使用しないときの時間軸変動分
の最大値即ち０，１ｍ５ｅＣを示す。

この第２図から明かたように、時間軸変動分の周波数が
高くなるにつれて最大補償誤差が犬ぎくなり、即ち補償
効果が小さくなり、極端な場合には、補償を何等行なわ
ないとぎよりも時間軸変動分が犬ぎ（なってしまう。

不発明は上述の補償誤差を小として、その周波数が高い
時間軸変動分をも充分除去できるようにしたものである
。

本発明の原理的思想は、前述の（４）式で示される補償
条件において、（τ１Ｊｍｐｔ）の項に代えてゲインＧ
及び位相θの項を有する （Ｇ・τ１Ｊ７２（ｐｊ−θ））の項を用いて、このと
きの最大補償誤差が最小となるゲインＧ及び０６周波数
特性を求めることにある。

即ち（４）式を、τ１ ｆ＝ｆ（、（１−１−Ｇ −−ａｎ （ｐ ｔ −１３
） ） ＝ （８）τ０ と変形して、前述と同様の方法で計算機でシュミレート
して、最大補償誤差が第２図において１１Ｂで示すよう
に最小となるようなゲインＧ及び位相θの周波数特性を
求める。

その結果、ゲインＧの周波数特性は第３図において１３
Ｇで示すものとなり、位相θの周波数特性は１３θで示
すものとなる。

本発明は第４図に示すように、ＦＭ復調器４の出力端よ
り可変周波数発振器７に至る制御信号水成路に例えば積
分器５の前段に低域通過フィルタ１０を挿入し、その遮
断周波数を選定することによって第３図に示されるよう
な最適なゲイン及び位相の周波数特性を近似的に実現す
るようにしたものである。

即ち、上述の（８）式は例えば抵抗及びコンデンサが並
列接続された低域通過フィルタ１０の伝達関数によって
、 と表わすことができる。

ここでωｎは低域通過フィルタ１０の遮断角周波数であ
る。

この（９）式に関して、前述の（４）式及び（８）式と
同様に、ｆｏ、τ１及びτ。

の値を想定して計算機によるシュミレーションを行ない
時間軸変動分の角周波数ｐの値の夫夫について最大補償
誤差を求める。

この場合、低域通過フィルタ１０のゲイイ及び位相特性
を変えるために、その遮断角周波数ωｎを変えて、最大
補償誤差の周波数特性を求めれば第５図に示すグツラフ
が得られる。

第５図において、１１Ｃは低域通過フィルタ１０の遮断
周波数（ωｎ／２π）を５０Ｈｚとしたときの周波数特
性を示し、１１Ｄはそれを７５Ｈ２としたときの周波数
特性を示し、１１Ｅ、１１Ｆ４及び１１Ｇは夫々ｉ ０
０ Ｈｚ 、’ ５０ Ｈｚ及び２００ Ｈｚとしたと
きの周波数特性を示す。

この第５図から明かなように、本発明に依れば、理想的
な最大補償誤差の周波数特性（第２図における周波数特
性１１Ｂと同一のものは実現できないが、第１図に示す
ような低域通過フィルタ１０を設けない構成の時間軸変
動分除去装置の最大補償誤差の周波数特性１１Ａに比し
て、最大補償誤差の値を小さくでき、補償効果な長幼と
することができ、時間軸変動分の周波数が非常に高い最
悪の条件でも、本来の時間軸変動分より補償後の時間軸
変動分が太き（なるようなおそれはない 次に、低域通過フィルタ１０の遮断周波数の最適値を求
めるために、第５図のグラフより時間軸変動分の周波数
を一定として、遮断周波数を変えたときの最大補償誤差
の変化を読み取りプロットして第６図に示すグラフを得
る。

第６図において、１４Ａ〜１４Ｆは時間軸変動分の周波
数を夫々１０Ｈｚ、 ２０Ｈｚ、 ５０Ｈｚ、、
ｌ ＯＯＨｚ、 １５０Ｈｚ、２００Ｈｚ に一定
としたときの遮断周波数に対する最大補償誤差の変化を
示す。

この第６図から、最大補償誤差の小さい遮断周波数の範
囲は、大略（８０Ｈｚ〜１４０Ｈｚ）であることが理解
できよう。

この最適な遮断周波数の範囲は、可変遅延装置２の平均
遅延時間τ。

によって一般化することができる。

即ち前述のシュミレーションでは、（τ０＝□中３．６
６ ｍ５ｅｃ）としたから、０Ｘ１０３ （８０Ｈｚ〜１４０Ｈｚ）の遮断周波数は、このτ０．
３ ０．５ τ０により、−〜−）となる。

τ０ τ０ 以上述べた所より明かなように、本発明に依れば、その
周波数が比較的高い時間軸変動分がアナログ信号中に含
まれていても、この時間軸変動分を除去することができ
、例えばテープレコーダの再生出力中のワウ・フラッタ
成分を除去するのに適用して犬なる利益がある 尚、低域通過フィルタ１０を積分器５の次段に接続する
ようにしても、作用効果上の差異はない。

また、可変遅延装置２としては電荷転送素子からなるア
ナログ信号遅延手段に限らず、アナログ信号をテイジタ
ル化してシフトレジスタに供給し、このシフトレジスタ
の中途より選択的に出力を得て、これをアナログ信号に
変換するような構成の可変遅延装置を用いても良い。

【図面の簡単な説明】

第１図は時間軸変動分除去装置の一例の系統図、第２図
はその最大補償誤差の周波数特性等を示すグラフ、第３
図は理想的に時間軸変動分の除去を行なうためのゲイン
及び位相特性を示すグラフ、第４図は本発明の系統図、
第５図及び第６図は本発明の説明に用いるグラフである
。 １はアナログ入力信号の供給される端子、２は可変遅延
装置、４はＦＭ復調器、５は積分器、７は可変周波数発
振器、１０は低域通過フィルタである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ アナログ入力信号と同一の時間軸変動分を含む基準
   信号を得、上記アナ９グ入力信号を可変遅延装置に供給
   し、上記基準信号をＦＭ復調し、このＦＭ復調出力を積
   分器を介することにより制御信号を形成し、この制御信
   号により上記可変遅延シ装置の遅延時間を制御すると共
   に、上記制御信号の形成路に低酸通過フィルタを設け、
   この低酸通過フィルタの遮断周波数を上記可変遅延装置
   の平均遅延時間に対応して定めるようになし、上記可変
   遅延装置の出力に上記時間軸変動分の除去され。 たアナログ信号を得るようにした時間軸変動分除去装置
   。