JPS5818681B2 - ジカンジクヘンドウブンジヨキヨソウチ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は例えばテープレコーダの再生出力中に含まれる
ワウ・フラッタ成分を除去するのに適用される時間軸変
動分除去装置に関する。

このような時間軸変動分除去装置としては、第１図に示
す構成のものが提案されている。

第１図において、１は例えばテープレコーダの再生出力
の供給される端子を示し、この再生出力が例えばＢＢＤ
等の電荷転送素子が複数ビット縦続接続された可変遅延
装置２に供給される。

また３はこのテープレコーダの再生出力中のワウ・フラ
ッタ成分と同一の時間軸変動分を含む基準信号の供給さ
れる端子を示す。

この基準信号を形成するには、磁気テープのオーディオ
信号の記録されているトラックと同一トラックに周波数
多重化して記録し、オーディオ信号と共に再生して周波
数分離したり、オーディオ信号と別トラックに記録して
おいたり、キャプスタンの回転速度に応じた周波数の正
弦波を発生する周波数発電機を用いたりすることができ
る。

この基準信号はＦＭ復調器４に供給され、ＦＭ復調器４
のＦＭ復調出力が積分器５に供給され、積分器５の出力
が直流増巾器６を介して発振周波数制御電圧として例え
ば電圧制御形の可変周波数発振器７に供給される。

従って可変周波数発振器７の発振出力の周波数は、基準
信号中の時間軸変動分に応じて制御され、この発振出力
は例えば二相のクロックパルスを発生スるクロックパル
ス発生回路８に供給される。

このクロックパルスにより可変遅延装置２が駆動される
。

このような構成に依れば、テープレコーダの再生出力中
のワウ・フラッタ成分即ち基準信号中の時間軸変動分に
比例して可変周波数発振器７の発振周波数を高くし、ク
ロックパルスの周波数ｆを高く゛することができる。

また可変遅延装置２の遅延時間は、そのビット数ｎに比
例し、クロックパルスの周波数ｆに反比例する。

従って時間軸変動分としての遅れが大きいほどクロック
パルスの周波数ｆは高くされ、可変遅延装置２の遅延時
間が小とされ、これによって可変遅延装置２の出力端子
９には時間軸変動分の除去された再生出力を得ることが
できる。

ここで、アナログ信号中に時間軸変動分が何等含まれて
ないときの平均クロック周波数ｆ。

及びこのときの平均遅延時間τ。を考え、時刻（１＝１
ｏ） において、可変遅延装置２に対して遅れ方向の
時間軸変動分丁をもつ再生出力が供給されたとすると、
この時間軸変動分τが除去されるものとすれば、このと
きの可変遅延装置２の遅延時間は、（τ。

−τ）となる。また、この遅延時間はクロックパルスの
周波数ｆ及びビット数ｎに対して τ０−τ＝−・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・ （１）の関係がある。

上記（１）式は変形すると、ｆ：□ニー（１＋−） τ０−τ τ０ τ０ ＝ｆ。

（１＋−）・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２
）ｆＯ （但して。

）τとする）となる。この（２）式からもクロックパル
スの周波数ｆを時間軸変動分てに比例して変化させるこ
とにより、これを除去することが理解できよう ところで、上述の時間軸変動分除去動作は、可変遅延装
置２に再生出力が供給されてからこれより出力される迄
の間で、時間軸変動分が一定であることを前提として成
立している。

もし、時間軸変動分が一定ではなくて、変化するもので
あるとこれを充分除去することができず、補償効果カシ
」へさくなり、極端な場合には、逆に時間軸変動分が増
大してしまうおそれがある。

今、時間軸変動分が（３）式で示されるように正弦波的
に変化するものとする。

τ（ｔ）＝τ１１＋１ｎ ｐｔ ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・ （３）（３）式を（２）式に代入す
れば、 τｌ ・ ｆ ＝ ｆ □ （１＋ａｎ ｐｔ ） ”・・・・・
（４）ｆＯ となる。

（４）式は補正を何等行なわず、クロックパルスの周波
数ｆを単にτ（ｔ）に比例させて変えることを示すもの
である。

このときの補償誤差τｅを計算機によってシュミレート
して求めることにする。

θｎ まず時刻（ｔ＝ｔｎ＝−→におけるアナログ人力信号の
もつ時間軸変動分は τ１／ｄｎ ｐｔｎ二τ１４ｎθｎ・・・・・・・・・
・・・（５）と表わされる。

またアナログ信号がｔ。で入力されてから出力するまで
の時間は、可変遅延装置２のビット数を２５６とすれば
、 １ １ビツトに進む時間ｔ１＝−二□ ｆｆｇ （１＋’−１ｎｐｔｎ） τ０− ２ビット進む時間ｔ２ ・・・・・・・甲・・（ｂ） となる。

ここで、（５）式で表わされる時間軸変動分が完全に除
去されるためには、（τ。

−ｒ１４３ｉｎθｎ）の値が（６）式で示されるｔ２５
６と一致することが必要であるから、補償誤差τｅは τ。

−”ｔ２５６−（τ０−τ１δ２ｎθｎ）＝ｔ２５６−
τ。

十τ１ｉｎθｎ ・・・・・・・・・（７）として表わ
される ここで時間軸変動分の角周波数ｐを決めておいて、θｎ
をパラメータとして、これを（０〜２π）まで変えたと
きのτ。

の最大値を求め、これを最大補償誤差と呼ぶことにする
。

次に時間軸変動分の角周波数ｐの値を変えて、各々にお
ける最大補償誤差を求めれば、周波数特性が分かる。

シュミレー７ョンのために、ｆｏ、τ１及びτ。

を次の値に選んで、上述のようにして最大補償誤差の周
波数特性を求めたものが、第２図において１１Ａで示す
ものである。

５６ ｆＯ” ７０ ｋＨｚ、τ１＝０．１ｍ５ｅｃ、Ｔ□
”−ｆＯ また、第２図において１２は、第１図に示すような時間
軸変動分除去装置を全（使用しないときの時間軸変動分
の最大値即ち０．１ ｍ ８ｅｅを示す。

この第２図から明らかなように、時間軸変動分の周波数
が高（なるにつれて最大補償誤差が大きくなり、即ち補
償効果が小さくなり、極端な場合には補償を何等行なわ
ないときよりも時間軸変動分が犬ぎくなってしまう。

本発明は上述の補償誤差を小として、その周波数が高い
時間軸変動分をも充分除去できるよ′うにしたものであ
る。

本発明の原理的思想は、前述の（４）式で示される補償
条件において、（τ１Ａｌｎｐｆ、 ）の項に代えてゲ
インＧ及び位相θの項を有する（Ｇ・τ１４Ｍｎ（ｐｔ
−〇））の項を用いて、このときの最大補償誤差が最小
となるゲインＧ及びθの周波数特性を求めることにある
。

即ち（４）式をｆ−＝ｆ□（１＋Ｇ−”’Ｊｉ７２ （
ｐｔ−θ）） ・−・・−−−−−（８）τ１ と変形して、前述と同様の方法で計算機でシュミレート
して、最大補償誤差が第２図において１１Ｂで示すよう
に最小となるようなゲインＧ及び位相θの周波数特性を
求める。

その結果、ゲインＧの周波数特性は第３図において１３
Ｇで示すものとなり、位相θの周波数特性は１３θで示
すものとなる 本発明は第４図で示すように、端子３から供給される基
準信号を位相比較器２１、低域通過フィルタ２２及び可
変周波数発振器２３からなるフェーズ・ロック・ループ
２０に供給し、このフェーズ・ロック・ループ２０より
得られる基準信号のＦＭ復調出力を積分器５及び直流増
巾器６を介して可変周波数発振器７に供給して、可変遅
延装置２の遅延時間を制御するようになし、上述のフェ
ーズ、ロック、ループ２０のダンピングファクタ及び固
有周波数を所定のものに選定することによって、第３図
に示されるゲイン及び位相の周波数特性を近似的に実現
するようにしたものである。

即ち、上述の（８）式はフェーズ・ロック・ループの伝
達関数によって、 ｆ＝ｆｏ（ｔ＋ｍ ’ ａｉｎｐｔ）・（９
）ｒ０１＋ｊ ２（上−（−Ｐ！−）２ ωｎ ωｎ と表わすことができる。

ここでζはフェーズ・ロック・ループ２０のダンピング
ファクタを示し、第４図に示すように、低域通過フィル
タ２２が抵抗Ｒ１Ｒ２及びコンデンサＣで構成され、ル
ープ・ゲインがＫであれば １フイ冨Ｊ弁＝７ １ ζ０− ・（−＋Ｒ２Ｃ）・・・・・・
（１０）２ １ Ｒ２Ｋ となり、′ωｎは固有角周波数を示し、ω。

はＯ）ｎ”、／べζ欝善；］二 （１１）
Ｒ２Ｃ となる。

そして（９）式に関して、前述の（４）式及び（８）式
と同様に、ｆｏ、τ１及びτ。

の値を想定して計算機によるシュミレーションを行ない
時間軸変動分の周波数（ｐ／２π）の値の夫々について
最大補償誤差を求める。

この場合、フェーズ・ロック・ループ２０のゲイン及び
位相特性を変えるために、α０）及び（１１）式で表わ
されるダンピングファクタζ及び固有周波数ｆｎ（ωｎ
／２π座変えて、夫々の最大補償誤差を求め、それをプ
ロットすることにより第５図〜第８図に示すグラフが得
られる。

第５図において、１１Ｃはダンピングファクタζを（ζ
二１．０）として、固有周波数ｆｎを１００ Ｈｚとし
たときの時間軸変動分の周波数に対する最大補償誤差の
周波数特性を示し、１１Ｅはｆｎを１５０Ｈｚとしたと
きを示し、ＩＩＦはｆｎを１７５Ｈｚとしたときを示し
、１１Ｇはｆｎを２００Ｈｚとしたときを示す。

また、第６図において、１１Ｇ、ＩＩＤ、ＩＩＥ。

１１Ｆ、１１Ｇはダンピングファクタζを０．８トして
、固有周波数を１００Ｈｚ、１２５ Ｈｚ ３１５０
Ｈｚ、１７５Ｈｚ） ２００ Ｈｚと夫々変えたときの
最大補償誤差の周波数特性を示す。

同様に第１図及び第８図はダンピングファクタζを０．
６及び０．４としたときの各固有周波数に関する最大補
償誤差の周波数特性を示す。

この第５図〜第７図より明かなように、ダンピングファ
クタζが０．６．０．８及び１の場合では、第１図に示
すような構成の時間軸変動分除去装置の最大補償誤差の
周波数特性１１Ａに比して、最大補償誤差の値を小さく
でき、補償効果を良好とすることができる。

しかし、ダンピングファクタζが０．４であると第８図
から理解されるように、比較的高い周波数の時間軸変動
分に対して最大補償誤差がかなり大きくなってしまい好
ましくない。

本願発明者は上述のような解析の結果、ダンピングファ
クタζが（０，５〜１．０）の範囲であれば最適である
ことを認めた。

次ニフエーズ・ロック・ループの固有周波数ｆｎはどの
ような値が最適であるかを知るために、第５図のグラフ
について時間軸変動分の周波数を一定として、固有周波
数ｆｎを変えたときの最大補償誤差の変化を読み取り、
プロットして第９図に示す。

第９図において、１４Ａ、１４Ｂ及び１４Ｃは夫々時間
軸変動分の周波数を１００ Ｈｚ 。

５０Ｈｚ及び２５Ｈｚ として、固有周波数ｆｎに対す
る最大補償誤差の変化を示すものである。

また、第６図〜第８図のグラフから同様にして第１０図
〜第１２図のグラフを得ることができる。

この第９図〜第１２図のグラフより、ダンピングファク
タζが１．０のときは、２００Ｈｚ程度に固有周波数ｆ
ｎｆ７−選び、ζが０．８のときは、１５０Ｈｚ程度に
ｆｎを選び、ζが０．６のとぎは１３０Ｈｚ程度にｆｎ
を選べば最大補償誤差が小となることが理解できよう。

これら最適な固有周波数ｆｎは、可変遅延装置２の平均
遅延時間τ。

によって一般化することができる。

即ち、上述のシュ５６ ｉ ′Ｖ ’ ７ Ｃ１；Ｊｗ （ｒ６＝７ｏ Ｘ、
ｏ’ ＝＝＝：３°６６ｍ５ｅｃ ）としたから、上述
の最適固有周波数は０．７３２ ０．５４９ ２００Ｈｚ＝□、１５０Ｈｚ二□、 τＯＴＯ ｏ、４７６ １３０Ｈｚ＝□ τＯ と表わすことができる。

以上述べた所より明かなように、本発明に依れば、その
周波数が比較的高い時間軸変動分がアナログ信号中に含
まれていても、フェーズ・ロック。

・ループ２０のダンピングファクタζ及び固有周波数を
所定の値に選ぶことにより、この時間変動分を充分除去
することができ、例えばテープレコーダの再生出力中の
ワウ・フラッタ成分を除去するのに適用して犬なる利益
がある。

尚、可変遅延装置２としては電荷転送素子からなるアナ
ログ信号遅延手段に限らず、アナログ信号をデジタル化
してシフトレジスタに供給し、このシフトレジスタの中
途より選択的に出力を得て可変遅延動作を行なわせ、こ
の出力をアナログ信号に変換するような構成の可変遅延
装置を用いても良い。

【図面の簡単な説明】

第１図は時間軸変動分除去装置の一例の系統図、第２図
はその最大補償誤差の周波数特性等を示すグラフ、第３
図は理想的に時間軸変動分の除去を行なうためのゲイン
及び位相特性を示すグラフ、第４図は本発明の系統図、
第５図〜第１２図は本発明の説明に用いるグラフである
。 １はアナログ入力信号の供給される端子、２は□可変遅
延装置、５は積分器、７は可変周波数発振器、２０はフ
ェーズ・ロック・ループである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ アナログ入力信号と同一の時間軸変動分を含む基準
   信号を得、上記アナログ入力信号を可変遅延装置に供給
   し、上記基準信号を位相比較器と低域通過フィルタと可
   変周波数発振器とからなるフェーズ・ロック・ループに
   供給し、このフェーズ・ロック・ループより得られる上
   記基準信号のＦＭ復調出力により上記可変遅延装置の遅
   延時間を制御するようになし、上記フェーズ・ロック・
   ループのダンピングファクタ及び固有周波数を所定の値
   に定めるようになし、上記可変遅延装置の出力に上記時
   間軸変動分の除去されたアナログ信号を得るようにした
   時間軸変動分除去装置。