JPH11311668A - Fm−cwレーダ装置 - Google Patents
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- JPH11311668A JPH11311668A JP10118584A JP11858498A JPH11311668A JP H11311668 A JPH11311668 A JP H11311668A JP 10118584 A JP10118584 A JP 10118584A JP 11858498 A JP11858498 A JP 11858498A JP H11311668 A JPH11311668 A JP H11311668A
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Abstract
受信部および信号処理部を備えている。送信部は周波数
変調された連続波を送信波として送信するものである。
受信部は、送信波が目標物で反射された電磁波を受信波
として複数の素子アンテナが配列された受信アンテナで
受信し、各素子アンテナチャネル別に送信波と受信波の
差であるビート信号を生成し、このビート信号をデジタ
ルビート信号にA/D変換するものである。信号処理部
は、デジタルビート信号を用いてディジタル・ビーム・
フォーミング処理を施し、その結果から目標物の検知を
行うものである。受信部は、ビート信号を生成する回路
に素子アンテナのいずれかを選択的に接続する切換手段
を備え、この切換手段は、周波数変調の繰り返し周期の
一周期の中で複数の素子アンテナの一部を選択し、選択
された素子アンテナ間において接続切換を繰り返し行
う。そして、複数周期に亘って素子アンテナの選択の組
み合わせを異ならせることにより素子アンテナのすべて
を選択する。
Description
連続波を送信波として用いるFM−CWレーダ装置に関
するものであり、特に、受信走査をディジタル・ビーム
・フォーミング(DBF)により達成するFM−CWレ
ーダ装置に関するものである。
−88869号に記載されたものがある。この従来のレ
ーダ装置では、アレーアンテナを構成する各素子アンテ
ナごとにRFアンプ、ミキサ、フィルタ、A/D変換器
が接続されており、各A/D変換器から出力されるディ
ジタル信号をディジタル・ビーム・フォーミング・プロ
セッサに取り込んで、ディジタル・ビーム・フォーミン
グ処理を行う。
は、マイクロ波やミリ波のような高周波電磁波を用いて
いるが、このような高周波で動作するアナログデバイス
(RFアンプやミキサなど)は非常に高価である。
テナ毎にこれらのアナログデバイスが設けられているの
で多数のアナログデバイスが必要であり、高い製造コス
トを余儀なくされている。特に、性能向上のための一つ
の手段として、素子アンテナの数を増加することが挙げ
られるが、素子アンテナの増加はそれに付随する高周波
アナログデバイスの増加につながり、コストの増加をも
たらす。したがって、素子アンテナ数の増加が困難であ
った。また、アナログデバイスの増加はレーダ装置の大
型化にもつながってしまう。
ダ装置は、送信部、受信部および信号処理部を備えてい
る。送信部は周波数変調された連続波を送信波として送
信するものである。受信部は、目標物で再放射された電
磁波を受信波として複数の素子アンテナが配列された受
信アンテナで受信し、各素子アンテナチャネル別に送信
波と受信波の差であるビート信号を生成し、このビート
信号をデジタルビート信号にA/D変換するものであ
る。信号処理部は、デジタルビート信号を用いてディジ
タル・ビーム・フォーミング処理を施し、その結果から
目標物の検知を行うものである。
子アンテナのいずれかを選択的に接続する切換手段を備
え、この切換手段は、周波数変調の繰り返し周期の一周
期の中で複数の素子アンテナの一部を選択し、選択され
た素子アンテナ間において接続切換を繰り返し行う。そ
して、複数周期に亘って素子アンテナの選択の組み合わ
せを異ならせることにより素子アンテナのすべてを選択
する。
レーダ装置によれば、切換手段の切換動作により、ビー
ト信号を生成する回路に各素子アンテナからの受信波を
時間的に分割して入力することができる。そのため、受
信波と送信波との合成によるビート信号の生成に必要な
高周波デバイスすなわち受信波のダウンコンバート用の
ミキサ回路等を素子アンテナ毎に用意する必要が無く、
一組だけあれば十分となる。
し周期の一周期の中で複数の素子アンテナの一部を選択
し、選択された素子アンテナ間において接続切換を繰り
返し行い、複数周期に亘って素子アンテナの選択の組み
合わせを異ならせることにより素子アンテナのすべての
選択を行うものなので、周波数変調の繰り返し周期の一
周期中にすべての素子アンテナを選択し同じ数だけの接
続切換を行う場合と比較して、切換周波数を低くするこ
とができる。
ングしてA/D変換することを考えると、切換周波数が
低くなればA/D変換速度も低くすることができる。
子アンテナとして周波数変調の繰り返し周期の各周期に
おいて選択することが望ましく、信号処理部は、周波数
変調の繰り返し周期の各周期において基準素子アンテナ
が受信した受信波の位相差に基づいて基準素子アンテナ
以外の素子アンテナが受信した受信波の位相を補正する
ことが望ましい。
なると、その間に目標物との距離が変化することがあ
り、その場合、受信波の位相が変化してしまう。すなわ
ち、素子アンテナ毎の受信の同時性が十分に確保できな
い。これに対して各周期における基準素子アンテナから
の信号の位相差を検出し、この位相差に基づいて基準素
子アンテナ以外の素子アンテナの信号位相を補正すれ
ば、同一周期内で全素子アンテナからの信号を取り込ん
だときと同等のDBF合成ができる。
レーダ装置を示す構成図である。このレーダ装置は、連
続波(CW)に周波数変調(FM)を掛けた送信信号を
用いるFM−CWレーダ装置であり、且つ、ディジタル
・ビーム・フォーミング処理を行うDBFレーダ装置で
ある。
明するのに先だって、FM−CWレーダ装置の探知原理
を説明する。
原理を示す波形図である。図2(A)は、送信周波数の
変化と、距離Rの位置にあり相対速度が零の目標物から
再放射された受信周波数の変化とを示したグラフであ
り、縦軸に周波数、横軸に時間をとっている。実線は送
信信号周波数を示し、破線は受信信号周波数を示してい
る。このグラフから判るように、送信信号には連続波に
三角状の周波数変調を掛けた変調信号を用いる。変調波
の中心周波数はf0、周波数偏移幅はΔF、三角波の繰
り返し周波数はfmである。また、図3(A)は、目標
物の相対速度が零でなく速度Vのときの受信信号の変化
とを示したグラフであり、実線は送信信号周波数を示
し、破線は受信信号周波数を示している。なお、送信信
号および座標軸の意義は図2(A)と同じである。
うな送信信号を放射しているときの受信信号は、目標物
の相対速度が零のときには距離に応じた時間遅れT(T
=2R/C:Cは光の速度)を受け、目標物の相対速度
がVのときには距離に応じた時間遅れTと、相対速度に
相当する周波数偏移Dを受けることが判る。なお、図3
(A)に示す例は、受信信号周波数が同グラフにおいて
上方に偏移しており、目標物が接近する場合を示してい
る。
キシングすれば、ビート信号が得られる。図2(B)お
よび図3(B)は、それぞれ目標物の相対速度が零のと
きとVのときのビート周波数を示すグラフであり、時間
軸(横軸)はそれぞれ図2(A)および図3(A)とタ
イミングを一致させてある。
をfr、相対速度に基づくドップラ周波数をfd、周波
数が増加する区間(アップ区間)のビート周波数をfb
1、周波数が減少する区間(ダウン区間)のビート周波
数をfb2とすると、 fb1=fr−fd …(1) fb2=fr+fd …(2) が成り立つ。
ダウン区間のビート周波数fb1およびfb2を別々に
測定すれば、次式(3)(4)からfrおよびfdを求
めることができる。
次の(5)(6)式により求めることができる。
目標物の距離Rおよび速度Vを求めることができるの
で、ビーム走査を行いながら距離Rおよび速度Vを順次
算出すれば、目標物の方位、距離、速度を探知すること
ができる。これがFM−CWレーダの原理である。
装置は、DBFレーダ装置でもある。すなわち、このF
M−CWレーダ装置では、複数の素子アンテナからなる
アレーアンテナを受信アンテナとして用い、各素子アン
テナで受信した信号をデジタル化してその位相と振幅を
後段の信号処理部において変換し、さらに、全素子アン
テナチャネルの信号を合成することにより、受信アンテ
ナの指向性を形成するものである。したがって、一旦取
り込んだ信号に対して位相と振幅の変換量を適宜変えて
変換すれば、所望のビーム走査を行うことができる。
テナ2、切換スイッチ部3、受信回路部4、およびディ
ジタル信号処理部5を備えており、アレーアンテナ2、
切換スイッチ部3および受信回路部4により受信部が構
成されている。
76GHz)の電圧制御型発振器11と、バッファアン
プ12と、送信アンテナ13と、RFアンプ14とを備
えている。発振器11は、図示省略した変調用の直流電
源から出力される制御電圧によって、f0±ΔF/2の
被変調波(送信信号)を出力する。被変調波はバッファ
アンプ12で増幅され、送信アンテナ13から電磁波と
して放射される。なお、送信信号の一部はRFアンプ1
4で増幅されダウンコンバート用のローカル信号として
出力される。
(CH1)から第9チャネル(CH9)までの各チャネ
ルに対応する9個の素子アンテナを備えている。切換ス
イッチ部3は、スイッチ本体31とスイッチ制御部32
を備える。スイッチ本体31は、9個の入力端子と1個
の出力端子とを有し、各入力端子にはアレーアンテナ2
の各素子アンテナが1個づつ接続されている。出力端子
は入力端子のいずれか一つと接続されるものであり、ス
イッチ制御部32からの切換信号によりその接続が適宜
切り換えられる。接続切換は回路上で電気的に行われる
ものであり、どのような順番で切り換えるかについては
後述する。
42、アンプ43、フィルタ44およびA/D変換器4
5を備えている。スイッチ本体31の出力端子から出力
された信号、すなわち、アレーアンテナ2のいずれかの
素子アンテナで受信した信号は、RFアンプ41で増幅
され、ミキサ42でRFアンプ14からの送信信号の一
部とミキシングされる。このミキシングにより受信信号
はダウンコンバートされ、送信信号と受信信号との差信
号であるビート信号が生成される。ビート信号は、アン
プ43およびローパスフィルタ44を介してA/D変換
器45に入力され、スイッチ制御部32からの信号、す
なわち、スイッチ本体31での接続切換を行うためのク
ロック信号fswのタイミングでディジタル信号に変換
される。
45からのディジタルビート信号に対してディジタル・
ビーム・フォーミング(DBF)処理を施し、その結果
から目標物の検知を行う。
レーダ装置の動作を説明する。
示すフローチャートであり、図5は切換スイッチ部3の
切換タイミングを示すタイミングチャートである。
アンテナチャネルの番号を示し、jは三角波変調のアッ
プ区間およびダウン区間のそれぞれにおける受信波のサ
ンプリング番号を示し、kは三角波変調の周期番号を示
している。本実施形態では、iは1〜9の値をとり、j
は1〜Nの値をとり、kは1〜4の値をとる。
をそれぞれ初期値である「1」に設定する。ついで、ス
テップS42でサンプリングクロック信号の取込区間で
あるか否かを判断する。本実施形態では三角波変調のア
ップ区間およびダウン区間のそれぞれの中央部を取込区
間としている。これは三角波変調のアップ区間からダウ
ン区間あるいはダウン区間からアップ区間への変化点近
傍に比較して各区間の中央部の方が高いリニアリティを
確保できるからである。
S43を経てS44に移行し、クロック信号のエッジを
検出した時点でステップS45に移行してスイッチ本体
31の切換が行われる。いま、i=1であるからこの切
換によって1番目の素子アンテナがスイッチ本体31に
接続される。このスイッチ切換により、第1素子アンテ
ナで受信した信号がミキサ42でダウンコンバートさ
れ、そのビート信号がA/D変換器45に送られる。
(1/fsw)の1/2の遅延を行った後、ステップS
47でA/D変換器45によるビート信号のA/D変換
を行い、そのデジタルビート信号をデジタル信号処理部
5のバッファに取り込む。ステップS46の遅延は、一
回の素子アンテナ接続期間の中央時点でA/D変換処理
を行うためのものであり、これにより、接続の安定時に
A/D変換を行うことができる。また、デジタルビート
信号のバッファへの取り込みは、後処理のために、i,
j,k別、且つ、アップまたはダウンの区間別に行う。
ップS48に移行する。これから説明するステップS4
8からステップS57の処理は、切換スイッチ部3によ
り受信回路部4に接続される素子アンテナの順番を決定
するフローである。この実施形態では、周波数変調の繰
り返し周期を4回使って全素子アンテナチャネルの選択
を完了させることとしている。
すタイミングチャートであり、横軸に時間をとってい
る。CH.1〜CH.9は、第1から第9の各素子アン
テナチャネルの接続タイミングを示すものであり、ハイ
レベルが接続を意味する。また、波形51は三角波変調
のタイミングを示す。なお、図を見やすくするために、
各チャネルの接続時間(ハイレベル期間)を波形51と
の関係において実際の接続時間よりも大幅に長く示して
いる。
1、第2、第3素子アンテナを選択してこれらを順に繰
り返し接続する。第2区間では第1、第4、第5素子ア
ンテナを選択してこれらを順に繰り返し接続する。第3
区間では第1、第6、第7素子アンテナを選択してこれ
らを順に繰り返し接続する。第4区間では第1、第8、
第9素子アンテナを選択してこれらを順に繰り返し接続
する。
して第1〜第4区間において常に選択されており、第2
〜第9素子アンテナは、2つずつに分けられてそれぞれ
第1〜第4区間に割り当てられる。第1素子アンテナで
受信した信号のビート信号は後述するDBF合成の際の
位相補正の基準信号として利用される。
ためのステップS48からステップS57の処理はつぎ
の通りである。
し、i=1であればステップS49に進んでiを(i+
(2k−1))に置換し、i=1でなければステップS
50に進んでiを(i+1)に置換する。その後、ステ
ップS51においてiが(2+(2k−1))より大き
いか否かを判断する。
49に進んでi=2とし、ステップS51の判断を経て
ステップS42に戻り、ステップS42〜S47により
第2素子アンテナで受信した信号のデジタルビート信号
をバッファに取り込む。この時点ではi=2であるから
ステップS48からステップS50に移行してi=3と
なり、再びステップS51からステップS42に戻り、
ステップS42〜S47により第3素子アンテナで受信
した信号のデジタルビート信号をバッファに取り込む。
0に移行してi=4となると、ステップS51では否定
判断がなされ、ステップS52に移行してi=1に設定
されると同時に、j=2に設定される。
と比較される。値Nは、アップ区間およびダウン区間に
おける素子アンテナチャネル別のサンプリング数であ
り、ここでは例えば、N=128に設定されている。い
まj=2であるので、i=1、j=2の状態でステップ
S42に戻る。その後、ステップS52でj=3となる
まで、第1〜第3素子アンテナのデジタルビート信号を
順に取り込む。
ネルのデジタルビート信号を順に取り込み、各チャネル
別にN個のデジタルビート信号を取り込んだら、ステッ
プS53の判断においてステップS54に移行し、jの
値を初期値である「1」に戻す。
ジタルビート信号取り込み処理がアップ区間で行われた
ものかダウン区間で行われたものかを判断する。今は、
アップ区間の取り込みが終了したところであるから、ス
テップS55の判断では否定され、ステップS42に戻
る。以後、第1区間のダウン区間において、第1〜第3
素子アンテナチャネルのデジタルビート信号を順にそれ
ぞれ128サンプルずつ取り込む。
号取り込みが終了すると、ステップS55からステップ
S56に移行してkが(k+1)に置換される。いま、
k=1なので、ここでk=2となり、ステップS57の
判断を経て、ステップS42へ戻る。
5までの処理を繰り返すことにより、第2区間のアップ
区間およびダウン区間のそれぞれにおいて、図5に示す
ように第1、第4、第5素子アンテナが順次選択され、
そのデジタルビート信号が繰り返し取り込まれる。
と、第3区間のアップ区間およびダウン区間のそれぞれ
において、図5に示すように第1、第6、第7素子アン
テナが順次選択されてそのデジタルビート信号が繰り返
し取り込まれる。さらに、k=4となると、第4区間の
アップ区間およびダウン区間のそれぞれにおいて、第
1、第8、第9素子アンテナが順次選択され、そのデジ
タルビート信号が繰り返し取り込まれる。
ャネルで受信した信号のデジタルビート信号がデジタル
信号処理部5のバッファにすべて取り込まれたことにな
る。このとき、kの値はステップS56でk=5とな
り、ステップS57の判断において肯定され、ステップ
S58に移行する。
T処理、DBF合成およびその結果に基づく目標物体の
認識処理が行われる。ステップS58の後は、ステップ
S41に戻りこれまで説明した処理を行い、以後これを
繰り返す。
BF合成の手順を図6のフローチャートを用いて説明す
る。
として、各チャネル別にデジタルビート信号に対して複
素FFT処理を施し、ステップS61でこのチャネル別
FFTデータを読み込む。このFFT処理によって、目
標物に応じた周波数のピークがチャネル別に得られる。
DBF合成は、周波数ピークに対して選択的に行えば十
分であるから、ステップS62ではDBF合成を行う周
波数ポイントを抽出する。
数ポイントに関して、ステップS63からステップS6
7までの処理でチャネル別に位相および振幅の変換およ
び補正を行う。ステップS63では、周波数変調の第1
〜第4周期区間のうちの第1周期区間か否かを判断す
る。第2周期区間〜第4周期区間の場合は、ステップS
65に移行して第1素子アンテナチャネルを基準とした
区間間の位相補正を行う。
の周期区間が異なれば、その間に目標物との距離が変化
していると考えられるので、各周期区間で受信信号位相
差が生じている。
テナを基準素子アンテナとし、すべての周期区間で第1
素子アンテナで受信した信号のデジタルビート信号を取
り込み、その区間間位相差を用いて他の素子アンテナで
のデジタルビート信号の位相を補正する。なお、ここに
言う位相は原信号の位相であり、ダウンコンバート後の
ビート信号にもこの位相は保存されているので、位相差
を検出できる。
アンテナの受信信号(デジタルビート信号)を取り込ん
でいるので、その第1素子アンテナのデジタルビート信
号から得られた位相と第1周期区間で取り込んだ第1素
子アンテナのデジタルビート信号から得られた位相との
位相差を求める。そして、第4および第5素子アンテナ
の受信信号の位相をその位相差分だけ逆回転させること
により、第1周期区間で取り込んだものと同等に扱うこ
とができる。
うことにより、すべての素子アンテナの受信信号を第1
周期区間で取り込んだものとして扱うことができる。
に行われる、装置固有の初期位相補正や初期振幅補正、
および振幅分布制御がチャネル別に行われる。
ている指向角に基づく位相回転およびチャネル間のベク
トル合成を行う。また、切り換えスイッチによる位相遅
延補正もここで行う。
合成が完了したら、ステップS68に移行し、合成した
ピーク周波数に関する情報を抽出する。
周波数に関する情報の抽出が、ステップS62で抽出し
たDBF合成すべき周波数のすべてについて終了したか
否かを判断する。DBF合成すべきすべての周波数につ
いて情報抽出が完了したら、ステップS70に移行し
て、指向角度を0.5度ずらし、再びステップS63か
らステップS69までの処理を実行する。これを、−1
0度から+10度まで0.5度刻みで41回行うことに
より、DBF合成による走査が0.5度の解像度で達成
される。
は、アップ区間とダウン区間について別々に行われる。
その後、アップ区間とダウン区間の周波数ピークのペア
リングを行い、その結果に基づいて目標物体の速度、距
離、方位に関する情報を得る。
る。図7は本発明の第2実施形態であるFM−CWレー
ダ装置の構成を示す図である。第1実施形態のFM−C
Wレーダ装置がホモダイン検波を行うものであるのに対
し、この実施形態のレーダ装置はヘテロダイン検波を行
うことによりノイズの低減を図ったものである。
の符号を付してあり、その詳細な説明は省略する。切換
スイッチ部6は、図1の切換スイッチ部3と同様に、ス
イッチ本体61とスイッチ制御部62とを備える。スイ
ッチ本体61は9個の入力端子と1個の出力端子とを有
し、出力端子は入力端子のいずれか一つと接続され、ス
イッチ制御部62からの切換信号によりその接続が周期
的に切り換えられる。第1実施形態のスイッチ本体31
との相違は、入力端子と出力端子の接続を外部入力され
る断続信号により断続されるようになっている点であ
る。なお、スイッチ制御部62は第1実施形態のスイッ
チ制御部32と同じである。
キサ42とアンプ43との間にIFアンプ71および第
2ミキサ72を直列に挿入した構成となっている。さら
に、切換信号fswよりも数十倍の周波数をもつ断続信
号fIFを出力する発振器73を有する。各信号周波数の
一例を示すと、送信信号周波数f0がたとえば76GH
z、中間周波数帯である断続信号周波数fIFがたとえば
100MHz、切換信号周波数がたとえば5MHz、ビ
ート信号周波数がたとえばDC〜100KHzである。
での周波数変換の様子を示すスペクトルマップである。
本実施形態のFM−CWレーダ装置では、受信信号13
0を切換スイッチ部6での断続信号に従うオンオフによ
り信号131および132に置き換えた後、ミキサ42
で中間信号133までダウンコンバートし、続いて、第
2ミキサ72でビート信号134までダウンコンバート
する。
ノイズフロアを示し、曲線136は第2ミキサ72のノ
イズフロアを示している。この図から判るように、ミキ
サ42では、そのノイズの影響が低下するIF帯までの
ダウンコンバートが行われ、ついで、低域のノイズがミ
キサ42よりも低い第2ミキサ72でビート信号までの
ダウンコンバートが行われる。したがって、ホモダイン
方式に比べて大幅にノイズマージンを拡大することがで
きる。
般には低域側の1/fノイズやFM−CW方式によるF
M−AM変換ノイズが多く出てしまうが、第2ミキサ7
2は、帯域が狭くなるので、ノイズフロアが低下する。
本実施形態ではこのような作用を利用してノイズマージ
ンの拡大を達成している。
71を狭帯域化すると、低周波域で発生するFM−AM
変換ノイズとIF信号を分離できるので、さらに低域ノ
イズを低下させることができる。
ナのチャネル数が9チャネルであったが、チャネル数を
増やせば検出精度はさらに増大する。
Wレーダ装置によれば、ダウンコンバートに必要な高価
なデバイス、たとえば、RFアンプや高帯域のミキサ等
を素子アンテナの数に無関係に一組だけ設ければよい。
したがって、装置全体を安価に構成することができ、小
型化することができる。
し周期の複数周期の間で全チャネルを選択しのデータを
取り込むので、一周期中にすべての素子アンテナを選択
する場合と比較して、切換周波数を低くすることがで
き、また、接続切換毎にビート信号をサンプリングする
ことを考えると、切換周波数が低くなればA/D変換速
度も低くすることができる。これにより、スイッチ素子
やA/D変換器をさらに安価なものとすることができ
る。
置を示す構成図。
グラフ。
グラフ。
ーチャート。
3の接続タイミングを示すタイミングチャート。
装置を示す構成図。
チ部、4、7…受信回路部、5…ディジタル信号処理
部、11…電圧制御型発振器、13…送信アンテナ、3
1、61…スイッチ本体、32、62…スイッチ制御
部、41…RFアンプ、42、72…ミキサ、45…A
/D変換器、73…断続信号発生器。
Claims (3)
- 【請求項1】 周波数変調された連続波を送信波として
送信する送信部と、 前記送信波が目標物で反射された電磁波を受信波として
複数の素子アンテナが配列された受信アンテナで受信
し、各素子アンテナチャネル別に送信波と受信波の差で
あるビート信号を生成し、このビート信号をデジタルビ
ート信号にA/D変換する受信部と、 前記デジタルビート信号を用いてディジタル・ビーム・
フォーミング処理を施し、その結果から前記目標物の検
知を行う信号処理部とを備えるFM−CWレーダ装置に
おいて、 前記受信部は、前記ビート信号を生成する回路に前記素
子アンテナのいずれかを選択的に接続する切換手段を備
え、 前記切換手段は、前記周波数変調の繰り返し周期の一周
期の中で前記複数の素子アンテナの一部を選択し、選択
された素子アンテナ間において接続切換を繰り返し行
い、複数周期に亘って素子アンテナの選択の組み合わせ
を異ならせることにより前記素子アンテナのすべてを選
択するものであることを特徴とするFM−CWレーダ装
置。 - 【請求項2】 前記切換手段は、前記素子アンテナの一
つを基準素子アンテナとして前記周波数変調の繰り返し
周期の各周期において選択することを特徴とする請求項
2に記載のFM−CWレーダ装置。 - 【請求項3】 前記信号処理部は、前記周波数変調の繰
り返し周期の各周期において基準素子アンテナが受信し
た受信波の位相差に基づいて基準素子アンテナ以外の素
子アンテナが受信した受信波の位相を補正することを特
徴とする請求項3に記載のFM−CWレーダ装置。
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