KR20010043118A

KR20010043118A - Ｆｍ―ｃｗ 레이더 장치

Info

Publication number: KR20010043118A
Application number: KR1020007012009A
Authority: KR
Inventors: 야마다유키노리
Original assignee: 와다 아끼히로; 도요다 지도샤 가부시끼가이샤
Priority date: 1998-04-28
Filing date: 1999-03-24
Publication date: 2001-05-25
Also published as: JP3534164B2; EP1076244B1; EP1076244A1; EP1076244A4; DE69943409D1; AU2957299A; CN1206544C; CA2330430A1; WO1999056147A1; US6445339B1; CA2330430C; JPH11311668A; AU744641B2; CN1298488A

Abstract

본 발명의 FM-CW레이더장치는, 송신부, 수신부 및 신호처리부를 구비하고 있다. 송신부는 주파수 변조된 연속파를 송신파로 하여 송신하는 것이다. 수신부는 송신파가 목표물에서 반사된 전파를 수신파로 하여 복수의 소자 안테나가 배열된 수신 안테나에서 수신하고, 각 소자 안테나채널마다 송신파와 수신파의 차이인 비트신호를 생성하고, 이 비트신호를 디지털 비트신호로 A/D변환하는 것이다. 신호처리부는 디지털 비트신호에 대하여 디지털·빔·포밍처리를 실시하고, 그 결과로부터 목표물의 검지를 행하는 것이다. 수신부는 비트신호를 생성하는 회로에 소자 안테나중의 어느 하나를 선택적으로 접속하는 전환수단을 구비하고, 이 전환수단은 주파수 변조의 반복주기의 1주기에 복수의 소자 안테나의 일부만을 비트신호 생성회로에 접속한다.

Description

ＦＭ―ＣＷ 레이더장치{FM-CW RADAR}

DBF형의 레이더장치로서 일본국 특개평6-88869호에 기재된 것이 있다. 이 종래의 레이더장치에서는 어레이 안테나를 구성하는 각 소자 안테나별로 RF증폭기, 믹서, 필터, A/D변환기가 접속되어 있고, 각 A/D변환기로부터 출력되는 디지털신호를 디지털·빔·포밍·프로세서에 도입하여 디지털·빔·포밍처리를 행한다.

본 발명은 주파수 변조된 연속파를 송신파로서 사용하는 FM-CW 레이더장치에 관한 것으로, 특히 빔주사를 디지털·빔·포밍(DBF)에 의하여 달성하는 FM-CW 레이더장치에 관한 것이다.

도 1은 본 발명의 일 실시형태인 FM-CW 레이더장치를 나타내는 구성도,

도 2A는 FM-CW 레이더의 탐지원리를 설명하기 위한 그래프,

도 2B는 FM-CW 레이더의 탐지원리를 설명하기 위한 그래프,

도 3A는 FM-CW 레이더의 탐지원리를 설명하기 위한 그래프,

도 3B는 FM-CW 레이더의 탐지원리를 설명하기 위한 그래프,

도 4는 도 1의 FM-CW 레이더장치의 동작을 나타내는 플로우차트,

도 5는 도 1의 FM-CW 레이더장치의 변환 스위치부(3)의 접속 타이밍을 나타내는 타이밍차트,

도 6은 DBF합성의 처리순서를 나타내는 플로우차트,

도 7은 본 발명의 제 2 실시형태인 FM-CW 레이더장치를 나타내는 구성도,

도 8은 주파수 변환형태를 나타내는 스펙트럼도이다.

일반적으로 레이더장치에서는 마이크로파나 밀리미터파와 같은 고주파전자를 사용하고 있으나, 이와 같은 고주파로 동작하는 아날로그 디바이스(RF증폭기나 믹서 등)는 매우 고가이다.

상기한 종래의 레이더장치에서는 소자안테나마다 이들 아날로그 디바이스가 설치되고 있기 때문에, 다수의 아날로그 디바이스가 필요하여 높은 제조비용을 어쩔 수 없게 되어 있다. 특히 성능향상을 위한 하나의 수단으로서, 소자 안테나의 수를 증가하는 것을 들 수 있으나, 소자 안테나의 증가는 그것에 부수하는 고주파아날로그 디바이스의 증가로 연결되어 비용의 증가를 초래한다. 따라서 소자 안테나수의 증가가 곤란하였다. 또 아날로그 디바이스의 증가는 레이더장치의 대형화에도 연결된다.

본 발명의 목적은, 소자 안테나수에 무관하게 아날로그 디바이스수를 최소한으로 억제한 FM-CW 레이더장치를 제공하는 데 있다.

본 발명의 FM-CW 레이더장치는 송신부, 수신부 및 신호처리부를 구비하고 있다. 송신부는 주파수 변조된 연속파를 송신파로서 송신하는 것이다. 수신부는 목표물에서 재방사된 전파를 수신파로 하여 복수의 소자 안테나가 배열된 수신 안테나로 수신하고, 각 소자 안테나 채널별로 송신파와 수신파의 차이인 비트신호를 생성하고, 이 비트신호를 디지털 비트신호로 A/D변환하는 것이다. 신호처리부는 디지털 비트신호를 사용하여 디지털·빔·포밍처리를 실시하고, 그 결과로부터 목표물의 검지를 행하는 것이다.

수신부는 비트신호를 생성하는 회로에 소자 안테나중 어느 하나를 선택적으로 접속하는 변환수단을 구비하고, 이 변환수단은 주파수 변조의 반복주기의 1주기중에 복수의 소자 안테나의 일부만을 비트신호 생성회로에 접속한다.

이와 같이 구성된 본 발명의 FM-CW 레이더장치에 의하면, 변환수단에 의하여 비트신호를 생성하는 회로에 소자 안테나중 어느 하나를 선택적으로 접속함으로써, 비트신호를 생성하는 회로에 각 소자 안테나로부터의 수신파를 시간적으로 분할하여 입력할 수 있다. 그 때문에 수신파와 송신파와의 합성에 의한 비트신호의 생성에 필요한 고주파 디바이스, 즉 수신파의 다운컨버터용 믹서회로 등을 소자 안테나마다 준비할 필요가 없고, 1 세트만 있으면 충분하게 된다.

또한 변환수단은 주파수 변조의 반복주기의 1주기중에 복수의 소자 안테나의 일부만을 비트신호 생성회로에 접속하기 때문에, 주파수 변조의 반복주기의 1주기중에 모든 소자 안테나를 비트신호 생성회로에 접속하는 경우와 비교하여 변환주파수를 낮게 할 수 있다.

또 접속변환마다 비트신호를 샘플링하여 A/D변환하는 것을 생각하면, 변환 주파수가 낮아지면 A/D 변환속도도 낮게 할 수 있다.

변환수단은 소자 안테나의 하나를 기준소자 안테나로 하여 주파수 변조의 반복주기의 각 주기에 있어서 선택하는 것이 바람직하며, 신호처리부는 주파수 변조의 반복주기의 각 주기에 있어서 기준소자 안테나가 수신한 수신파의 위상차에 의거하여 기준소자 안테나 이외의 소자 안테나가 수신한 수신파의 위상을 보정하는 것이 바람직하다.

주파수 변조의 반복주기의 주기구간이 다르면, 그 동안에 목표물과의 거리가 변화하는 일이 있고, 그 경우, 수신파의 위상이 변화된다. 즉 소자 안테나마다의 수신의 동시성을 충분히 확보할 수 없다. 이에 대하여 각 주기에 있어서의 기준소자 안테나로부터의 신호의 위상차를 검출하고, 이 위상차에 의거하여 기준소자 안테나 이외의 소자 안테나의 신호위상을 보정하면, 동1주기내에서 모든 소자 안테나로부터의 신호를 도입하였을 때와 동등한 DBF합성을 할 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시형태인 레이더장치를 나타내는 구성도이다. 이 레이더장치는 연속파(CW)에 주파수 변조(FM)를 행한 송신신호를 이용하는 FM-CW 레이더장치이며, 또한 디지털·빔·포밍처리를 행하는 DBF 레이더장치이다.

본 실시형태의 구체적인 구성 및 동작을 설명하기에 앞서, FM-CW 레이더장치의 탐지원리를 설명한다.

도 2A, 도 2B, 도 3A 및 도 3B는 각각 FM-CW 레이더의 탐지원리를 나타내는 파형도이다.

도 2A는 송신신호 주파수의 변화와, 거리(R)의 위치에 있어서 상대속도가 0인 목표물로부터 재방사된 수신신호 주파수의 변화를 나타낸 그래프이며, 세로축에 주파수, 가로축에 시간을 취하고 있다. 실선은 송신신호 주파수를 나타내고, 파선은 수신신호 주파수를 나타내고 있다.

이 그래프로부터 알 수 있는 바와 같이, 송신신호로는 연속파에 3각형상의 주파수 변조를 행한 변조신호를 사용한다. 변조파의 중심 주파수는 F0, 주파수 편이폭은 ΔF, 3각파의 반복 주파수는 fm이다.

또 도 3A는 송신신호 주파수의 변화와, 목표물의 상대속도가 0이 아닌 속도(V)일 때의 수신신호 주파수의 변화를 나타낸 그래프이며, 실선은 송신신호 주파수를 나타내고, 파선은 수신신호 주파수를 나타내고 있다. 또한 송신신호 및 좌표축의 의의는 도 2A일 때와 동일하다.

도 2A에 나타내는 바와 같이 목표물의 상대속도가 0일 때에는 수신신호는 송신신호에 대하여 거리에 따른 시간지연(T)(T=2R/C : C는 빛의 속도)을 받는다.

또 도 3A에 나타내는 바와 같이 목표물의 상대속도가 0 이외의 값인 V 일 때에는, 수신신호는 송신신호에 대한 거리에 따른 시간지연(T)과, 상대속도에 상당하는 주파수 편이(D)를 받는다. 또한 도 3A에 나타내는 예는 수신신호 주파수가 상기 그래프에 있어서 위쪽으로 편이되어 있고, 목표물이 접근하는 경우를 나타내고 있다.

이와 같은 수신신호에 대하여 송신신호의 일부를 믹싱하면, 비트신호가 얻어진다. 도 2B 및 도 3B는 각각 목표물의 상대속도가 0일 때와 V(V≠0)일 때의 비트주파수를 나타내는 그래프이며, 시간축(가로축)은 각각 도 2A 및 도 3A와 타이밍을 일치시키고 있다.

현재 상대속도가 0일 때의 비트 주파수를 fr, 상대속도에 의거하는 도플러 주파수를 fd, 주파수가 증가하는 구간(상승구간)의 비트 주파수를 fb1, 주파수가 감소하는 구간(하강구간)의 비트 주파수를 fb2라 하면,

가 성립된다.

따라서, 변조 사이클의 상승구간과 하강구간의 비트 주파수(fb1 및 fb2)를 따로 따로 측정하면, 다음식 (3), (4)로부터 fr 및 fd를 구할 수 있다.

fr 및 fd가 구해지면, 목표물의 거리(R)와 속도(V)를 다음의 (5), (6)식에 의해 구할 수 있다.

여기에 C는 빛의 속도이다.

이와 같이 하여 임의의 빔방향에 대하여 목표물의 거리(R) 및 속도(V)를 구할 수 있으므로, 빔주사를 행하면서 거리(R) 및 속도(V)를 순차 산출하면, 목표물의 방위, 거리, 속도를 탐지할 수 있다. 이것이 FM-CW 레이더의 원리이다.

도 1에 나타내는 본 실시형태의 FM-CW 레이더장치는 DBF 레이더장치이기도 하다. 즉, 이 FM-CW 레이더장치에서는 복수의 소자 안테나로 이루어지는 어레이 안테나를 수신 안테나로서 사용하고, 각 소자 안테나에서 수신한 신호를 디지털화하여 그 위상과 진폭을 후단의 신호처리부에 있어서 변환하고, 다시 모든 소자 안테나 채널의 신호를 합성함으로써 수신 안테나의 지향성을 형성하는 것이다. 따라서 일단 도입한 신호에 대하여 위상과 진폭의 변환량을 적절히 바꾸어 변환하면, 소망의 빔주사를 행할 수 있다.

이 레이더장치는 송신부(1), 어레이 안테나(2), 변환 스위치부(3), 수신 회로부(4) 및 디지털 신호처리부(5)를 구비하고 있으며, 어레이 안테나(2), 변환 스위치부(3) 및 수신 회로부(4)에 의하여 수신부가 구성되어 있다.

송신부(1)는 중심 주파수가 f0(예를 들어 76GHz)의 전압제어형 발진기(11)와, 버퍼증폭기(12)와, 송신 안테나(13)와, RF증폭기(14)를 구비하고 있다. 발진기(11)는 도시 생략한 변조용의 직류전원으로부터 출력되는 제어전압에 의하여 f0±ΔF/2의 피변조파(송신신호)를 출력한다. 피변조파는 버퍼증폭기(12)로 증폭되어 송신 안테나(13)로부터 전자파로서 방사된다. 또한 송신신호의 일부는 RF증폭기(14)로 증폭되어 다운 컨버터용 로컬신호로서 출력된다.

수신용 어레이 안테나(2)는 제 1 채널(CH1)로부터 제 9 채널(CH9)까지의 각 채널에 대응하는 9개의 소자 안테나를 구비하고 있다. 변환 스위치부(3)는 스위치본체(31)와 스위치제어부(32)를 구비한다. 스위치본체(31)는 9개의 입력단자와 1개의 출력단자를 가지고, 각 입력단자에는 어레이 안테나(2)의 각 소자 안테나가 1개씩 접속되어 있다. 출력단자는 입력단자중 어느 하나와 접속되는 것으로, 스위치제어부(32)로부터의 변환신호에 의하여 그 접속이 적절하게 변환된다. 접속변환은 회로상에서 전기적으로 행하여지는 것으로, 어떠한 순번으로 전환할 지에 대해서는 뒤에서 설명한다.

수신 회로부(4)는 RF 증폭기(41), 믹서(42), 증폭기(43), 필터(44) 및 A/D변환기(45)를 구비하고 있다. 스위치본체(31)의 출력단자로부터 출력된 신호, 즉 어레이 안테나(2)중 어느 하나의 소자 안테나에서 수신한 신호는 RF 증폭기(41)로 증폭되어 믹서(42)로 RF 증폭기(41)로부터의 송신신호의 일부와 믹싱된다. 이 믹싱에 의하여 수신신호는 다운컨버트되고, 송신신호와 수신신호와의 차신호인 비트신호가 생성된다. 비트신호는 증폭기(43) 및 저대역통과필터(44)를 개재하여 A/D변환기(45)에 입력되고, 스위치제어부(32)로부터의 신호, 즉 스위치본체(31)에서의 접속변환을 행하기 위한 클록신호(fsw)의 타이밍으로 디지털신호로 변환된다.

디지털신호처리부(5)는 A/D변환부(45)로부터의 디지털 비트신호에 대하여 디지털·빔·포밍(DBF)처리를 실시하고, 그 결과로부터 목표물의 검지를 행한다.

다음으로, 이와 같이 구성된 FM-CW 레이더장치의 동작을 설명한다.

도 4는 이 FM-CW 레이더장치의 동작을 나타내는 플로우차트이고, 도 5는 변환스위치부(3)의 변환타이밍을 나타내는 타이밍차트이다.

도 4의 플로우차트에 있어서, i는 소자 안테나마다의 채널번호를 나타내며, j는 3각파 변조의 상승구간 및 하강구간의 각각에 있어서의 수신파의 샘플링번호를 나타내고, k는 3각파 변조의 주기번호를 나타내고 있다. 본 실시형태에서는 i는 1 ~ 9의 값을 취하고, j는 1 ~ N(예를 들어 128)의 값을 취하며, k는 1 ~ 4의 값을 취한다.

먼저, 단계(S41)에 있어서, i, j, k를 각각 초기치인 「1」로 설정한다. 이어서, 단계(S42)에서 샘플링 클록신호의 도입구간인 지의 여부를 판단한다. 본 실시형태에서는 3각파 변조의 상승구간 및 하강구간의 각각의 중앙부를 도입구간으로 하고 있다. 이것은 3각파 변조의 상승구간으로부터 하강구간 또는 하강구간으로부터 상승구간으로의 변화점 근방에 비교하여 각 구간의 중앙부의 쪽이 높은 선형성을 확보할 수 있기 때문이다.

클록신호 도입구간이면, 단계(S43)를 거쳐 S44로 이행하고, 클록신호의 에지를 검출한 시점에서 단계(S45)로 이행하여 스위치본체(31)의 전환이 행하여진다. 현재, i=1이기 때문에 이 전환에 의하여 1번째의 소자 안테나(ch1)가 스위치본체 (31)에 접속된다.

이 스위치전환에 의하여 제 1 소자 안테나(ch1)에서 수신한 신호가 믹서(42)에서 다운컨버트되어 그 비트신호가 A/D변환기(45)로 보내진다.

다음으로, 단계(S46)에서 클록주기(1/fsw)의 1/2의 지연을 행한 후, 단계(S47)에서 A/D변환기(45)에 의한 비트신호의 A/D변환을 행하고, 그 디지털 비트신호를 디지털 신호처리부(5)의 버퍼에 도입한다. 단계(S46)의 지연은 1회의 소자 안테나 접속기간의 중앙시점에서 A/D변환처리를 행하기 위한 것으로, 이에 의하여 접속의 안정시에 A/D변환을 행할 수 있다. 또 디지털 비트신호의 버퍼에 대한 도입은 후처리를 위하여 i, j, k별, 또한 상승 또는 하강구간별로 행한다.

이 1회의 A/D변환이 종료하면, 단계(S48)로 이행한다. 여기서 설명하는 단계(S48)로부터 단계(S57)의 처리는 전환스위치부(3)에 의하여 수신 회로부(4)에 접속되는 소자 안테나의 순번을 결정하는 플로우이다. 이 실시형태에서는 주파수 변조의 반복주기를 4회 사용하여 모든 소자 안테나 채널의 선택을 완료시키는 것으로 하고 있다.

도 5는 소자 안테나채널의 선택순서를 나타내는 타이밍차트로서, 가로축에 시간을 취하고 있다. CH.1 ~ CH.9는 제 1 내지 제 9의 각 소자 안테나채널의 접속타이밍을 나타내는 것으로, 하이레벨이 접속을 의미한다. 또 파형(51)은 3각파 변조의 타이밍을 나타낸다. 또한 도면을 보기쉽게 하기 위하여 각 채널의 접속시간(하이레벨기간)을 파형(51)과의 관계에 있어서 실제의 접속시간보다도 대폭으로 길게 나타내고 있다.

이 도면에서 알 수 있는 바와 같이 제 1 구간에서는 제1, 제 2, 제 3 소자 안테나를 선택하여 이것을 순서대로 반복하여 접속한다. 제 2 구간에서는 제 1, 제 4, 제 5 소자 안테나를 선택하여 이들을 순서대로 반복하여 접속한다. 제 3 구간에서는 제 1, 제 6, 제 7 소자 안테나를 선택하여 이들을 순서대로 반복하여 접속한다. 제 4 구간에서는 제 1, 제 8, 제 9 소자 안테나를 선택하여 이들을 순서대로 반복하여 접속한다.

제 1 소자 안테나는 기준소자 안테나로서 제 1 내지 제 4 구간에 있어서 항상 선택되어 있고, 제 2 내지 제 9 소자 안테나는 2개씩 나뉘어져 각각 제 1 내지 제 4 구간으로 나뉘어진다. 제 1 소자 안테나에서 수신한 신호의 비트신호는 뒤에서 설명하는 DBF합성시의 위상보정의 기준신호로서 이용된다.

이와 같은 소자 안테나의 전환접속을 행하기 위한 단계(S48)로부터 단계 (S57)의 처리는 다음과 같다.

단계(S48)에서는 i=1 인지의 여부를 판단하여 i=1 이면 단계(S49)로 진행하여 i를 (i+(2k-1))로 치환하고, i=1 이 아니면 단계(S50)로 진행하여 i를 (i+1)로 치환한다. 그후, 단계(S51)에 있어서 i가 (2+(2k-1))보다 큰 지의 여부를 판단한다.

지금 i=k=1이기 때문에, 단계(S49)로 진행하여 i=2로 하고, 단계(S51)의 판단을 거쳐 단계(S42)로 되돌아가고, 단계(S42 ~ S47)에 의하여 제 2 소자 안테나에서 수신한 신호의 디지털 비트신호를 버퍼에 도입한다. 이 시점에서는 i=2이기 때문에 단계(S48)로부터 단계(S50)로 이행하여 i=3이 되고, 다시 단계(S51)로부터 단계(S42)로 되돌아가고, 단계(S42 ~ S47)에 의하여 제 3 소자 안테나에서 수신한 신호의 디지털 비트신호를 버퍼에 도입한다.

이어서 단계(S48)로부터 단계(S50)로 이행하여 i=4가 되면, 단계(S51)에서는 부정판단이 이루어져 단계(S52)로 이행하여 i=1로 설정됨과 동시에, j=2로 설정된다.

그후, 단계(S53)로 이행하여 j가 N과 비교된다. 값(N)은 상승구간 및 하강구간에 있어서의 소자 안테나채널마다의 샘플링수이며, 여기에서는 예를 들어 N=128로 설정되어 있다. 지금 j=2이기 때문에, i=1, j=2의 상태에서 단계(S42)로 되돌아간다. 그후 단계(S52)에서 j=3이 되기까지 제 1 내지 제 3 소자 안테나의 디지털 비트신호를 순서대로 도입한다.

이후 마찬가지로 제 1 내지 제 3 소자의 안테나채널의 디지털 비트신호를 순서대로 도입하고, 각 채널마다의 N개의 디지털 비트신호를 도입하면, 단계(S53)의 판단에 있어서, 단계(S54)로 이행하여 j의 값을 초기치인 「1」로 되돌린다.

계속해서 단계(S55)에서는 지금까지의 디지털 비트신호 도입처리가 상승구간에서 행하여진 것인 지, 하강구간에서 행하여진 것 인지를 판단한다. 지금은 상승구간의 도입이 종료한 곳이기 때문에, 단계(S55)의 판단에서는 부정되어 단계(S42)로 되돌아간다. 이후 제 1 구간의 하강구간에 있어서 제 1 내지 제 3 소자 안테나채널의 디지털 비트신호를 순서대로 각각 128샘플씩 도입한다.

제 1 구간의 하강구간의 디지털 비트신호 도입이 종료하면, 단계(S55)로부터 단계(S56)로 이행하여 k가 (k+1)로 치환된다. 지금 k=1이므로, 여기서 k=2가 되어 단계(S57)의 판단을 거쳐 단계(S42)로 되돌아간다.

이후의 단계(S42)로부터 단계(S55)까지의 처리를 반복함으로써, 제 2 구간의 상승구간 및 하강구간의 각각에 있어서, 도 5에 나타내는 바와 같이 제 1, 제 4, 제 5 소자 안테나가 순차 선택되고, 그 디지털 비트신호가 반복하여 도입된다.

단계(S56)에 있어서, k=3이 되면, 제 3 구간의 상승구간 및 하강구간의 각각에 있어서, 도 5에 나타내는 바와 같이 제 1, 제 6, 제 7 소자 안테나가 순차 선택되어 그 디지털 비트신호가 반복하여 도입된다. 또한 k=4가 되면, 제 4 구간의 상승구간 및 하강구간의 각각에 있어서, 제 1, 제 8, 제 9 소자 안테나가 순차 선택되고, 그 디지털 비트신호가 반복하여 도입된다.

이상의 처리가 끝나면, 모든 소자 안테나채널에서 수신한 신호의 디지털 비트신호가 디지털 신호처리부(5)의 버퍼에 모두 도입되게 된다. 이때 k의 값은 단계(S56)에서 k=5가 되고, 단계(S57)의 판단에 있어서 긍정되어 단계(S58)로 이행한다.

단계(S58)에서는 채널마다의 복소FFT처리, DBF합성 및 그 결과에 의거하는 목표물체의 인식처리가 행하여진다. 단계(S58)이후는 단계(S41)로 되돌아가, 지금까지 설명한 처리를 행하고, 이후 이것을 반복한다.

다음으로, 디지털 신호처리부(5)에 있어서의 DBF합성의 순서를 도 6의 플로우차트를 사용하여 설명한다.

단계(S60)에서는 DBF합성의 전처리로서 각 채널마다에 디지털 비트신호에 대하여 복소FFT처리를 실시하고, 단계(S61)에서 이 채널마다 FFT 데이터를 판독한다. 이 FFT처리에 의하여 목표물에 따른 주파수의 피크가 채널마다 얻어진다. DBF합성은 주파수 피크에 대하여 선택적으로 행하면 충분하기 때문에, 단계(S62)에서는 DBF합성을 행하는 주파수 포인트를 추출한다.

다음으로, 단계(S62)에서 추출된 주파수포인트에 관하여 단계(S63)로부터 단계(S67)까지의 처리에서 채널마다 위상 및 진폭의 변환 및 보정을 행한다. 단계(S63)에서는 주파수 변조의 제 1 내지 제 4 주기구간중, 제 1 주기구간인 지의 여부를 판단한다. 제 2 주기구간 내지 제 4 주기구간의 경우는, 단계(S65)로 이행하여 제 1 소자 안테나채널을 기준으로 한 구간 사이의 위상보정을 행한다.

디지털 비트신호를 도입하는 주파수 변조의 주기구간이 다르면, 그 사이에 목표물과의 거리가 변화된다고 생각되므로, 각 주기구간에서 수신신호 위상차가 생기게 된다.

따라서 이 실시형태에서는 제 1 소자 안테나를 기준소자 안테나로 하고, 모든 주기구간에서 제 1 소자 안테나에서 수신한 신호의 디지털 비트신호를 도입하고, 그 구간 사이 위상차를 사용하여 다른 소자 안테나에서의 디지털 비트신호의 위상을 보정한다. 또한 여기에 말하는 위상은 원신호의 위상으로, 다운컨버트후의 비트신호에도 이 위상은 보존되어 있으므로, 위상차를 검출할 수 있다.

제 2 주기구간에서는 제 1, 제 4, 제 5 소자 안테나의 수신신호(디지털 비트신호)를 도입하고 있기 때문에, 그 제 1 소자 안테나의 디지털 비트신호로부터 얻어진 위상과 제 1 주기구간에서 도입한 제 1 소자 안테나의 디지털 비트신호로부터 얻어진 위상과의 위상차를 구한다. 그리고 제 4 및 제 5 소자 안테나의 수신신호의 위상을 그 위상차분 만큼 역회전시킴으로써, 제 1 주기구간에서 도입한 것과 동등하게 처리할 수 있다.

동일한 보정을 제 3 및 제 4 주기구간에서 행함으로써, 모든 소자 안테나의 수신신호를 제 1 주기구간에서 도입한 것으로서 처리할 수 있다.

단계(S64)에서는 DBF합성으로 일반적으로 행하여지는, 장치고유의 초기위상 보정이나 초기진폭 보정, 및 진폭분포 제어가 채널마다 행하여진다.

다음으로, 단계(S66)에서는 현재 선택되고 있는 지향각에 의거하는 위상회전 및 채널사이의 벡터합성을 행한다. 또 전환스위치에 의한 위상지연 보정도 여기서 행한다.

모든 소자 안테나채널에 대하여 벡터합성이 완료되면, 단계(S68)로 이행하여 합성한 피크주파수에 관한 정보를 추출한다.

단계(S69)에서는 이 합성한 피크주파수에 관한 정보의 추출이 단계(S62)에서 추출한 DBF합성해야 할 주파수의 전부에 대하여 종료하였는 지의 여부를 판단한다. DBF합성해야 할 모든 주파수에 대하여 정보추출이 완료하면, 단계(S70)로 이행하여 지향각도를 0.5도 어긋나게 하고, 다시 단계(S63)로부터 단계(S69)까지의 처리를 실행한다. 이것을 -10도 내지 +10도까지 0.5도 마다 41회 행함으로써, DBF합성에 의한 주사가 0.5도의 해상도로 달성된다.

도 6에 나타내는 FFT처리 및 DBF합성은, 상승구간과 하강구간에 대하여 따로 따로 행하여진다. 그후 상승구간과 하강구간의 주파수피크의 페어링을 행하고, 그 결과에 의거하여 목표물체의 속도, 거리, 방위에 관한 정보를 얻는다.

다음으로, 본 발명의 다른 실시형태를 설명한다. 도 7은 본 발명의 제 2 실시형태인 FM-CW레이더장치의 구성을 나타내는 도이다. 제 1 실시형태의 FM-CW레이더장치가 호모다인검파를 행하는 것임에 대하여, 이 실시형태의 레이더장치는 헤테로다인검파를 행함으로써, 노이즈의 저감을 도모한 것이다.

도 7에 있어서, 도 1과 동일한 요소에는 동일부호를 부착하고 있고, 그 상세한 설명은 생략한다. 전환스위치부(6)는 도 1의 전환스위치부(3)와 마찬가지로, 스위치본체(61)와 스위치제어부(62)를 구비한다. 스위치본체(61)는 9개의 입력단자와 1개의 출력단자를 가지며, 출력단자는 입력단자중 어느 하나와 접속되어 스위치 제어부(62)로부터의 전환신호에 의하여 그 접속이 주기적으로 전환된다. 제 1 실시형태의 스위치본체(31)와의 상위는 입력단자와 출력단자의 접속을 외부입력되는 단속신호에 의하여 단속되도록 되어 있는 점이다. 또한 스위치 제어부(62)는 제 1 실시형태의 스위치 제어부(32)와 동일하다.

수신회로부(7)는 도 1의 수신회로부(4)의 믹서(42)와 증폭기(43)사이에 IF증폭기(71) 및 제 2 믹서(72)를 직렬로 삽입한 구성으로 되어 있다. 또한 전환신호 (fsw)보다도 수십배의 주파수를 가지는 단속신호(f_IF)를 출력하는 발진기(73)를 가진다. 각 신호주파수의 일예를 나타내면, 송신신호 주파수(f0)가 예를 들어 76GHz, 중간주파수대인 단속신호 주파수(f_IF)가 예를 들어 100MHz, 전환신호 주파수가 예를 들어 5MHz, 비트신호 주파수가 예를 들어 DC ~ 100KHz이다.

도 8은 본 실시형태에 있어서의 신호처리과정에서의 주파수 변환의 형태를 나타내는 스펙트럼도이다. 본 실시형태의 FM-CW레이더장치에서는 수신신호(130)를 전환스위치부(6)에서의 단속신호에 따르는 온오프에 의하여 신호(131 및 132)로 치환한 후, 믹서(42)에서 중간신호(133)까지 다운컨버트하고, 계속해서 제 2 믹서 (72)에서 비트신호(134)까지 다운컨버트한다.

도 8에 있어서, 곡선(135)은 믹서(42)의 노이즈플로어를 나타내며, 곡선 (136)은 제 2 믹서(72)의 노이즈플로어를 나타내고 있다. 이 도면에서 알 수 있는 바와 같이, 믹서(42)에서는 그 노이즈의 영향이 저하하는 IF대까지의 다운컨버트가 행하여지고, 이어서, 저감의 노이즈가 믹서(42)보다도 낮은 제 2 믹서(72)로 비트신호까지의 다운컨버트가 행하여진다. 따라서, 호모다인방식과 비교하여 대폭으로 노이즈마진을 확대할 수 있다.

믹서(42)는 대역이 매우 넓기 때문에, 일반적으로는 저역측의 1/f 노이즈나 FM-CW방식에 의한 FM-AM변환 노이즈가 많이 나오게 되나, 제 2 믹서(72)는 대역이 좁아지기 때문에, 노이즈 플로어가 저하한다. 본 실시형태에서는 이와 같은 작용을 이용하여 노이즈마진의 확대를 달성하고 있다.

또한 제 2 믹서(72)의 전단의 IF증폭기(71)를 협대역화하면, 저주파대역에서 발생하는 FM-AM변환 노이즈와 IF신호를 분리할 수 있으므로, 저감노이즈를 더욱 저하시킬 수 있다.

제 1 및 제 2 실시형태에서는 소자 안테나의 채널수가 9채널이었으나, 채널수를 늘리면 검출정밀도는 더욱 증대한다.

이상 설명한 바와 같이 본 발명의 FM-CW레이더장치에 의하면, 다운컨버트에 필요한 고가의 디바이스, 예를 들어 RF증폭기나 고대역의 믹서 등을 소자 안테나의 수와 무관계하게 1세트만 설치하면 된다. 따라서 장치전체를 저렴하게 구성할 수 있고, 소형화할 수 있다.

또한 전환수단은 주파수 변조의 반복주기의 1주기중에 복수의 소자 안테나의 일부만을 비트신호 생성회로에 접속하기 때문에, 1주기중에 모든 소자 안테나와 비트신호 생성회로를 접속하는 경우와 비교하여 전환주파수를 낮게 할 수 있다. 또 접속전환시마다 비트신호를 샘플링하는 것을 생각하면, 전환주파수가 낮아지면 A/D변환속도도 낮게 할 수 있다. 이에 의하여 스위치소자나 A/D변환기를 더욱 저렴한 것으로 할 수 있다.

Claims

주파수 변조된 연속파를 송신파로 하여 송신하는 송신부와,

상기 송신파가 목표물에서 반사된 전파를 수신파로서 복수의 소자 안테나가 배열된 수신 안테나에서 수신하고, 각 소자 안테나채널마다 송신파와 수신파의 차이인 비트신호를 생성하며, 상기 비트신호를 디지털 비트신호로 A/D변환하는 수신부와,

상기 디지털 비트신호에 대하여 디지털·빔·포밍처리를 실시하고, 그 결과로부터 상기 목표물의 검지를 행하는 신호처리부를 구비하는 FM-CW레이더장치에 있어서,

상기 수신부는 상기 비트신호를 생성하는 회로에 상기 소자 안테나중 어느 하나를 선택적으로 접속하는 전환수단을 구비하고,

상기 전환수단은 상기 주파수 변조의 반복주기의 1주기중에서 상기 복수의 소자 안테나의 일부만을 상기 비트신호 생성회로에 접속하는 것을 특징으로 하는 FM-CW레이더장치.
제 1항에 있어서,

상기 전환수단은 상기 주파수 변조의 반복주기의 임의의 1주기에 상기 비트신호 생성회로에 접속되는 1 또는 2 이상의 소자 안테나와, 그것과 다른 1주기에 상기 비트신호 생성회로에 접속되는 1 또는 2 이상의 소자 안테나와는 적어도 일부가 다른 것을 특징으로 하는 FM-CW레이더장치.
제 2항에 있어서,

상기 전환수단은 상기 주파수 변조의 반복주기의 복수주기의 사이에서 상기 복수의 소자 안테나의 모두가 상기 비트신호 생성회로에 접속되는 것을 특징으로 하는 FM-CW레이더장치.
제 3항에 있어서,

상기 전환수단은 상기 소자 안테나의 하나를 기준소자 안테나로 하여 상기 주파수 변조의 반복주기의 각 주기에 있어서 선택하는 것을 특징으로 하는 FM-CW레이더장치.
제 4항에 있어서,

상기 신호처리부는 상기 주파수 변조의 반복주기의 각 주기에 있어서, 기준소자 안테나가 수신한 수신파의 위상차에 의거하여 기준소자 안테나 이외의 소자 안테나가 수신한 수신파의 위상을 보정하는 것을 특징으로 하는 FM-CW레이더장치.